DE69117219T2

DE69117219T2 - Verfahren und Apparat zur Verarbeitung von Signalen, und ein System wie z.B. eine Vorrichtung zur Bestimmung von Verschiebungen, die diese verwendet

Info

Publication number: DE69117219T2
Application number: DE69117219T
Authority: DE
Inventors: Ishii Satoshi; Eguchi Tadashi
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1990-06-20
Filing date: 1991-06-19
Publication date: 1996-09-19
Anticipated expiration: 2011-06-20
Also published as: US5235406A; EP0463561A1; JPH04229702A; DE69117219D1; EP0463561B1

Description

ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK

Gebiet der Erfindung

Diese Erfindung betrifft eine Technik zur Verarbeitung von Signalen, uni das Feststell- Auflösevermögen auf der Grundlage eines periodischen Signals zu erhöhen, das in einer Vorrichtung zur Bestimmung von Verschiebungen erzeugt wird, wie beispielsweise in einem Codierer oder in einem Laser- Längenmeßgerät.

Zum Stand der Technik

In einer herkömmlichen Vorrichtung zur Bestimmung von Verschiebungen, beispielsweise einem optischen Drehcodierer des inkrementalen Typs, werden Sinuswellen verschiedener Phasen (Zweiphasen- Sinuswellensignale oder mit anderen Worten, eine Sinus- und eine Kosinuswelle), die aus zwei Lichtempfangsmitteln gewonnen werden, zur Feststellung des Betrages von Drehverschiebungen und von der Richtung der Drehung eines sich drehenden Objekts verwendet. Um das Auflösungsvermögen weiter zu erhöhen, ist es allgemein bekannt, eine Vielzahl von Teilimpulssignalen entsprechend von Teileinheiten aus dem Sinus- und aus dem Kosinuswellensignal zu erzeugen, und diese zu verwenden. Dies ist beispielsweise in dem U.S.- Patent Nr. 3 410 976 offenbart.
Fig. 10 der anliegenden Zeichnung ist ein Blockschaltbild, das als Beispiel zum Stand der Technik Signalverarbeitungsmittel zeigt, und durch durchgehende Linien in Fig. 11 der beiliegenden Zeichnung bedeutete Wellenformen repräsentieren Signalwellenformen in den verschiedenen Abschnitten der Schaltung gemäß Fig. 10. In Fig. 10 bedeuten die Bezugszeichen 1 und 2 Eingangsanschlüsse, über die ein Sinuswellensignal bzw. ein Kosinuswellensignal eingegeben wird. Das heißt, kontastierend zu einem Signal a (Sinuswelle) aus dem Eingangsanschluß 1 wird ein Signal b (Kosinuswelle) mit einer Phasendifferenz von 90º über den Eingangsanschluß 2 eingegeben. Ein Signal c, das mit dem Signal a mit einer Phasendifferenz von 180º ausgestattet ist, wird in einer Umkehrschaltung 3 erzeugt. Diese drei Signale werden in geeigneter Weise gewichtet und von einem Widerstand oder dgl. addiert, und ein Sinuswellensignal eines beliebigen Winkels wird dort hineininterpoliert. Die Widerstände R haben alle den gleichen Wert, und Signale D und E mit einer Phasendifferenz von 45º bzw. 135º werden gewonnen. Diese Signale werden durch die Vergleicher 4, 5, 6 und 7 in Rechteckwellen umgesetzt, und ein Zweiphasen- Rechteckwellensignal mit einer Phasendifferenz von 90º wird durch eine Impulsschaltung 8 erzeugt. Auf diese Weise kann ein Signal mit hohem Auflösungsvermögen aus dem Sinuswellensignal und dem Kosinuswellensignal gewonnen werden, das von den Lichtempfangsmitteln erzeugt wird.
In dem zuvor beschriebenen Beispiel nach dem Stand der Technik gibt es den Vorteil, daß ein beliebiges Auflösungsvermögen durch Wichtung von Widerstandswerten erzeugt werden kann, jedoch werden die folgenden Punkte problematisch, wenn der Versuch gemacht wird, das Auflösungsvermögen zu erhöhen:
(1) Die größere Anzahl von zusätzlichen Widerständen führt zu der Notwendigkeit, diesen viele Puffer voranzuschalten;
(2) Die Interpolationsgenauigkeit wird durch den Einfluß des Fehlers des Additionswiderstandswertes oder der Unregelmäßigkeit des Eingangsoffset vom Vergleicher beeinträchtigt;
(3) Die Anzahl von Vergleichern steigt an, und der Umfang der Schaltung nimmt zu. Der Versuch beispielsweise, ein Zweiphasen- Rechteckwellensignal einer Frequenz zu erzeugen, die 64 mal so hoch ist wie das Originalsignal, erfordert 32 Vergleicher; und
(4) Beträchtliche Genauigkeit wird von den Amplituden und Offsets und der Phasendifferenze zwischen zwei Eingangssignalen erforderlich, und die Justage wird schwierig.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine neue Signalverarbeitungstechnik zu schaffen, die die zuvor erwähnten Probleme löst. Genauer gesagt, besteht die Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, ausgehend von einem periodischen Signal, das in einer Vorrichtung zur Bestimmung von Verschiebungen erzeugt wird, wie beispielsweiseeinem Codierer oder einem Laser- Längenmeßgerät, eine neue Signalverarbeitungstechnik zu schaffen, wodurch ein Gerät mit sehr hohem Auflösungsvermögen geschaffen werden kann, ohne daß der Umfang der Schaltung hierfür so umfangreich ausgelegt werden muß.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Vorrichtung zur Bestimmung von Versetzungen zu schaffen, in der diese Signalverarbeitungstechnik angewandt wird. Die Erfindung ist in den Patentansprüchen 1, 2 und 8 angegeben, gefolgt von abhängigen Patentansprüchen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, das ein Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 2 ist ein Blockschaltbild, das ein weiteres Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild, das ein weiteres Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 4 ist ein Blockschaltbild, das ein weiteres Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 5 ist ein Blockschaltbild, das ein weiteres Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 6 ist ein Blockschaltbild, das ein weiteres Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 7 zeigt den Aufbau einer Vorrichtung zur Bestimmung von Verschiebungen.
Fig. 8 zeigt den Aufbau eines Ansteuersystems mit der Vorrichtung zur Bestimmung von Verschiebungen.
Fig. 9 zeigt den Aufbau eines Servo- Schreibsystems einer Festplatte.
Fig. 10 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel nach den Stand der Technik zeigt.
Fig. 11 zeigt Signalwellenformen, wenn ein nichtideales Signal eingegeben wird.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

(Ausführungsbeispiel 1)

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung der grundlegenden Form einer Signalverarbeitungsschaltung nach der vorliegenden Erfindung, die zur Signalverarbeitung einer Vorrichtung zur Bestimmung von Verschiebungen, wie beispielsweise einem Codierer oder einem Laser- Längenmeßgerät, geeignet ist. In Fig. 1 wird angenommen, daß zwei Signale C1 und S1, die mit der Vorrichtung zur Bestimmung von Verschiebungen gewonnen werden, Signale von Wellenformen sind, die ausgedrückt werden können durch
C1 = cos ωt und S1 = sin ωt,
wobei das Ausgangssignal S2 des Multiplizierers 13
S2 = cos ωt × sin ωt = ½ sin 2ωt ist.
Auch das Ausgangssignal eines Addierers 9 ist (cos ωt + sin ωt), und das Ausgangssignal eines Addierers 10 ist (cos ωt - sin ωt), und folglich wird das Ausgangssignal C2 eines Multiplizierers
C2 = (cos t + sin ωt) (cos ωt - sin ωt)
= cos² ωt - sin² ωt
= cos 2ωt.
Ein Signal 2S2 verdoppelt das Ausgangssignal S2 und das Ausgangssignal C2 kann ausgeschrieben werden als
C2 = cos 2ωt, 2S2 = sin 2ωt.
Dies zeigt ein Signal mit einer doppelt so hohen Frequenz wie die der beiden Originalsignale, die den Bezug bilden.
Fig. 2 zeigt den Aufbau eines spezifischen Ausführungsbeispiels nach der Erfindung unter Verwendung der Schaltung von Fig. 1. Die Rechnung zur Verdopplung von S2 wird durch zwei Addierer 11 und 12 vor dem Multiplizierer 13 bewerkstelligt, wie in Fig. 2 dargestellt, und durch Addieren der Signale C1 miteinander und verdoppeln des Ergebnisses. Das System zur Verdopplung des Pegels durch die Addition der selben Signale C2 ist nicht beschränkend, sondern es kann ein Verstärker vorgesehen werden, der die Signale auf einfache Weise durch Verstärkung zu verdoppelt.
Eine Vielzahl derartiger Schaltungen können miteinander verbunden werden, und eine gleiche Verarbeitung kann des weiteren wiederholt werden, um dadurch zweiphasige Sinuswellensignale oder quadrierter Frequenzen in der Höhe von 2, 4, 8, 16 usw. zu erhalten. Das heißt, nach dem vorliegenden System können zur Verdopplung des Auflösungsvermögens in einfacher Weise zwei Multiplizierer hinzugefügt werden, und verglichen mit dem System nach dem Stand der Technik ist das vorliegende System folglich vorteilhafter, wenn der Versuch unternommen wird, ein besonders hohes Auflösungsvermögen zu erzielen. Auch können die Multiplizierer Rechnungen wie (A - B) × (C - D) durch ein einzelnes handelsübliches Element, und folglich kann ein derartiger Multiplizierer praktisch verwendet werden, um dadurch des weiteren den Umfang der Schaltung gering zu halten.
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels, bei dem die Schaltung gemäß Fig. 2 weiter verbessert ist, und das Abwandern des Ausgangssignals durch Erwärmung kann unterdrückt werden. Es wird angenommen, daß Signale C1 und S1, die von der Vorrichtung zur Bestimmung von Verschiebungen erzeugt wurden, und ein invertiertes Signal - C1 von C1 Signale sind, deren Kurvenform ausgedrückt werden kann mit
C1 = cos ωt, S1 = sin ωt, - C1 = - cos ωt, ...(1)
wobei die Ausgangssignale der Multiplizierer 40 und 41 die folgenden sind. α1 und α2 sind die Komponenten der Temperaturdrift der Multiplizierer 41 und 42.
sin ωt × cos ωt + α1, - sin ωt × cos ωt + α2 ...(2)
Das Ausgangssignal S2 des Differenzialverstärkers 44 ist
S2 = (sin ωt x cos ωt + α1) - (-sin ωt × cos ωt + α2)
= 2 × sin ωt × cos ωt + α1 -α2
= sin 2ωt + α1 - α2 ...(3)
Andererseits wird angenommen, daß die Drift der Multiplizierer 42 und 43 α3 bzw. α4 sind, dann ergeben sich die Ausgangssignale dieser Multiplizierer folgendermaßen:
sin² ωt + α3, cos² ωt + α4 ...(4)
Folglich wird das Ausgangssignal C2 eines Differenzialverstärkers 45
C2 = (sin² ωt + α3) - (cos² ωt + α4)
= cos² ωt + α3 - α4.
Wenn dieses Mal von einem Multiplizierelement (beispielsweise AD634) Gebrauch gemacht wird, dessen Ausgangsdrift in positiver (+)-Richtung durch Temperaturanstieg ohne Fehler verläuft, werden die Driftkomponenten der Gleichungen (2) und (4) einer gleichen Variation durch eine Temperaturänderung unterworfen, und folglich sind die Differenzkomponenten α1 - α2 und α3 - α4 der Driftkomponenten der Gleichungen (3) und (5) nicht geeignet, einer Temperaturänderung ausgesetzt zu werden. Auch dort, wo von einem Multiplizierelement (beispielsweise AD 634) Gebrauch gemacht wird, dessen Ausgangssignal nicht immer in die + -Richtung durch Temperaturerhöhung abwandert, ist es möglich, es zu erschweren, der Änderung einer Temperatur ausgesetzt zu werden, wenn ein Element ausgewählt wird, dessen Temperaturkennlinie gleich ist. Nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der in Fig. 3 dargestellte Schaltungsaufbau eingeführt, und die Ausgangssignale der beiden Multiplizierer werden unterschiedlich verstärkt, wodurch nicht nur ein Signal der doppelt so hohen Frequenz wie diejenige des Originalsignals gewonnen werden kann, welches als Bezug dient, sondern auch der Einfluß der Drift auf den analogen Multiplizierer kann vermindert werden.
Nun ist die obige Signalverarbeitungsschaltung beschrieben worden, und diese Signalverarbeitungsschaltung kann in einer Vorrichtung beispielsweise zur Bestimmung von Verschiebungen verwendet werden oder in einer Laser- Längenmeßeinrichtung. Als Beispiel ist der Aufbau einer Vorrichtung zur Bestimmung von Verschiebungen dargestellt, wie beispielsweise einem liniaren Codierer oder einem Drehcodierer mit der zuvor beschriebenen Signalverarbeitungsschaltung in Fig. 7.
Ein von einer kohärenten Lichtquelle 101 emittierter Lichtstrahl, wie beispielsweise als ein Halbleiterlaser, wird in zwei Lichtstrahlenbündel durch einen Strahlaufspalter 102 geteilt, und die beiden Lichtstrahlenbündel läßt man auf einen Punkt auf ein Beugungsgitter 103 fallen, welches einen Schlitz zur Messung des Betrages der Bewegung hat, der auf einem beweglichen Skalenblatt oder einer drehbaren Scheibenplatte abbildet. Gebrochenes Licht höherer Ordnung, das von dem Beugungsgitter 103 zu einem optischen Reflexionssystem 104 durch Auftreffen der Lichtstrahlen hier gebeugtes Licht der ± ersten Ordnung geschaffen wird, und die beide von dem optischen Reflexionssystem 104 reflektiert werden, fallen wieder im wesentlichen auf die selbe Stelle des Beugungsgitters 103. Das optische Reflexionssystem 104 bildet ein sogenanntes optisches Katzenaugensystem. Hier wird erneut gebeugtes Licht der ± ersten Ordnung durch Wiederauffallen rückwärts entlang im wesentlichen des gleichen Weges wie bei dem Auffallen erzeugt. Interferenzlicht, das dieses erneut gebeugte Licht der ± ersten Ordnung erzeugt, wird in periodische zweiphasen Signale mit einer Phasendifferenz von 90º durch einen Polarisations- Strahlaufspalter 105 überführt, und eine Ablenkplatte wird durch Fotodetektoren 106 bzw. 107 festgestellt. Die sinus- und kosinusförmigen Feststellsignale, die von diesem Fotodetektoren 106 bzw. 107 erzeugt werden, werden von einer Verarbeitungsschaltung 108 in harmonische Signale mit der zuvor beschriebenen Signalverarbeitungsschaltung gebracht, um das Auflösungsvermögen zu verbessern, und der Nullduchgangspunkt der Kurvenform der erzeugten Signale wird festgestellt, um dadurch Teilimpulse zu erzeugen, die als ein Feststellimpuls ausgegeben werden, der sich die Verschiebung des Beugungsgitters anpaßt. Auf diese Weise werden Feststellimpulse, deren Anzahl dem Betrag der Verschiebung (der Betrag der Bewegung und der Betrag der Drehung) des Beugungsgitters relativ zum einfallenden Lichtstrahlenbündel entspricht, von dem Ausgangsanschluß der Signalverarbeitungsschaltung 108 ausgegebenen. Des weiteren wird die Richtung der Drehung und die Richtung der Bewegung ebenfalls durch die Anwendung der Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen festgestellt.
Fig. 8 zeigt ein Beispiel der Verwendung des obigen Codierers und den Systemaufbau eines Ansteuersystems, das den Codierer verwendet. Eine Codiereinheit 111 ist mit dem Ansteuerausgabeabschnitt von Ansteuermitteln 110 verbunden, die eine Antriebsquelle wie einen Motor haben, ein Stellglied oder eine interne Verbrennungsmaschine oder einen Bewegungsabschnitt für ein anzutreibendes Objekt, und stellt die Antriebszustände, wie beispielsweise den Betrag der Winkelgeschwindigkeit der Drehung oder den Betrag der Bahngeschwindigkeit der Drehung fest. Diese Codiereinheit hat die zuvor beschriebene Signalverarbeitungsschaltung. Das Feststell- Ausgangssignal aus der Codiereinheit 111 wird zu Steuermitteln 112 rückgekoppelt, in denen ein Treibersignal zu den Antriebsmitteln 110 übertragen wird, so daß diese in einen Zustand gebracht werden können, der von den Stellmitteln 113 eingestellt wird. Beim Aufbau eines derartigen Rückkopplungssystems ist es möglich, den von den Stellmitteln 113 eingestellten Antriebszustand beizubehalten. Ein derartiges Antriebssystem kann weitestgehend in Büromaschinen, wie beispielsweise Schreibmaschinen, Drucker, Copiermaschinen, Faximilegeräten, Videogeräten sowie in der Kamera oder im Videorekorder, Aufzeichnungsgerät, Roboter, in Werkzeugmaschinen, im Produktionsgerät verwendet werden und bei weiteren Geräten mit Antriebsmitteln.
Fig. 9 zeigt ein spezifisches Beispiel, das ein derartiges Antriebssystem verwendet und den allgemeinen Aufbau des Servoschreibsystems einer Festplatte. In Fig. 9 bedeutet das Bezugszeichen 200 die Oberfläche einer magnetischen Scheibe, die von nicht dargestellten Antriebsmitteln in Drehung versetzt wird, das Bezugszeichen 101 bedeutet einen Motor, wie beispielsweise einen Schrittmotor, der in der Lage ist mit hoher Genauigkeit zu drehen, das Bezugszeichen 203 bedeutet die Antriebswelle des Motors 201, das Bezugszeichen 204 bedeutet einen Armabschnitt, der direkt auf der Antriebswelle 203 montiert ist, und das Bezugszeichen 205 bedeutet ein Spursignal- Schreibkopf, der auf das Spitzenende des Armabschnittes 204 montiert ist. Mit dieser Konstruktion wird der Schreibkopf 205 auf der Oberfläche der Magnetscheibe 200 radial zu dieser bewegt, wobei der Motor 201 dreht. Das Bezugszeichen 202 bedeutet den zuvor beschriebenen Drehcodierer. Der Drehcodierer 202 ist auf der Antriebswelle des Motors 201 montiert, und stellt den Betrag der Drehung des Motors 201 fest.
Andererseits bedeutet das Bezugszeichen 206 einen Teiler mit der oben beschriebenen Signalverarbeitungsschaltung. Der Teiler 206 teilt auf elektrischem Wege das festgestellte Ausgangssignal des Codierers 202 und erhöht das Auflösungsvermögen. Das Bezugszeichen 207 bedeutet einen Zähler, der die Feststellimpulse aus dem Teiler 206 zählt. Das Bezugszeichen 208 bedeutet eine Steuerung, die das System generell steuert. Die Steuerung 208 hat eine CPU, eine DSP usw.. Das Bezugszeichen 209 bedeutet einen Motortreiber, der den Motor 201 auf der Grundlage des Befehls von der Steuerung 208 ansteuert. Der Motortreiber 209 verfügt über einen D/A-Wandler und dgl.. Das Bezugszeichen 210 bedeutet einen Hauptcomputer, der die Arbeitsweise des Systems einstellt.
Die Steuerung 208 gibt einen Befehl auf der Grundlage der Feststellung durch den Codierer an den Motortreiber 209 aus, gewonnen vom Zähler 207, so daß die Steuerung von dem Hauptcomputer 210 bewerkstelligt werden kann, und steuert den Motor 201 an, um dadurch den Schreibkopf 205 zu bewegen, der auf dem spitzen Ende des Armabschnittes 204 auf der Magnetscheibeoberfläche 200 radial zu diesem montiert ist und genau auf eine vorbestimmte Spurposition verschiebt. Auf der Grundlage eines Signals aus einer nicht dargestellten Schaltung wird ein Spursignal auf die Magnetscheibenoberfläche 200 vom Schreibkopf 205 geschrieben.

(Ausführungsbeispiel 2)

Außer dem Kalkulationsverfahren durch die oben beschriebene Signalverarbeitungsschaltung sind verschiedene Kalkulationsverfahren möglich, und ein Beispiel dieser ist in Fig. 4 dargestellt. In dieser Figur ist S2 dem in der Fig. 1 gleich, und folglich wird nachstehend allein C2 beschrieben. In Fig. 3 ist
C2 = sin² ωt = ½ (1 - cos 2ωt) = ½ - ½ cos 2ωt
und durch Versetzen einer Gleichstromkomponente ½ unter Verwendung der Offseteinstellschaltung oder dgl. kann ein Kosinuswellensignal einer Frequenz gewonnen werden, die zweimal so hoch wie die des Original- Bezugssignals ist.

(Ausführungsbeispiel 3)

Fig. 5 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel, das eine Weiterentwicklung des vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiels ist, und in diesem Ausführungsbeispiel wird eine harmonische Welle gewonnen, die dreimal so groß ist wie die beiden Wellen, d. h., die Sinuswelle und die Kosinuswelle. In Fig. 5 ist der Aufbau mit den Addierern 21 bis 24 und den Multiplizierern 25, 26 dem Ausführungsbeispiel in Fig. 2 gleich, und, wie schon zuvor beschrieben, verdoppeln harmonische Wellen das Bezugssignal, die als Ausgangssignale der Multiplizierer 25 und 26 gewonnen werden.
Wenn diese doppelharmonischen Wellen und die Originalsinus- und Kosinuswelle und miteinander durch Addierer 27 bis 30 zusammengesetzt und multipliziert werden, erhält man folgende vier Signale als Ausgangssignale der Multiplizierer 25 und 26.
cos 2ωt sin ωt ...(1)
cos 2ωt cos ωt ...(2)
sin 2ωt cos ωt ...(3)
sin 2ωt sin ωt ...(4)
Aber die Signale (1) und (3) werden durch den Addierer 21 miteinander addiert, es wird sin 3ωt gewonnen, und durch das Signal (4), das von dem Signal (2) vom Subtrahierer 32 abgezogen wird, wird cos 3ωt gewonnen. Das heißt, man kann sehen, daß eine harmonische Welle erzeugt wird, die dreimal so groß ist wie das Eingangsbezugssignal.
Durch weiteres Zusammensetzen gleicher Mittel miteinander kann ein Signal einer Frequenz irgendeines beliebigen Vielfachen als Frequenz des Originalsignals, die Sinuswelle und die Kosinuswelle, leicht erzeugt werden.

(Ausführungsbeispiel 4)

Nun basieren alle oben beschriebenen Ausführungsbeispiele auf der Prämisse, daß das Eingangs- Sinuswellensignal und das Kosinuswellensignal ideale Signale sind, die in Hinsicht auf Amplitude genau zueinander passen und eine Phasendifferenz von exakt 90º zueinander aufweisen; aber in der Praxis sind die Amplituden und die Phasendifferenz zwischen dem Sinuswellensignal und dem Kosinuswellensignal, das aus den Lichtempfangsmitteln gewonnen wird, nicht immer ideal, und in diesem Falle besteht dann das Problem, daß die Interpolationsgenauigkeit heraubgesetzt ist.
Fig. 11 zeigt eine Abweichung zwischen dem interpolierten Signalen wenn
C1 = A cos ωt und S1 = B sin (ωt + φ)
an den Anschlüssen 1 bzw. 2 der Schaltung von Fig. 10 eingegeben werden. A und B repräsentieren die Amplituden des jeweiligen Signals, und φ repräsentiert die Phasendifferenz. In Fig. 11 bedeuten die durchgehenden Linien einen Fall, bei dem ideale Signale eingegeben werden, und die unterbrochenen Linien bedeuten einen Fall, bei dem zwei Signale eingeben werden, und es wird offenbart, daß die Interpolationsgenauigkeit herabgesetzt ist, wie durch die unterbrochenen Linien angedeutet.
Somit beabsichtigt das vorliegende Ausführungsbeispiel die Lösung dieses Problems. Fig. 6 ist ein Blockschaltbild, das das vorliegende Ausführungsbeispiel veranschaulicht, welches ein Beispiel auf der Grundlage des Ausführungsbeispiels nach Fig. 2 in einer verbesserten Form ist. In Fig. 6 wird angenommen, daß zwei Signale C1 und S1, die an den Eingangsanschlüssen 1 und 2 eingegeben werden, Signale sind, die sich in ihrer Amplitude voneinander unterscheiden, dargestellt durch
C1 = A cos ωt, S1 = B sin ωt ...(6)
Das Ausgangssignal S2 des Multiplizierers 13 wird gewonnen durch
S2 = 2 AB sin ωt × cos ωt = AB sin 2ωt ...(7)
Das Ausgangssignal von einem Addierer 9 ist auch (A cos ωt + B sin ωt) und das Ausgangssignal von einem Addierer 10 ist (A cos ωt - B sin ωt), und folglich ist das Ausgangssignal C2 eines Multiplizierers 14
C2 = (A cos ωt + B sin ωt) × (A cos ωt - B sin ωt)
= A² cos² ωt - B² sin² ωt
= A²/2 (1 + cos 2ωt) - B²/2 (1 - cos 2ωt)
= ½(A² + B²) cos 2ωt + ½ (A² - B²) ...(8)
Aus dem Ausgangssignal C2 des Multiplizieres 14 wird eine Offsetkomponente, die von der Amplitudendifferenz zwischen C1 und S1 festgelegt ist, durch ein Offset- Justiermittel 16 beseitigt in der nachfolgenden Stufe, und eine Signalkomponente C3, dargestellt durch die folgende Gleichung, enthält nur noch:
C3 = ½ (A² + B²) cos 2ωt ...(9)
Hier ist das Anlegen der Bedingung, daß der Maximalwert der Amplitudendiffenz 30% beträgt (B = 1,3 A) als Beispiel des Ausgangsspannungswertes einer populären Vorrichtung zur Bestimmung von Verschiebungen
C3 = 1,35 A² cos ωt
S3 = 1,30 A² sin ωt
und es ist ersichtlich, daß die Amplitudendifferenz innerhalb von 3,8 % liegt.
Wenn in Fig. 6 andererseits die Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen S1 und C1 um φ vom Idealwert abweicht, können S1 und Cl ausgedrückt werden als
S1 = A sin ωt, C1 = A cos (ωt + φ). ...(10)
Zu dieser Zeit sind die Ausgangssignale S2 und C2 der Multiplizierer 13 bzw. 14 die folgenden:
S2 = 2A² sin ωt × cos(ωt + φ) = A²sin(2ωt + φ) ...(11)
C2 = {A cos (ωt + φ) + A sin ωt} × {A cos (ωt + φ) - A sin ωt}
= A²/2{cos (2ωt) + cos 2ωt} = A² cos (2ωt + φ) × cos φ. ..(12)
Aus den Gleichungen (11) und (12) gibt es keine Abweichung der Phasendifferenz zwischen S2 und C2, und die Amplitude von C2 ist (cos φ)-mal größer als die Amplitude von S2. Angenommen sei, daß die Abweichung φ von der Phasendifferenz zwischen S1 und C1 φ = 10º beträgt, cosφ = 0,98 und folglich werden die beiden gewonnenen Signale ideal in den anderen Punkten als das die Amplitude dieser 2 % voneinander abweichen.
Wenn des weiteren in Fig. 6 die Amplituden und die Phasendifferenz zwischen den beiden Eingangssignalen C1 und S1 sowohl von den idealen Kurvenformen abweichen, C1 und S2 werden dann ausgedrückt als
C1 = A cos ωt, S1 = B sin (ωt + φ)
und da das Ausgangssignal S2 des Multiplizierers 13 gewonnen wird mit
S2 = 2 AB sin (ωt + φ) × cos ωt
= AB sin (2ωt + φ) +AB sin φ.
Das Ausgangssignal des Addierers 9 ist auch {A cos ωt + B sin (ωt + φ)}, und das Ausgangssignal des Addierers 10 ist {A cos ωt - B sin(ωt + φ)}, und folglich ist das Ausgangssignal des Multiplizierers 14
C2 = {A cos ωt + B sin (ωt + φ)} × {A cos ωt - B sin (ωt + φ)}
= A² cos²ωt - B²sin²(ωt + φ)
= A²/2 (1 + cos 2ωt) - B²/2 {1 - cos (2ωt + 2 φ)}
= A²/2 {cos (2ωt + φ) cos φ + sin (2ωt + φ) sin φ} + ½ B² {cos(2ωt + φ) cosφ + sin(2ωt + φ)sinφ} + ½ (A² - B²)
= ½ (A² + B²) cos (2ωt + φ) cos φ
= ½ (A² - B²) sin (2ωt + φ) sin φ + ½ (A² - B²)
wobei ξ = tan&supmin;¹ {(A - B) sin φ}/{(A - B) sin φ}
δ = [cos² φ + {(A - B)² sin²φ} {(A + B)²}]
Aus den Ausgangssignalen C2 und S2 der beiden Multiplizierer 14 und 13 werden Offsetkomponenten, bestimmt durch die Phasendifferenz und die Amplitudendifferenz zwischen C1 und S2 eliminiert durch die Offset- Justiermittel 16 und 15 in der nachfolgenden Stufe, und es verbleiben nur noch die Signalkomponenten C3 und S3 die durch folgende Gleichungen darstellbar sind.
C3 = ½ (A² + B²) / 2δ × cos (2ωt + φ - ξ)
S3 = AB sin(2ωt + φ)
Hier ist das Anlegen der Bedingung, daß die Amplitudendifferenz innerhalb von 20 % liegt und die Phasendifferenz innerhalb von 15 %, ein Beispiel der Ausgangswerte einer üblichen Vorrichtung zur Feststellung von Verschiebungen,
(B = 1,20 A, φ = 15º)
C3 = 1,22 A² cos (2ωt + φ - 2,34º)
S3 = 1,20 A² sin (2ωt + φ)
und es ist ersichtlich, daß die Amplitudendifferenz innerhalb von 2 % liegt und die Phasendifferenz innerhalb von 2,34º. Durch Wiederholung dieser Operation können Signale geschaffen werden, die in ihrer Amplitudendifferenz und Phasendifferenz ideal sind.
Im vorstehenden sind die Offset- Justiermittel in der nachfolgenden Stufe hinter dem Multiplizierer vorgesehen, aber wenn eine Gleichstromkomponente nicht als Ausgangssignal erforderlich ist, können Hochpaßfilter ebenfalls anstelle der Offset- Einstellmittel verwendet werden. In einem solchen Falle wird die Abweichung der Variationen der Phase und die Herabsetzung der Amplitude in dem Hochfrequenzbereichen individueller Operationsverstärker zur Verstärkung zweier Eingangssignale automatisch kompensiert, und folglich können die Vergrößerung des Interpolationsfehlers im Hochfrequenzbereich gelindert werden.
Wie schon beschrieben, kann nach der vorliegenden Erfindung leicht ein Sinuswellensignal und ein Kosinuswellensignal erzeugt werden, das eine Frequenz um das vielfache Ganze höher als die Frequenz einer Sinuswellensignals und eines Kosinuswellensignals aufweist, das durch geeignete Anwendung eines Rechenprozesses eingegeben werden kann. Wenn auch diese Schaltung in multiplexer Weise verwendet wird, kann ein Gerät mit einem sehr hohen Auflösungsvermögen geschaffen werden, ohne daß dadurch der Umfang der Schaltung groß ist.
Diese Erfindung betrifft eine Signalverarbeitung zur Steigerung der Feststell- Auflösevermögens auf der Grundlage eines periodischen Signals, das in einer Vorrichtung zur Bestimmung von Verschiebungen erzeugt wird, wie beispielsweise einem Codierer oder einem Laser- Längenmeßgerät, und auf der Grundlage von Eingangssinuswellen und Kosinuswellensignalen, die die Bezugssignale sind, werden ein Sinuswellensignal und ein Kosinuswellensignal einer Frequenz erzeugt, die das ganzzahlige Vielfache der Frequenz des Bezugssignals ist, durch Errechnung unter Verwendung von Addierern, Multiplizierern usw. erzeugt.

Claims

1. Verfahren zur Bestimmung von Verschiebungen, mit den Verfahrensschritten:

a) Erzeugen eines Sinuswellen- Bezugssignals S1 und eines Kosinuswellen- Bezugssignals C1 gemäß einem Verschiebungszustand;

b) Bilden eines harmonischen Sinuswellensignals S2 mit doppelter Frequenz durch Multiplizieren des Sinuswellen- und des Kosinuswellen- Bezugssignals, so daß S2 = S1 × C1,

gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte

c) Bilden eines harmonischen Kosinuswellensignals mit der doppelten Frequenz durch Multiplizieren der Summe aus dem Sinuswellen- und dem Kosinuswellen- Bezugssignal mit der Differenz zwischen dem Sinuswellen- und dem Kosinuswellen- Bezugssignal in der Weise, daß C2 = (S1 + C1) × (S1 - C1), um dadurch die Phasen- und die Amplitudendifferenz zwischen dem Sinuswellen- und dem Kosinuswellen- Bezugssignal zu reduzieren und die Bestimmungsgenauigkeit zu erhöhen.

2. Vorrichtung zur Bestimmung von Verschiebungen, mit:

a) Bestimmungsmitteln (101 bis 107; 202) zur Bestimmung eines Verschiebungszustandes und zur Ausgabe eines Sinuswellen- Bezugssignals S1 und eines Kosinuswellen- Bezugssignals C1 gemäß dem Verschiebungszustand;

b) ersten Multipliziermitteln (11 bis 13) zur Erzeugung eines harmonischen Sinuswellensignals S2 mit der doppelten Frequenz durch Multiplizieren des Sinuswellen- mit dem Kosinuswellen- Bezugssignal, so daß S2 = S1 × C1; und mit

c) zweiten Multipliziermitteln (9, 10, 14) zur Erzeugung eines harmonischen Kosinuswellensignals C2;

dadurch gekennzeichnet, daß

d) die zweiten Multipliziermittel (9, 10, 14) das harmonische Kosinuswellensignal C2 durch Multiplikation der Summe aus dem Sinuswellen- und dem Kosinuswellen- Bezugssignal mit der Differenz zwischen dem Sinuswellen- und dem Kosinuswellen- Bezugssignal in der Weise, daß C2 = (S1 + C1) × (S - C1), um dadurch die Phasen- und Amplitudendifferenz zwischen dem Sinuswellen- und dem Kosinuswellen- Bezugssignal zu reduzieren und die Bestimmungsgenauigkeit zu erhöhen.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch Offset- Justiermittel (15, 16) zur Beseitigung von Gleichstrom- Offset- Komponenten, die durch die ersten und zweiten Multipliziermittel (9 bis 14) aufgrund der Phasen- und Amplitudendifferenzen erzeugt werden.

4. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Multipliziermittel (9 bis 14) einen Multiplizierer (13, 14) enthalten.

5. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Bestimmungsmittel einen Codierer 202 enthält.

6. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Bestimmungsmittel Mittel zur optischen Bestimmung eines Verschiebungszustandes umfaßt.

7. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Bestimmungsmittel über Mittel (101 bis 107) zur Bestimmung des Verschiebungszustandes unter Verwendung von Lichtinterferenz verfügt.

8. Ansteuersystem mit einer Vorrichtung zur Bestimmung von Verschiebungen nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß Ansteuermittel (209) zur Ansteuerung eines Objektes vorgesehen sind und daß das Bestimmungsmittel (202) den Verschiebungszustand des Objektes bestimmt.

9. Ansteuersystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Bestimmungsmittel einen Codierer umfaßt (202).