DE1512216C - Analog Digital Umsetzer - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Analog-Digital-Umsetzer zum Umwandeln von aus einem Drehmelder oder Resolver stammenden sinusförmigen Winkelfunktionen in digitale Winkelwerte.

Für eine derartige Umsetzung sind bereits verschiedene Verfahren bekannt. Einige davon arbeiten langsam, andere schnell; einige wandeln den Winkel in Tangentialfunktionen um, andere wiederum den

as Winkelwert selbst usw.

Aufgabe der Erfindung ist es, die Winkelstellung eines Drehmelders oder Resolvers zu messen und mit hoher Geschwindigkeit in digitale, am Ausgang des Analog-Digital-Umsetzers anliegende Winkelwerte umzuwandeln.

Erfindungsgemäß wird dies bei einem Analog-Digital-Umsetzer der eingangs beschriebenen Art erreicht durch eine Synchron-Demodulationsstufe, die die vom Resolver kommenden Signale in Gleich-Spannungssignale umwandelt, durch einen Oszillator zur Abgabe von sinus- oder kosinusförmigen Signalen mit Schaltern, die in ihrer einen Stellung die Gleichspannungswerte dem Oszillator aufprägen und in ihrer anderen Stellung einen Oszillationszyklus mit den aufgeprägten Spannungswerten einleiten, durch einen mit dem Oszillator verbundenen Nulldurchgangs-Detektor zur Feststellung eines Nulldurchgangs einer bestimmten Phase eines Kosinussignals eines ausgewählten Oszillationszyklus und durch einen Ausgangszähler, der über ein Gatter von dem Nulldurchgangs-Detektor heim Nulldurchgang der Oszillatorspannung an einen Taktgeber und einen Programmierzähler angeschaltet wird und dessen zwischen Null und einem vorgegebenen Höchstwert liegende Gesamtimpulszahl von der Lage des Nulldurchgangs abhängt und damit dem gesuchten Winkelwert des Resolvers entspricht. Mit dem Analog-Digital-Umsetzer gemäß der Erfindung lassen sich somit auf zuverlässige Weise mit hoher Geschwindigkeit.und großer Genauigkeit sinusförmige Winkelfunktionen in digitale Ausgangswerte umwandeln.

Ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltung ist im folgenden an Hand der Zeichnungen beschrieben, in denen

F i g. 1 ein Blockschaltbild sowie einige Schaltkreise des erfindungsgemäßen Grundaufbaus zeigt,

Fig. 2a, 2b und 2c Schaltbilder des erfindungsgemäßen Umsetzers sind und

F i g. 3 die der Erfindung zugrunde liegenden mathematischen Beziehungen in einem Diagramm wiedergibt.

Allgemein gesprochen ist das Gerät so eingerichtet, daß es eine Kosinuswelle von 360° aufnimmt. Geht

diese ■ Kosinuswelle (in einer bestimmten Richtung) durch Null, so werden über Gatter einem Ausgangszähler Impulse zugeführt. Wie im folgenden, erklärt werden soll, ist die so erhaltene Impulszahl eine digitale Darstellung des Winkelwertes.

Gemäß dem Blockdiagramm nach F i g. I soll die Winkelstellung einer Resolverachse als Digitalzahl in einem Ausgangs-Akkumulator 34 kodiert werden. Die aus dem Resolver stammenden Sinus- und Kosinus-Eingangsgrößen werden durch zwei Demodulatorcn 7 und 8 mit Hilfe einer Demodulations-Bezugsstufe 3 gleichgerichtet und demoduliert, und somit werden die sinusförmigen Komponenten der Resolverspannung in Gleichspannungen umgewandelt. Sind alle in F i g. 1 gezeigten Schalter geschlossen, so werden die demodulierten Signale dem aus den Komponenten 23, 24 und 25 bestehenden Basis-Oszillator aufgeprägt. Beim Auftreten eines vorbereitenden Signals öffnen sich sämtliche Schalter, und das Gerät befindet sich im Kodierzustand. Sobald sich die Schalter öffnen, wird der Oszillator von der die Initialbedingung setzenden Schaltung isoliert und beginnt damit zu oszillieren. Der Nulldurchgangs-Detektor 28 stellt fest, wann das Ausgangssignal des Kosinusintegrators, dessen Funktionsweise später genauer erläutert wird, mit negativer Neigung durch Null geht. Vom Zeitpunkt des Nulldurchgangs werden in dem Ausgangszähler so lange Impulse akkumuliert, bis der Programmzähler 35 Impulse bis zu einer vollen Zahl gezählt hat (und wiederum in den Vorbereitungs-Zustand zurückkehrt). Die im Ausgangszähler akkumulierten Impulse repräsentieren den Winkel. War die Oszillatorfrequenz dabei so eingestellt, daß die Höchstzahl der an den Ausgangszähler gelangenden Taktimpulse 3599 beträgt und damit 359,9° wiedergibt, so stellt die Zahl in dem Akkumulator den Winkel bis auf ein Zehntelgrad genau dar.

Ein ausführlicheres Schaltbild ist in F i g. 2 gezeigt. Die grundsätzliche Aufgabe des an Hand dieser Figur beschriebenen Systems besteht darin, die an den Sinus- und Kosinuswindungen des Resolvers auftretenden Spannungen zu demodulieren (und bis zu einem gewissen Ausmaß zu filtern). Die mit bestimmter Polarität entstehenden Gleichspannungen dienen dazu, dem Oszillator die Anfangsbedingungen aufzuprägen. Der Oszillator besteht aus zwei mit einem Inverter in Serie geschalteten Gleichspannungsintegratoren, wobei der Ausgang des Inverters auf den Eingang des ersten Integrators rückgekoppelt ist. Die Eigenfrequenz des Oszillators wird durch die Rückkopplungswiderstände und -kondensatoren des Oszillators bestimmt und ist von der erregenden Trägerfrequenz des Resolvers vollständig unabhängig. Verwendet werden hochstabile Widerstände und Kondensatoren, von denen diejenigen ausgewählt werden, deren Temperaturkoeffizienten des Widerstands- und Kapazitätswertes Null beträgt. Die Eigenfrequenz des Oszillators wird bei der Herstellung getrimmt, so daß die richtige Zahl von Taktimpulsen pro Periode auftritt.

Wird der Oszillator (durch öffnen eines Feldeffekt-Transistorschalters im Rückkopplungsweg jedes Integrators) abgetrennt, so tritt, wie in F i g. 3 dargestellt, am Ausgang des ersten Integrators eine Sinuswelle und am Ausgang des zweiten Integrators eine Kosinuswelle auf. Die Schaltung gestattet nun eine Oszillation über genau eineinhalb Zyklen. Der Nulldurchgangs-Detektor sorgt dafür, daß dem Ausgangszähler die Taktimpulse zugeführt werden, nachdem das Ausgangssignal des Kosinusintegrators mit negativer Neigung durch Null gegangen ist. Dies tritt im zweiten oder dritten Halbzyklus der Oszillation auf. Ein Nulldurchgang während des ersten Halbzyklus der Schwingung wird nicht beachtet, weil der unbenutzte erste Halbzyklus in dem Programmzähler vorgesehen ist, um Kodierfehler zu vermeiden, die bei kleinen Eingangswinkeln auftreten könnten. Bei einem Winkel von Vio⁰ beispielsweise würde ein Nulldurchgang unmittelbar nach Einleitung der Oszillation auftreten. Dies hätte einen kleinen Fehler zur Folge, wenn das Kosinussignal nicht beim Beginn eines Meßvorgangs durch Null ginge.

In dem in F i g. 2 gezeigten System soll das Ausgangssignal eines Zwei-Geschwindigkeiten-Resolvers, d. h. eines Feinresolvers 1 und eines Grobresolvers 2, kodiert werden. Der Kodiervorgang besteht darin, daß zunächst das Ausgangssignal des Feinresolvers I in eine Digitalzahl kodiert wird, die der neunzehnten bis zur sechsten Stelle entspricht, und dann das Ausgangssignal des Grobresolvers 2 entsprechend den fünf höchsten Stellen. Das digitale Verfahren, nach dem das Ergebnis der beiden Kodiervorgänge zusammengesetzt wird, soll später erörtert werden.

Um das Signal des Feinresolvers mit der Ausführungsform nach F i g. 2 zu kodieren, müssen zunächst Gleichspannungen entsprechend dem Resolverwinkel erzeugt werden. Ein Resolver gibt zwei WechseLpannungen ab, die die Kosinus- und Sinuskomponenten der Winkelstellung seiner. Achse darstellen. Durch Demodüüeren dieser Wechselspannungssignale können Gleichspannungssignale zur Darstellung des Sinus und Kosinus erhalten werden. Die Demodulation wird durch phasenempfindliche Gleichrichtung erreicht und findet in den Demodulatoren 7 und 8 während der Feinkodierung bzw. in den Demodulatoren 9 und 10 während der Grobkodierung statt.

Phasenempfindliche Gleichrichtung wird durch abwechselndes Öffnen und Schließen von Feldeffektschaltern 4 synchron mit der Trägerfrequenz des Resolvers durchgeführt. ·. Eine Demodulations-Bezugsstufe 3 sorgt für synchrone Schaltbefehle für die vier Demodulatoren. Ein herkömmlicher Verstärker mit dem Verstärkungsfaktor 1 und einem Kondensator 6 im Nebenschluß summiert und filtert die gleichgerichteten Resolversignale. (Versuche haben ergeben, daß eine Filterung nur zu einem ganz geringen Ausmaß erforderlich ist bei einer Zeitkonstanten von weniger als zwei Perioden der Trägerfrequenz.)

Das endgültige Ergebnis am Ausgang der Demodulatoren ist eine Gleichspannung von positiver oder negativer Polarität in Abhängigkeit von der Eingangswechselspannung. Ist das dem Demodulator zugeführte Signal mit dem Demodulations-Bezugssignal gleichphasig, so ist der Ausgang des Demodulators positiv, ist das Eingangssignal des Demodulators mit dem Bezugssignal außer Phase, so ist das Ausgangssignal

negativ. ·

Der nächste Schritt bei der Kodierung besteht, wie obenerwähnt, darin, daß diese Gleichspannungen, die die Sinus- bzw. Kosinuskomponenten des Feinresolvers darstellen, dem Kodier-Oszillator zugeführt werden, d. h. den Gleichspannungsintegratoren 23 und 24 und dem invertierenden Gleichspannungsverstärker 25. Damit die demodulierten Resolversignale dem Oszillator als Anfangsbedingung im richtigen Zeitpunkt aufgeprägt werden, wird ein von einer stabilen Taktgenerator 36 mit Taktimpulsen beaufschlagter Pro-

grammzähler35 dekodiert, der beim Kodieren des Fcinresolvers die Feldeffckt-Trahsistdrschälter Ii und

12 und beim Kodieren des Gröbrcsolvers die Schalter

13 und 14 schließt. Damit wird erreicht, daß die Gleichspannungen, die die demodulierten Sinus- Und Kosinuskomponenten des Resölvers. darstellen, über Gatter den jeweiligen Eingangswiderständen 15 und 19 zugeführt werden, die jeweils einen der beiden Eingänge der Glcichspannungssurhmenverstärker 17 bzw. 21 bilden. Durch Schließen der Schalter 18 und 22 während desjenigen^: Programmabschnitts, in dem die Anfangsbedingungen gesetzt werden, wird die dafür vorgesehene Schleife geschlossen, die bewirkt, daß die Ausgangssignale der Gleichspannungsverstärker 23 und 24 gleich dem negativen Wert ihrer jeweiligen die Sinus- und Kosinuskomponenten des Resolverwinkels darstellenden Eingangsgleichspannungen werden.

Zum besseren Verständnis dieses wichtigen grundlegenden Punktes ist es erforderlich, den Sinusintegrator 23 und den ihm zugeordneten aus den Widerständen 15 und 16 dem Gleichspannungsverstärker 17 und dem Schalter 18 bestehenden Mechanismus für die Anfangsbedingung zu untersuchen. Ist der Schalter 18 geschlossen, so »pumpt« der eine niedrige Ausgangsimpedanz und eine hohe Verstärkung aufweisende Gleichspannungsverstärker 17 Strom in den Gleichspannungsintegrator 23 über den Schalter 18 in einer solchen Richtung, daß die Ausgangsspannung des Integrators den negativen Wert der zugehörigen Ausgangsspannung des Sinusdemodulators annimmt. Dies wird dadurch erreicht, daß die Ströme durch Präzisionswiderstände 15 und 16 summiert werden. Sind diese Ströme gleich und entgegengesetzt gerichtet, so muß die Ausgangsspannung am Integrator 23 der Ausgangsspannung des Sinusdemodulators genau entgegengesetzt sein. Dieses Gleichgewicht stellt sich innerhalb weniger Mikrosekunden ein.

Die Anfangsbedingungen für den Kosinus werden gleichzeitig dem Kosinusintegrator über einen analogen Mechanismus zugeführt, der Präzisionswiderstände 19 und 20, einen Gleichstromverstärker 21 sowie einen Schalter 22 umfaßt.

Bis hierher ist im einzelnen erklärt worden, wie die Sinus- und Kosinusausgangssignale eines elektromechanischen Resölvers angenommen, demoduliert und als Anfangsbedingungen einem Basisoszillator zugeführt werden. Es ist auch gezeigt worden, daß diese Anfangsbedingungen einmal invertiert werden und deshalb in Wirklichkeit die Werte —cos Φ und —sin Φ darstellen. Um die Sinus- und Kosinuskomponenten im richtigen Quadranten zu erhalten, muß, nun jedoch der Resolverwinkcl um 180° verschoben und dann als Digitalzahl kodiert werden.

Während der Periode für die Anfangsbedingungen sind, wie in F i g. 3 gezeigt, die Spannungen an dem Sinus- und an dem Kosinusintegrator Gleichspannungen; werden jedoch die Schaller 18 und 22 geöffnet, so werden die Anfangsbedingungen aus den Dcmodulalorcn vom Oszillator entfernt,. und dieser beginnt zu schwingen.

Wird die Eigenfrequenz des Oszillators bzw. die Oszillationsperiode beim Durchprüfen des Gerätes derart getrimmt, daß in jedem Oszillationszyklus die richtige Zahl, von Taklimpulsen, wie sie in dem Programmzählcr 35 gezählt werden, auftritt.so erhält man. eine KodicrcinrichUing; Dies kann am besten graphisch an Hand eines speziellen. Beispiels , veranschaulicht weiden. . " .

Wie Weiter'oben- aufgezeigt würde, stellen die Gleichspannungen am Ausgang¹ der Sinus- bzw. Kosihusihtegratoren während der Periode für die Anfangsbedingungen in Wirklichkeit die Resolverkomponenten —sin Φ und —cos Φ dar (vgl. dazu Fi g. 3). Es ist deshalb erfofderlihh, den Oszillator für einen halben Oszillationszyklus¹ bzw. 180° frei laufen zu lassen; sodann beginnt der Kodierzyklus. Dadurch wird zweierlei erreicht: Zum einen werden die Sinus- und Kosinuskorhpohenten um 180° verdreht, so daß sie den tatsächlichen Resolverkomponenten entsprechen, und zum anderen erhält damit auch der Oszillator eine Freilaufperiode, so daß jeder Kodiervorgang auf dynamischer Basis abläuft.

Am Ende der Freilaufperiode wird die Spannung am Kosinusintegrator 24 dem Nulldurchgangs-Detektor28 zugeführt, dessen Flip-Flops 30 und 31 die Polarität dieser Spannung am Beginn der Kodierperiode speichern.

In dem Ausgangszähler werden keinerlei Impulse akkumuliert, bis die Ausgangsspannung des Kosinusintegrators während der Kodierperiode mit negativer Neigung durch ein Null-Bezugsniveau geht. In diesem Zeitpunkt öffnet das Pegeldetektor-Flip-Flop 32 ein Gatter 33, so daß die Taktimpulse in dem Ausgangszähler so lange akkumuliert werden können, bis das Programmregister eine Kodierperiode von genau einem vollständigen Oszillationszyklus mißt. Dabei war die Oszillatorperiode vorher so geeicht worden, daß die richtige Anzahl von Taktimpulsen in einem vollständigen Oszillationszyklus hindurchgelassen wird.

Zur Erklärung, wie eine digitale Darstellung des Winkels erlangt wird, betrachte man den speziellen Fall der F i g. 3 in dem Zeitpunkt, in dem der Ausgang des Kosinusintegrators abgefragt wird. Zu beachten ist, daß die Sinusspannung in diesem Zeitpunkt negativ (einer logischen Null entsprechend) und die Kosinusspannung positiv (einer logischen 1 entsprechend) ist, was bedeutet, daß die Winkelstellung der Resolverachse einen Winkel im vierten Quadranten darstellt (vgl. die folgende Tabelle).

Wahrheitstabelle I

Quadrant	Sinus	Kosinus
I	1	1
II	1	0
III	0	0
IV	0	1

Gemäß F i g. 3 werden dem Ausgangszählcr für mehr als drei Viertel der Kodierperiode Impulse zugeführt. D'ie so ermittelte Digitalzahl hängt deshalb davon ab, wo die Kpsinuslinie durch Null geht. Diese Zahl entspricht dem Winkelwert.

Bezüglich des Nulldurchgangs-Detcktors 28 wirkt der Gleichspannungsverstärker 29 als Umkehrschalter mit hohem Verstärkungsgrad. Seine Aufgabe besteht in, der Feststellung, ob der Ausgang des Kosinusintegrators positiv cider negativ bezüglich Erde ist. Die Flip-Flops 30 und 31 speichern die Polarität des Kosinusinlcgrators zu Beginn der Kodierperiode und bilden zusammen mit einigen Galtern die logische Schaltung, die einen , Nulldurchgang mit negativer Neigung feststellt und dem Flip-Flop 32 einen Taktimpuls zuführt.... . · .. ., ,..',.·

Die logische Schaltung wird durch folgende Tabelle beschrieben:

Wahrheitstabelle II

	t (Vorbe reitung)	tpsox + 1	tpsox + 2	tpsox	tnsox + 1	tnsox + 2
FF3O0 FF310	1 0	0 .0	0 1	0 1	1 1	1 0

Darin bedeuten:

/ (Vorbereit.) = Zeit für die anfängliche Inspektion tpsox + 1 = Zeitpunkt des Nulldurchgangs mit positiver Neigung plus eine Taktzeit.

tnsox + 1 = Zeitpunkt des Nulldurchgangs mit negativer Neigung plus eine Taktzeit.

Wird φ des Flip-Flops 32 beaufschlagt, so wird entweder das Gatter 33 oder das Gatter 37 geöffnet, abhängig davon, ob der Fein- oder der Grobresolver kodiert wird. Während der Vorbereitungsperiode ist das Flip-Flop 32 stets so eingestellt, daß keine Taktimpulse akkumuliert werden können.

Es soll nun auf die Art und Weise eingegangen werden, wie die Kodiervorgänge für den Grob- und den Feinresolver kombiniert werden. Der neunzehnstellige Ausgangszähler 34 nach F i g. 2 wird anfänglich gelöscht. In der Praxis wird zunächst der Feinresolver kodiert, der die neunzehnte bis zur sechsthöchsten Stelle benutzt. Anschließend daran findet die Grobkodierung statt, die die fünf höchsten Stellen verwendet. Um die kleinere Zahl bei der Grobkodierung anzupassen, werden die fünf obersten Stellen durch das siebte Flip-Flop des Programmzählers 35 im Takt gesteuert. Zweideutigkeiten beim Übergang von lauter Einsen (1111 ... 1) auf lauter Nullen (0000 ... 0) beim Feinkodieren werden in ähnlicher Weise behandelt, wie die U- oder V-Abtastung bei elektromechanischen Wellenkodierern. Abhängig vom Wert der sechsten Stelle wird der jeweilige Ausgang des Flip-Flops für die siebte Stelle des Programmzählers als Takt für die Grobkodierung benutzt. Sind der Fein- und der Grobresolver kodiert und die sich ergebenden Werte kombiniert, so muß ein das Ausgangssignal zur Verfügung stellender Leitungsverstärker ausgewählt werden. Ein einzelner typischer Leitungsverstärker 38 ist in Fig. 2 b dargestellt; dabei ist gezeigt, daß die Pegel der Ausgangssignale angehoben werden können, um für die Übertragung einen besseren Rauschabstand zu erreichen.

Unmittelbar im Anschluß an die Grobkodierung verbleibt die Digitaldarstellung des Winkels der Resolverachse für 25 Millisekunden in dem Ausgangszähler. Ein Signal »Ausgang verfügbar« zeigt an, daß eine gültige Ablesung erfolgen kann.

An dieser Stelle dürfte es von Interesse sein, die Unterschiede der erfindungsgemäßen Schaltung gegenüber den herkömmlichen Phasenschieber-Kodierern hervorzuheben. In erster Linie ermöglicht die Erfindung die Einstellung der Oszillationsfrequenz auf einen bequemen Wert (z. B. 100 Hz), die somit nicht mehr auf die Trägerfrequenz des Resolvcrs (1000 Hz) beschränkt ist. Eine solche Herabsetzung der Frequenz gestattet die Anwendung eines vernünftigen Taktvcrhältnisscs (1,64 MHz) und vermindert die Auswirkungen kleiner Änderungen in den dynamischen Charakteristika des Nulldurchgangs-Detektors. Zum zweiten wirken sich harmonische Verzerrungen oder Veränderungen in der Trägerfrequenz praktisch nicht aus. Eine solche Unempfindlichkeit gegenüber den Charakteristiken der Trägerfrequenz ist außerordentlich wichtig, da die Erzeugung einer verzerrungsfreien frequenzstabilen Resolver-Erregungsspannung mit ausreichend hoher Leistung wahrscheinlich teurer und schwieriger ist als die Herstellung des Kodiergerätes.

ίο Eine dritte und sehr interessante Eigenschaft der erfindungsgemäßen Anordnung besteht darin, daß der Kodiervorgang synchron von einem externen Digitalrechner im Takt gesteuert werden kann. Bei Verwendung eines Phasenschieber-Kodierers (oder einer Transformatorschaltung) muß der Kodiervorgang im allgemeinen synchron mit der Trägerfrequenz und nicht mit der Taktuhr eines Rechners ablaufen. Diese ungünstige Synchronisationsbedingung erfordert einen zusätzlichen Pufferspeicher und sonstigen Mehraufwand.

Bei der praktischen Ausführung der Erfindung wurde ein der F i g. 2 ähnliches Gerät für ein Daten-Aufzeichnungssystem entworfen, wobei das Schwergewicht auf einer sehr hohen Kodiergeschwindigkeit lag. Die Ablesung erfolgte nicht binär, sondern in binärkodierter Dezimalform (BCD) mit einer Auflösung und einer Genauigkeit von einem Zehntelgrad. Die Genauigkeitsanforderung wurde mit einer Um-., wandlungszeit von 1,2 Millisekunden erfüllt. Das erwartete nicht kritische Verhalten der Resolvererregung bestätigte sich in bemerkenswertem Ausmaß. Eine Änderung der Amplitude der Resolvererregung um 40°/₀ oder auch eine erhebliche Verzerrung (ein Gehalt von Harmonischen von mindestens 40%) verursachten ebenfalls Fehler von weniger als ein Zehntelgrad.

Der hergestellte Prototyp arbeitete nicht mit einem, sondern mit zwei Nulldurchgangs-Detektoren. Die anfängliche Polarität des Sinus und des Kosinus wurde in Flip-Flops gespeichert und dekodiert und ergab die Informationen über den jeweiligen Quadranten. Abhängig von dem Quadranten mußte der Ausgangszähler auf 00,0, 90,0, 180,0 bzw. 270,0 vorher eingestellt werden. Entgegen der oben beschriebenen Situation umfaßte der aktive Teil der Schwingung nicht einen ganzen, sondern nur einen Viertelzyklus, so daß eine erhebliche Geschwindigkeitssteigerung möglich wurde. Der Ausgangszähler wurde dabei durch einen Nulldurchgang entweder des Sinus oder des Kosinus und entweder mit positiver oder mit negativer Neigung aktiviert. Dabei war es möglich, die Differenz der Triggerspannungen des Nulldurchgangs-Detektors zwischen den Werten für positive und negative Neigung zu eichen. Dies wurde dadurch ■ erreicht, daß man die Komparatoren abhängig von dem jeweiligen Quadranten vorspannte (nach dem gleichen Verfahren können auch bei einem NichtMultiplexbetrieb Fehler von zwei Zyklen in dem Resolver selbst durch Eichung kompensiert werden).
Die Verkürzung der aktiven Oszillationsdauer auf einen Viertelzyklus vermindert auch solche Kodierfehler, die durch Änderungen in der Eigenfrequenz des Oszillators oder Abdriftfehler in den Integratoren oder in dem Inverter des Oszillators verursacht werden. In dem Fall eines einen ganzen Zyklus ausführenden Oszillators verursacht ein Frequenzfehler von 1 : 3600 einen Kodicrfehler von ein Zehntclgrad für einen I-ingangswinkcl von 359,9", einen Kodicrfehler von ein Zwanzigstclgrad für einen Eingangswinkel von 180°

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und einen Kodierfehler von 0 für einen Eingangswinkel von 0°. Bei einem Oszillator, der nur einen Viertelzyklus ausführt, vermindern sich die Fehler auf Vio" für 359,9° Eingangswinkel, auf V₈₀ ⁰ für 315° Eingangswinkel, auf 0 für 270° Eingangswinkel, auf '/40° für 269,9° Eingangswinkel usw. In gleicher Weise werden auch die Abdriftfehler des Verstärkers vermindert, da diese sich nur über eine kürzere Dauer auswirken.

Die einfachere mit einem einzigen Komparator arbeitende Schaltung nach F i g. 2 ist leichter zu verstehen und wurde deshalb zur Erklärung der Erfindung bevorzugt. In der Praxis wird dagegen in den Fällen, bei denen es in erster Linie auf hohe Genauigkeit und Geschwindigkeit und nicht auf geringe Kosten ankommt, ein System mit doppeltem Komparator und einem Vierteloszillationszyklus den Vorrang haben.

Der in dem Prototyp verwendete Ganzwellen-Demodulator ist in F i g. 2 gezeigt. Zum Schalten werden dabei Feldeffekt-Transistoren (mit einer effektiven Ausschaltspannung von 0 Volt und einem Durchlaßwiderstand von höchstens 250 Ohm) verwendet. Für das Demodulator-Filter reicht eine Zeitkonstante von 2 Perioden der Trägerfrequenz aus. Bei Verwendung einer Trägerfrequenz von 1 kHz ist der dynamische Fehler durch die Demodulator-Filterung sehr klein; er liegt beispielsweise bei 15 Bogensekunden für eine Drehgeschwindigkeit am Eingang von 2°/Sek.

Die Unterschiede im Transformationsverhältnis zwischen den Sinus- und Kosinuswindungen des Resolvers können dadurch kompensiert werden, daß die Quadranten durch Vorspannung der Komparatoren einzeln getrimmt werden; dies bedeutet, daß ein sorgfältig konstruiertes Gerät einen Resolverwinkel mit einer Genauigkeit kodieren kann, die über der des Resolvers selbst liegt. Diese Annahme bestätigte sich in Versuchen mit dem Prototyp, der einen Resolver mit einer Genauigkeit von etwa 3 bis 4 Minuten umfaßte. Dabei war eine exakte Ablesung (mit einer Auflösung von 7ιο°) möglich, wenn der Resolver zwischen 0 und 355° in Schritten von 5° gedreht wurde.

Bei einem geringen Mehraufwand an Einzelbauteilen kann das Gerät auch als Synchron-Digital-Umsetzer verwendet werden. Beispielsweise kann ein erster Eingaberesolver in der üblichen Weise kodiert werden, so daß in einem Zähler die digitale Darstellung seiner Winkelstellung erreicht wird. Die Signale eines zweiten Resolvers können dann demoduliert und die sich ergebenden Gleichspannungen als Anfangsbedingun-

ao gen dem Oszillator zugeführt werden. Ist der Oszillator so ausgelegt, daß er nur für die Zeit oszilliert, die erforderlich ist, um das Winkelregister bis auf 0 herunterzuzählen, und dann anhält, so sind die Ausgangsspannungen der Sinus- und Kosinusintegratoren dem Sinus bzw. Kosinus in einem gedrehten Koordinatensystem proportional. Voraussetzung ist dabei, daß die beiden Integratoren durch konstante Stromquellen mit geeignetem Nulldurchgang auf Null , zurückgestellt werden. Durch derartige Verfahren kann der Winkel eines Eingangs-Resolvers kodiert werden

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Analog-Digital-Umsetzer zum Umwandeln von aus einem Drehmelder oder Resolver stammenden sinusförmigen Winkelfunktionen in digitale Winkelwerte, gekennzeichnetdurch eine Synchron-Demodulationsstufe (7, 8, 9, 10), die die vom Resolver kommenden Signale in Gleichspannungswerte umwandelt, durch einen Oszillator (23, 24, 25) zur Abgabe von sinus- oder kosinusförmigen Signalen mit Schaltern (18, 22), die in ihrer einen Stellung die Gleichspannungswerte dem Oszillator aufprägen und in ihrer anderen Stellung einen Oszillationszyklus mit den aufgeprägten Spannungswerten einleiten, durch einen mit dem Oszillator verbundenen Nulldurchgangs-Detektor (28) zur Feststellung eines Nulldurchgangs einer bestimmten Phase eines Kosinus-Signals eines ausgewählten Oszillationszyklus und durch einen Ausgangszähler (34), der über ein Gatter (33) von dem Nulldurchgangs-Detektor (28) beim Nulldurchgang der Oszillatorspannung (Punkt C) an einen Taktgeber (36) und einen Programmierzähler (35) angeschaltet wird und dessen zwischen Null und einem vorgegebenen Höchstwert liegende Gesamtimpulszahl von der Lage des Nulldurchgangs (C) abhängt und damit dem gesuchten Winkelwert des Resolvers entspricht.

2. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator.(23, 24, 25) jeweils wenigstens einen Oszillationszyklus ausführt.

3. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator aus einem Integrator (23) mit einem Kondensator sowie aus einem Verstärker (17) besteht, dessen Ausgang über einen Schalter (18) mit dem Eingang des Integrators verbunden ist und dessen Eingang einerseits über einen Ablgeichwiderstand (16) an den Ausgang des Integrators angeschlossen ist und andererseits über einen weiteren Abgleichwiderstand (15) die aus dem Resolver (1) stammende Spannung zum Aufladen des Kondensators erhält, wobei die Oszillation durch Öffnen des Schalters (18) eingeleitet wird.

4. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß in Serie mit dem ersten Integrator (23) ein zweiter Integrator (24) mit Verstärker (21), Schalter (22) und Abgleichwiderständen (19, 20) in übereinstimmender Schaltung vorgesehen ist und daß dem ersten Verstärker (17) eine der beiden sinusförmigen Funktionen entsprechenden Resolverspannungen und dem zweiten Verstärker (21) die andere der komplementären sinusförmigen Funktion entsprechende Spannung zugeführt werden.

5. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch einen dem zweiten Integrator (24) nachgeschalteten Inverter (25), der über eine Rückkoppliingsschleife mit dem Eingang des ersten Integrators (23) verbunden ist.

6. Analog-Digital-Umsetzer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Fein- und einen Grobkanal, deren Ausgänge über Steuerschalter (11, 12, 13, 14) nacheinander mit dem Oszillator (23, 24, 25) verbunden werden.

7. Analog-Digital-Umsetzer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine mit der Eirigangsseite des Resolvers (I) verbundene Demodulations-Bezugsstufe (3), die über einen Schalter (4) die Demodulationsstufe (7) synchron mit der Trägerfrequenz erregt.

8. Analog-Digital-Umsetzer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Nulldurchgangs-Detektor (28) einen ersten logischen Schaltkreis zur Ermittlung der Phase eines Nulldurchgangs sowie einen zweiten logischen Schaltkreis zur Bestimmung des dazugehörigen Quadranten enthält.