DE2620969A1 - Verstaerkungsunempfindlicher digital- analogumsetzer - Google Patents

Description

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Telefon: 0821/360 15

' 7117/26 Augsburg, 3. Mai 1976

Ch/Hö

FAERAND INDUSTRIES INC.

115 Wall Street

Valhalla

New York 10595/USA

Verstärkungsunempfindlicher Digital-Analogumsetzer

Die Erfindung betrifft einen verstärkungsunempfindlichen Digital-Analogumsetzer in einem Lagemeßsystem mit einem Lagemeßumformer, der ein Pehlersignal in Abhängigkeit der Stellung des Umformers und analoger Eingangssignale erzeugt, wobei das Pehlersignal zwei richtungsabhängige Zustände aufweisen kann.

Ein derartiger Umsetzer ist beispielsweise in der U.S.-PS 3 686 487 beschrieben. Hierbei ist ein digitaler Sinus-Cοsinusgenerator gezeigt, bei welchem ein Taktsignal durch parallele erste und zweite Zähler abwärts gezählt wird. Einem Generator wird ein digitales Eingangssignal von η Bits zugeführt, welches einem Fehlersignal entspricht, das vom Umformer erzeugt wird und repräsentativ ist für eine Änderung der Relativlagen der beiden Teile des Lagemeßumformers. In Abhängigkeit hiervon wird eine Zähldifferenz zwischen den beiden Zählern gleich dem

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digitalen Eingang erzeugt, so daß zwischen den Ausgängen der "beiden Zähler eine relative Phasenverschiebung herrscht. Die relativ zueinander phasenverschobenen Zählerausgänge werden sodann logisch miteinander verknüpft zur Bildung eines oder mehrerer impulsbreitenmodulierten Rechtecksignale, die dazu dienen, die Wicklungen des Umformers zu erregen. Bei diesem Umsetzer weisen der erste und der zweite Zähler einen Zählbereich von N auf, so daß für einen digitalen Eingang von η Bits jedes der impulsbreitenmodulierten Signale eine Grundfrequenzkomponente aufweist, deren Amplitude proportional einer trigonometrischen Funktion (z.B. Sinus oder Cosinus) eines Winkels θ ist, wobei θ gleich (n/N) 360° ist.

Der zuvor erwähnte Umsetzer wird dazu verwendet, den periodischen Meßzyklus eines Umformers in N Teile zu unterteilen. Beträgt beispielsweise der Meßzyklus des Umformers 5jO8 mm, und der erste und zweite Zähler weisen jeweils einen Zählbereich von 2000 auf, dann wird der Meßzyklus von 5|08 mm unterteilt in 2000 Teile, d.h. jedes digitale Bit entspricht einem Zählbereich von 2,45X10

Bei derartigen Lagemeßsystemen werden üblicherweise zwei Grundaufbauten verwendet. Bei der ersten Ausführungsform wird das Fehlersignal dahin untersucht, ob es einen von zwei Zuständen (positiv oder negativ) aufweist. Es gibt hierbei keinen Zwischenzustand, der auftreten könnte, wenn keine entsprechende Änderung des Umsetzerausgangs auftritt. Ein solches System

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erfordert eine konstante Korrektur, so daß eine Stabilisierung schwer zu erreichen ist. Bei der zweiten Ausführungsform weist das Fehlersignal drei Schaltzustände auf, so daß es dahingehend untersucht wird, ob es positiv, null oder negativ ist. Im mittlerem Zustand, d.h. bei einem Fehlersignal gleich null, werden im System keine Korrekturen durchgeführt. Folglich ist dieses System weit leichter zu stabilisieren, jedoch ist die Stabilisation eine Funktion des Gesamtverstärkungsfaktors des Systems. Ist beispielsweise der Verstärkungsfaktor des Systems sehr groß, dann wird der Meßbereich, in welchem das Fehlersignal.seinen Nullzustand aufweist, relativ unbedeutend, so daß im Effekt die Wirkung wie bei einem Fehlersignal mit zwei Schaltzuständen erhalten wird. Ist jedoch der Verstärkungsfaktor des Systems gering, dann wird der Zwischenbereich, bei welchem das Fehlersignal den Nullzustand aufweist, relativ breit, so daß relativ große Lagefehler auftreten, bevor der positive oder negative Schaltzustand erreicht wird und eine entsprechende Lagekorrektur vorgenommen werden.kann.

Durch die vorliegende Erfindung soll ein Lagemeßsystem ermöglicht werden, bei welchem zur Verminderung der Verstärkungsempfindlichkeit ein Fehlersignal mit zwei Schaltzuständen Anwendung finden soll, während zur gleichen Zeit ein System mit drei Schaltzuständen des Fehlersignals simuliert wird durch Änderung des analogen Soll-Lage-Stellungssignalausgangs um einen vorbestimmten Wert, wenn das Fehlersignal zwischen

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seinen beiden richtungsabhängigen Zuständen wechselt, so daß sich insgesamt ein System mit einer verbesserten Stabilität ergibt.

Zu diesem Zweck wird der vorliegende Digital-Analogumsetzer vorgeschlagen, der ein Analogsignal einem Lagemeßumforiuer zuführt, wobei der Lagemeßumformer ein Fehlersignal erzeugt, welches zwei richtungsabhängige Schaltzustände aufweist. Der Umsetzer weist einen Taktsignalgeber auf und Schaltmittel, welche in Abhängigkeit des Fehlersignals Digitalimpulse erzeugen. Weiterhin sind Schaltmittel vorhanden, welche in Abhängigkeit der Taktsignale und der Eingangsimpulse erste und zweite Schrittschaltimpulse erzeugen, wobei die Differenz in der Anzahl der Impulse des ersten und zweiten Impulszuges eine Funktion des Fehlersignals darstellt. Die ersten Schrittschaltimpulse werden einem ersten und die zweiten Schrittschaltimpulse einem zweiten Zähler zugeführt, welche jeweils die Schrittschal timpulse zyklisch über einen Zählbereich zählen und registrieren. Der Umsetzer umfaßt weiterhin Schaltmittel zur Verzögerung der Zählregistrierungssignale vom ersten Zähler um eine bestimmte Verzögerungszeit, sobald das Fehlersignal sich in einem ersten Schaltzustand der beiden richtungsabhängigen Schaltzustände befindet, und der Umsetzer enthält weiterhin Schaltmittel zur logischen Verknüpfung der Zählregistrierungssignale des ersten Zählers mit den Zählregistrierungssignalen des zweiten Zählers zur Bildung eines Analogsignals .

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Der Umsetzer gemäß der vorliegenden Erfindung erhält ein digitales Fehlersignal, welches zwei Schaltzustände aufweisen kann und erzeugt in Abhängigkeit dieses Signals ein impulsbreitenmoduliertes Analogsignal. Die Breite des Analogsignals wird normalerweise für jeden Fehlereingangsimpuls um eine Bitperiode des Taktsignals verändert. Aufgrund der vorbestimmten Verzögerung, welche beim ersten Zähler eingeführt ist, werden die Ausgangssignale von diesem Zähler in Abhängigkeit vom richtungsabhängigen Zustand des Fehlersignals (aufwärts oder abwärts) entweder zeitlich verzögert um einen Zeitraum, der gleich demjenigen ist, der erzeugt werden würde durch Hinzufügen einer vorbestimmten Anzahl von Bits (größer als eins) zu dem Zähler (1,3 Bits in dem nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiel), oder es tritt keine Verzögerung dieser Ausgangssignale ein. Wenn die den Lagemeßumformer erregenden Analogsignale der Iststellung des Umformers entsprechen, d.h. wenn das Fehlersignal null ist und daß sein richtungsabhängiger Schaltzustand wechselt, dann bewirkt der verzögerte Ausgang des ersten Zählers eine Änderung der Impulsbreiten des analogen Signalausgangs von mehr als einem Bit anstelle eines Bits ohne Verzögerung. Diese relativ größere Änderung des Umsetzerausgangs bei einer richtungsabhängigen Zustandsänderung des Fehlersignals bewirkt, daß das Lagemeßsystem arbeitet, als wenn eine Totzone (von 0,3 Bit beispielsweise) zwischen den beiden richtungsabhängigen Schaltzuständen des Fehlersignals vorhanden wäre. Eine Schwingung um diesen Nullwert des Fehlersignals führt

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zu einer Stabilisierung oder Dämpfung. Auf diese Weise wird also ein Fehlersignal mit drei Schaltzuständen simuliert zum Zwecke der Verbesserung der Systemstabilität, jedoch wird in Wirklichkeit mit einem Fehlersignal mit zwei Sehaltzustanden gearbeitet, so daß keine Verstärkungsempfindlichkeit in das System eingeführt wird.

Der Umsetzer gemäß dem System umfaßt weiterhin einen Schaltkreis zur Verminderung der Rate, mit welcher das Fehlersignal abgetastet wird, wenn sich das Fehlersignal in einer Übergangsphase zwischen seinen beiden richtungsabhängigen Zuständen befindet. Dieses Merkmal verbessert ebenfalls die Zuverlässigkeit und Stabilität des Lagemeßsystems.

Weiterhin umfaßt die Erfindung Verbesserungen und Vereinfachungen in den Schaltkreisen für die Weiterschaltung der Zähler im umsetzer zur Eliminierung des Phasenschritts zwischen den analogen Signalausgängen und dem Referenzzählerausgang unter Beibehaltung einer hohen Taktfrequenz.

Allgemein wurden beobachtet, daß die Stabilität des Lagemeßsystems bei einem Fehlersignal um den Nullzustand besser wird mit Anwachsen der absoluten Größe der Änderung des analogen Ausgangssignals (oberhalb 1 Bit) mit jeder Fehlersignalabtastung, sowie mit einer Verminderung der Abtasthäufigkeit des Systems. Jeweils ein oder beide Systemparameter können eingestellt werden,

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um die Systemstabilität zu verbessern, wenn das Fehlersignal bei oder nahe seinem Nullzustand ist.

Die Erfindung wird nachfolgend bei einem Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnungen erläutert. Es zeigen:

Mg. 1 ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels.

Pig. 2 ein schematisch.es Diagramm des Eingangsschaltkreises beim Ausführungsbeispiel nach. Mg.

Fig. 3 ein schematisches Diagramm der Impulsbeseitigungsschaltung dieses Ausführungsbeispiels,

Fig. 4 ein schematisches Diagramm des Fehlerschaltkreises des Ausführungsbeispiels und

Fig. 5 ein schematisches Diagramm der logischen Verknüpfungsschaltung dieses Ausführungsbeispiels.

Fig. 1 zeigt ein Lagemeßsystem mit einem Analog-Digital-Umsetzer gemäß der vorliegenden Erfindung. Das System umfaßt einen Lagemeßumformer mit zwei zueinander relativ beweglichen Teilen 51 und 52. Der Umsetzer speist über die'Leitungen 54a,b und 56a,b den Umformerteil 51 mit Analogsignalen, welche beide Grundfrequenzkomponenten von 4KHz aufweisen mit einer Amplitude jeweils proportional dem Sinus und dem

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Cosinus eines Sollwinkels Θ. Dieser Sollwinkel θ ist repräsentativ für eine spezielle relative Stellung der beiden Teile 51 und 52 zueinander innerhalb eines Meßzyklusses des Umformers 50, wobei dieser Meßzyklus beispielsweise 5,08 mm beträgt. Weicht die relative Iststellung der Umformerteile 51 und 52 von diesem Sollwinkel θ ab, dann wird ein Fehlersignal erzeugt, welches an der Leitung 58 auftritt. Die Phase des Fehlersignals zeigt an, in welcher Richtung eine Fehlerkorrektur vorgenommen werden muß (beispielsweise aufwärts oder abwärts).

Das Fehlersignal geht durch ein 4KHz-Filter hindurch und wird den Verstärkerstufen 61 und 62 zugeführt. Der Ausgang der Verstärkerstufe 61 nimmt einen vorbestimmten Wert ein, sobald die Iststellung des Umformers um einen gegebenen Wert vom Sollwinkel θ abweicht (wenn beispielsweise das Fehlersignal gleich zwei Fünftel seiner maximal möglichen Amplitude ist). Der Ausgang der Verstärkerstufe 61 ist über eine Leitung 62 mit dem Eingang des Umsetzers 100 verbunden. Der Ausgang der zweiten Verstärkerstufe 62 ist ebenfalls über eine Leitung 64 mit einem anderen Eingang des Umsetzers 100 verbunden. Dieser Ausgang ist durch den Verstärker 62 in einem Digitalimpuls standardisiert welcher anzeigt, ob das Fehlersignal sich in seinem Aufwärts-Zustand oder Abwärts-Zustand befindet, d.h. in einer der beiden möglichen Richtungen, in welcher die Fehlerkorrektur vorgenommen werden muß.

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Die Funktion der Konverter-Eingangsschaltung 100 besteht darin, das verstärkte Fehlersignal der Leitung 64 abzutasten und ein digitales Lageimpulssignal für die Leitung 150 zu erzeugen, wenn das Fehlersignal im selben Zustand (aufwärts oder abwärts) für zwei aufeinanderfolgende Abtastperioden bleibt. Die Eingangsschaltung 100 erzeugt weiterhin Signale für die Leitungen 151 und 152 für die Anzeige der Richtung der erforderlichen Lagekorrektur, d.h. der Korrekturen aufwärts oder abwärts. Wenn das Ausgangssignal der ersten Verstärkerstufe 61 auf dem vorbestimmten Wert bleibt, der anzeigt, ob der Lagefehler relativ groß ist, dann wird eine Übersteuerung vorgenommen, wobei die Eingangsschaltung 100 eine Anzahl von Korrekturimpulsen anstelle von nur einem Impuls erzeugt, so daß hierbei die Lagekorrektur beschleunigt wird.

Die Lageimpulse der Leitung 150 und die Richtungssignale in den Leitungen 151 und 152 werden einem Impulsunterdrückungsschaltkreis 200 zugeführt, der weiterhin gespeist wird mit digitalen Taktimpulsen von 4MHz vom Taktgeber 201. Diese Impulsunterdrückungsschaltung 200 bewirkt ein Zuführen von Taktimpulsen über die Leitung 250 zum Referenzzähler 300, wobei ein Taktimpuls unterdrückt wird bei Auftreten eines Lageimpulses. Der Schaltkreis 200 führt weiterhin Taktimpulse dem ersten und zweiten Zähler 400 und 500 zu. Ein Taktimpuls wird unterdrückt bei dem über die Leitung 252 dem ersten Zähler 400 zugeführten Impulszug,

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wenn ein Lageimpuls im ersten Schaltzustand (aufwärts) auftritt. Ein Taktimpuls wird in dem dem zweiten Zähler 500 zugeführten Impulszug unterdrückt, wenn ein Lageimpuls im zweiten Schaltzustand (abwärts) auftritt.

Die drei Zähler 300, 400 und 500 haben jeweils einen zyklischen Zählbereich. Wenn sie mit ihren entsprechenden Impulszügen von der Impulsunterdrückungsschnltung gespeist werden, dann weisen die Ausgänge der Endstufen des ersten und zweiten Zählers 400 und 500 eine relative Phasenverschiebung der Rechteckkurvenformen um einen Betrag auf, der proportional der digitalen Zähldifferenz zwischen den Lageimpulsen im Aufwärts- und Abwärtszustand isx. Das Ausgangssignal des Referenzzählers 300 in der Leitung 350 ist ebenfalls eine Rechteckkurve, deren Phase in der Mitte zwischen den Phasen des ersten und zweiten Zählerausgangs liegt. Die Anstiegsflanke des Signals der Leitung 350 wird im Umsetzereingangsschaltkreis dazu verwendet, das Fehlersignal abzutasten.

Der erste Zähler 400 beinhaltet eine nachfolgend zu beschreibende Schaltung, die eine Verzögerung bewirkt von 325 ns (gleich dem 1,3fachen eines 250 ns Bits bei einer Taktfolge von 4MHz) der Ausgangssignale vom ersten Zähler 400, wenn das Fehlersignal vom Aufwärtszustand in den Abwärtszustand schaltet, was über das Signal angezeigt wird, welches vom Fehlereingangsschaltkreis 100 über die Leitung 110 dem ersten Zähler

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400 zugeführt wird. Die Verzögerung oder Verschiebung im Ausgang des ersten Zählers verändert die analogen Ausgangssignale zur Veränderung des Sollwinkels Q um einen bestimmten Betrag, wodurch eine Arbeitsweise mit einem Fehlersignal mit drei Schaltzustanden simuliert wird.

Die Ausgänge der Endstufen des ersten und zweiten Zählers 400 und 500 werden über Leitungen 450 und 550 verbunden mit einer logischen Verknüpfungsschaltung 600, wie sie beispielsweise in der vorerwähnten U. S.-PS. 3,686,487 beschrieben ist. Diese logische Verknüpfungsschaltung 600 erzeugt analoge Ausgangssignale für die Leitungen 54a, 54b und 56a, 56b, wobei es sich um Rechtecksignale handelt, die impulsbreitenmoduliert sind, und welche jeweils eine Grundfrequenzkomponente umfassen, deren Amplitude proportional einer trigonometrischen Punktion des digitalen Eingangs des Umsetzers ist, beispielsweise der Sinus und Cosinus des Sollwinkels Θ. Die analogen Ausgangssignale werden dem Umformer 50 zugeführt, der in Abhängigkeit davon über das Filter 60 und die Verstärker 61 und 62 dem Umsetzereingangsschaltkreis 100 das Signal zuführt, so daß sich ein geschlossener Regelkreis ergibt.

Der Umsetzer gemäß der vorliegenden Erfindung kann bei Lagemessungen, Lageanzeigen oder Lagesteuerungen verwendet werden bei Verwendung geeigneter Stellglieder oder Anzeigemittel, wie dies in der vorerwähnten U.S.-BS 3,686,487 beschrieben ist.

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Bei dem in Fig. 1 gezeigten Lagemeßsystem ist ein Anzeigeschaltkreis 701 und eine Anzeigevorrichtung 702 über die Leitungen 217 und 219 mit dem Impulsunterdrückungsschaltkreis 200 verbunden. Der Ableseschaltkreis 701 besteht im wesentlichen aus einem Aufwärts-Abwärts-Zähler, dessen Ausgang verbunden ist mit einer Sichtanzeige 702. Die Eingänge von den Leitungen 217 und 219 steuern die Aufwärts- und Abwärtszählung des Zählers und der zugeordneten Lageanzeigenvorrichtung.

Fig. 2 zeigt den Fehlereingangs-Schaltkreis des Ausführungsbeispiels gemäß der vorliegenden Erfindung. Der FehlerSignalausgang des Verstärkers 62 ist über die Leitung 64 verbunden mit dem D Eingang des Flip-Flops 111. Der Übersteuerungs-Ausgang der Verstärkerstufe 61 ist über die Leitung 63 mit dem D Eingang eines anderen Flip-Flops 112 verbunden. Bei diesen und bei anderen im Ausführungsbeipsiel verwendeten Flip-Flops handelt es sich um D-Flip-Flops, beispielsweise um integrierte Schaltkreise des Typs SN 7474. Die Takteingänge der Flip-Flops 111 und 112 sind mit der 4KHz-Leitung 350 verbunden. Es handelt sich hierbei um Rechteckimpulse, die vom Referenzzähler 300 erzeugt werden. Der Q Ausgang des Flip-Flops 111 ist mit dem D Eingang eines Flip-Flops 113 verbunden, dessen Takteingang ebenfalls an der Leitung 350 liegt. Der Q Ausgang des Flip-Flops 111 und ebenso der Q Ausgang des Flip-Flops 113 sind an ein Exklusiv-Oder-G-atter 114 angeschlossen. Das Flip-Flop 111 tastet

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den Zustand des Fehlersignals in der Leitung 64 für jeden Impuls in der Leitung 350 ab. Jeder Impuls in der Leitung 350 schiebt den Inhalt des Flip_TFlops 111 in das Flip-Flop 113. Der Ausgang des Gatters 114 an der Leitung 150 ist deshalb ein Digital-Impuls, der anzeigt, daß der Fehlersignaleingang der Leitung 64 für zwei aufeinanderfolgenden Abtast-Impulse der Leitung 350 eine Richtung aufweist (hoch oder niedrig, aufwärts oder abwärts).

Der Q Ausgang des Flip-Flops 112 ist verbunden mit einem Eingang des Und-Gatters 117. Der andere Eingang des Gatters 117 ist über die Leitung 315 mit eii-.am 4KHz-Rechtecksignal des Referenzzählers 300 verbunden. Ein anderes Und-Gatter 118 ist mit einem Eingang angeschlossen an die Leitung 350, welche Referenzimpulse mit 400KHz liefert und mit dem anderen Eingang verbunden mit der Leitung 315. Die Ausgänge der Und-Gatter 117 und 118 sind angeschlossen an die Eingänge eines NOR-Gatters 119» dessen Ausgang zu den Eingängen der NOR-Gatter 115 und 116 führt. Der andere Eingang des NOR-Gatters 115 ist verbunden mit dem Q* Ausgang des Flip-Flops 113. Am Ausgang des NOR-Gatters 115 treten digitale Signale auf, sobald das Fehlersignal, wie es vom letzten Referenzimpuls der Linie35O abgetastet wurde, einen Aufwärtszustand aufweist. Am Ausgang des NOR-Gatters 116 tritt ein Digital-Impuls auf, wenn das vorhergehende abgetastete Fehlsignal sich im Abwärtszustand befindet. Das Auftreten eines Übersteuerungszustands bewirkt, daß der Ausgang des Flip-Flops 112

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ein 400KHz-Signal durch die Gattern 117 und 119 zum Eingang der NOR-Gatter 115 und 116 durchläßt. Hierbei wird die effektive Anzahl der Zählerschrittschaltimpulse um 100 multipliziert, wie nachfolgend'noch beschrieben wird. Ein Impuls des 400KHz Signals der Leitung 315 geht während jeder Abtastperiode durch die NOR-Gattern 115 und 116 hindurch.

Fig. 3 zeigt die Impulsunterdrückungsschaltung 200 und den 4MHz-Digitaltaktgeber 201. Der Lageimpulsausgang des Fehlsreingangsschaltkreises 100 der Leitung 150 ist verbunden mit den D Eingängen der Flip-Flops 212 und 214. Der Takteingang des Flip-Flops 212 ist über die Leitung 151 verbunden mit dem Aufwärtszustands-Signal, und der Takteingang des Flip-Flops 214 erhält über die Leitung 152 das Abwärts-Zustandssignal zugeführt. Die Q Ausgänge der Flip-Flops 212 und 214 sind je mit einem D Eingang der Flip-Flops 216 und 218 verbunden. Die Takteingänge der Flip-Flops 216 und 218 sind angeschlossen an den Ausgang des 4MHz-Taktgebers 201, dessen Ausgang weiterhin verbunden ist mit jeweils einem Eingang der NOR-Gatter 220, 224 und 240. Die Q Ausgänge der Flip-Flops 216 und 218 sind über die Leitungen 217 und 219 mit den Voreinstelleingängen der Flip-Flops 212 und 214 verbunden. Die Signale in den Leitungen 217 und 219 werden weiterhin übermittelt an die Anzeigelogik 701 und die Anzeige 702 zur Steuerung der Vergrößerung oder der Verminderung der angezeigten Werte.

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Der Q Ausgang des Flip-Flops 216 ist mit dem anderen Eingang des NOR-Gatters 220 verbunden und weiterhin mit einem Eingang des NOR-Gatters 222. Der Q Ausgang des Flip-Flops 218liegt an den jeweils anderen Eingängen der NOR-Gatter 222 und 224· Infolge dieser Schaltkreisanordnung erzeugt der Ausgang des NOR-Gatters 220 an der Leitung 252 ein 4 MHz-Taktsignal, "bei welchem ein Impuls unterdrückt ist, sobald ein Stellungsimpuls der Leitung 150 in einem Aufwärtszustand auftritt. In entsprechender Weise werden Taktimpulse am Ausgang des NOR-Gatters 224 in der Leitung 256 erzeugt, wobei jeweils ein Impuls unterdrückt ist, wenn ein Stellungsimpuls in der Leitung 150 auftritt und das Fehlersignal sich im Abwärtszustand befindet.

Der Ausgang des NOR-Gatters 222 ist mit dem Takteingang eines TeilungsZählers 230 mit einem Teilung ε verhältnis von 2 (beispielsweise einem integrierten Schaltkreis der Typenbezeichnung SN 74196) verbunden. Der Q. Ausgang des Zählers 230 liegt am Takteingang eines Flip-Flops 232, dessen D Eingang mit Masse verbunden ist. Der Q Ausgang des Flip-Flops liegt am D Eingang eines anderen Flip-Flops 234, welches mit den 4 MHz Taktsignalen der Leitung 202 getaktet wird. Der Q Ausgang des Flip-Flops 234 ist rückgeführt zum Rückstelleingang des Flip-Flops 232. Der Q Ausgang des Flip-Flops 234 ist verbunden mit dem zweiten Eingang des NOR-Gatters 240. Die Anordnung des Zählers 230 und der Flip-Flops 232 und 234 ermöglicht das

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Auftreten von standardisierten, synchronisierten Taktimpulsen an der leitung 250 des Ausgangs des Gatters 240, wobei jeweils ein Taktimpuls unterdrückt wird für jeden zweiten Stellungsimpuls, der in der Leitung 150 auftritt.

Gemäß der vorstehenden Beschreibung wird der Referenzzähler 300 kontinuierlich durch 4MHz Taktimr.ulse weitergeschaltet, wobei jeweils ein Impuls unterdrückt wird bei Auftreten jedes zweiten Stellungsinipulses, während der erste und zweite Zähler 400 und 500 durch die 4MHz Taktimpulse .kontinuierlich weitergeschaltet werden, wobei jeweils ein Impuls am Eingang des ersten Zählers unterdrückt wird, wenn der Stellungsimpuls bei einem Aufwärts-Zustand erzeugt wird, während ein Impuls am Eingang des zweiten Zählers unterdrückt wird, wenn ein Stellungsimpuls auftritt bei einem Abwärtszustand'. Die beiden Zählerausgangssignale der Leitungen 450 und 550 weisen relativ zueinander eine Phasenverschiebung auf in Abhängigkeit einer Funktion der Zahl und Richtung der erzeugten Stellungsimpulse. Da am Eingang des Referenzzählers 300 ein Impuls für jeweils zwei Stellungsimpulse unterdrückt wird, befindet sich die Phase des Referenzzählerausgangs der Leitung 350 zwischen denjenigen der Ausgänge des ersten und zweiten Zählers, so daß ein Phasenschritt zwischen den Zählerausgängen eliminiert ist und eine relativ hohe Taktfrequenz für eine hohe Nachführgeschwindigkeit beibehalten werden kann. Da die drei Zähler jeweils aufwärts zählen, ist

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es nicht erforderlich, Aufwärts-Abwärts-Zähler zu verwenden, wodurch die Schaltkreise vereinfacht werden. ,

Die Fig. 4 zeigt die drei Grundzähler des Systems, nämlich den Referenzzähler 300, den ersten Zähler 400 und den zweiten Zähler 500. Das Signal der Leitung 250 wird zugeführt dem Eingang des Teilungszählers 310, der ein Teilungsverhältnis von 10 aufweist (Typenbezeichnung SN 74192), dessen Q~ Ausgang mit dem Takteingang des Teilungszählers 320 mit einem Teilungsverhältnis von 100 (beispielsweise 2 SN 74161 in Kaskadenschaltung) verbunden ist. Ein 400 KHz-Signal wird über die Leitung 315 vom Zähler 310 abgegriffen und dem Fehlereingangsschaltkreis 100 wie in Fig. 2 beschrieben zugeführt.

Der Referenzzähler 300 weist weiterhin ein Flip-Flop 330 auf, dessen D Eingang und dessen Vor-Einstelleingang verbunden sind mit der den Stellungsimpuls führenden Leitung 150. Der Q" Ausgang des Flip-Flops 330 ist mit dem Ruckste11eingang eines anderen Flip-Flops 340 verbunden, dessen Q Ausgang zurückgeführt ist zu dem eigenen D Eingang und weiterhin verbunden ist mit einem Eingang eines NOR-Gatters 345. Der End-Ausgang des 100-Teilungszählers 320 ist verbunden mit dem anderen Eingang des NOR-Gatters 345 und mit dem Takteingang des Flip-Flops 340. Der Ausgang des NOR-Gatters 345 der Leitung 350 ist zurückgeführt zum Takteingang des Flip-Flops 330 und wird gleichzeitig dem

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Fehlereingangsschaltkreis 100 als Bezugsabtastsignal vermittelt.

Die Schaltungsanordnung der Flip-Flops 330 und 340 und des Gatters 345 dienen zur Erzeugung eines 4KHz-Referenzsignals in der Leitung 350, sobald das Fehlsignal seinen Aufwärts- oder Abwärtszustand beibehält. Wenn jedoch das Fehlersignal seinen richtungsabhängigen Zustand wechselt, dann wird der Ausgang der Zählerstufe 330 durch das Flip-Flop 340 mit dem Faktor 2 geteilt, ergibt also ein 2KHz-Referenzsignal in der Leitung 350 für die Abtastung, des Fehlersignals. Diese Verminderung der Abtastgeschwindigkeit wird beibehalten, bis das abgetastete Fehlersignal für zwei aufeinanderfolgende Abtastungen den gleichen richtungsabhängigen Aufwärts- oder Abwärtszustand beibehalten hat. Die geringere Abtastgeschwindigkeit bei einem Fehlersignal im Übergangsbereich verbessert die Stabilität und Zuverlässigkeit des Lagemeßsystems wesentlich, wodurch beispielsweise ein Flimmern der letzten signifikanten Stelle der Stellungsanzeige eliminiert wird.

Beim ersten Zähler 400 wird das Signal der Leitung 252 dem Takteingang eines Teilungszählers 402 mit einem Teilerverhältnis 5 (wie beispielsweise ein SN 74196 Schaltkreis) zugeführt, dessen Q-η Ausgang mit dem A Eingang eines Multivibrators 404 (Typ SN 74 123) und einem Eingang eines Ünd-Gatters 412 verbunden. Der Multivibrator 404 weist eine Widerstands-Kondensator-

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Kombination 406 auf, so daß jeweils, wenn der A Eingang hoch liegt, der Q Ausgang des Multivibrators für 325 ns hoch bleibt, wobei diese Zeitdauer das 1,3fache der 250 ns Periode der 4MHz-Takte ist. Der Q Ausgang des Multivibrators 404 ist mit dem Takteingang eines Flip-Flops 408 und mit einem Eingang eines Und-Gatters 410 verbunden. Der D Eingang des Flip-Flops 408 ist über die Leitung 110 mit dem Q Ausgang des Flip-Flops 111 der Fehlereingangsschaltung nach Fig. 2 verbunden. Der Q Ausgang des Flip-Flops 408 liegt am anderen Eingang des Gatters 410 und der Q. Ausgang des Flip-Flops 408 wird dem zweiten Eingang des Gatters 412 zugeführt. Jeder Ausgang der Und-Gatter 410 und 412 ist mit einem Eingang eines NOR-Gatters 414 verbunden, dessen Ausgang dem Eingang eines Teilungszählers 420 mit einem Teilungsverhältnis von 50 (beispielsweise 2 SN 74 161 in Kaskadenschaltung) zugeführt wird. Der Ausgang des Zählers 420 liegt an der Leitung 450.

Wird das Fehlersignal abgetastet bei einem Abwärtszustand, dann werden die Impulse der Leitung 252 durch die Teilerschaltung 402 abwärts geteilt und über die Gatter 412 und 414 dem nächsten Zählerschal tkreis 420 zugeführt. Befindet sich jedoch das Fehlersignal in einem Aufwärtszustand, wie dies durch den Signalpegel in der Leitung 110 angezeigt wird, dann wird das Flip-Flop 408 gesetzt und die Impulse van Ausgang der Tellerschaltung 402 werden den Gattern 412 und 414 nicht direkt zugeführt, sondern die

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verzögerten Ausgangssignale des Multivibrators 404
gelangen über die Gatter 410 und 414 zum Zählerschalt-Kreis 420. Dies bedeutet, daß, sobald das Signal im Aufwärts-Zustand sich befindet, der Ausgang des Zählers 420 der Leitung 450 verzögert ist um 325 ns relativ zur Phase der Ausgangsimpulse des Referenzzählers
in der Leitung 350.

Beim zweiten Zähler 500 ist die Leitung 256 verbunden mit dem Takteingang des Teilungszählers
510 bei einem Teilungsverhältnis von 5 (Typ SN 74196). Der Ausgang des Zählers 510 wird einem Inverter 514 zugeführt, dessen Ausgang mit dem Takteingang eines Teilungszählers 520 mit einem Teilungsverhältnis
von 50 verbunden ist. Hierbei kann es sich wiederum um zwei SN 74161 handeln, die in Kaskade geschaltet sind. Der Ausgang des Zählers 520 liegt an der Leitung 550.

Bei dieser Zähleranordnung erzeugt der
Referenzzähler Ausgangsimpulse von 4KHz, welche
an der Leitung 350 liegen. Der an der Leitung 450
liegende Ausgang des ersten Zählers weist 16KHz-Impulse auf, welche um 325 ns relativ zur Phase der Impulse in der Leitung 350 des Referenzzählers verzögert sind, sobald das Fehlersignal im Aufwärtszustand ist. Der an der Leitung 550 liegende Ausgang
des zweiten Zählers besteht aus 16 KHz-Impulsen.
Diese Impulse sind weder verzögert noch verschoben
relativ zur Phase der Ausgangsimpulse des Referenz-

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Zählers in der Leitung 350.

Die Pig. 5 zeigt die logische Verknüpfungsschaltung 600, welcher die 16 KHz-Signale des ersten und zweiten Zählers 400 und 500 zugeführt werden und die in Abhängigkeit hiervon zwei impulsbreitenmo'dulierte Analogsignale mit einer 4KHz-Grundfrequenzkomponente proportional dem Sinus und dem Gosinus eines Winkels O erzeugt. Hierbei ist Q gleich der Anzahl der digitalen Eingangsimpulse η von der Teilerstufe 62 geteilt durch den gesamten Zählbereich N von 2000 und multipliziert mit 360°.

Die logische Verknüpfungsschaltung 600 weist vier Flip-Flops 601 bis 604, acht NOR-Gatter 611 bis 618 und acht 30 0hm Widerstände 621 bis 628 auf. Der Ausgang des ersten Zählers 400 ist über die leitung 450 verbunden mit den Takteingängen der Flip-Flops 601 und 602. Der Q Ausgang des Flip-Flops 601 führt zu einem Eingang des NOR-Gatters 613 und der Q Ausgang ist verbunden mit einem Eingang des NOR-Gatters 611 und dem D Eingang des Flip-Flops 602. Der Q Ausgang des Flip-Flops 602 führt zu einem Eingang des Gatters 615 und der Q Ausgang ist verbunden mit einem Eingang des Gatters 617 und dem D Eingang des Flip-Flops 601.

Der Ausgang des zweiten Zählers 500 wird über die leitung 550 dei Takteingängen der Flip-Flops 603 und 604 zugeführt. Der Q Ausgang des Flip-Flops 603 ist mit dem anderen Eingang des Gatters 611 und der Q Ausgang ist mit dem anderen Eingang des Gatters und dem D Eingang des Flip-Flops 604 verbunden. Der

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Q Ausgang des Flip-Flops 604 ist an den anderen Eingang des Gatters 615 und der Q Ausgang an das Gatter 617 und den D Eingang des Flip-Flops 603 angeschlossen. ,

Der Ausgang des Gatters 611 liegt an einem Ende des Widerstands 621 und an einem Eingang des Gatters 612. Der Ausgang des Gatters 612 ist mit einem Ende des Widerstands 622 verbunden. Der Ausgang des Gatters 613 liegt an einer Seite des Widerstands 623 und an einem Eingang des Gatters 614, dessen Ausgang mit einem Ende des Widerstands 624 verbunden ist. Der Ausgang des Gatters 615 wird zugeführt einem Ende des Widerstandes 625 und dem Eingang des Gatters 616. Der Ausgang des Gatters 616 ist angeschlossen an ein Ende des Widerstands 626-, Der Ausgang des Gatters 617 wird einem Ende des Widerstands 627 und einem Eingang des Gatters 618 zugeführt, dessen Ausgang an einem Ende des Widerstands 628 liegt. Die verbleibenden Eingänge der Gatter 612, 614, 616 und 618 sind geerdet.

Die anderen Enden der Widerstände 621 und 624 sind über eine Leitung 54a miteinanderverbunden. Die anderen Enden der Widerstände 622 und 623 sind in einer Leitung 54b zusammengeführt. Das Analogsignal entsprechend dem Sinus θ liegt zwischen den Leitungen 54a und 54b. In entsprechender Weise sind die anderen Enden der Widerstände 625 und 628 über die Leitung 56a und diejenigen der Widerstände 626 und 627 über die Leitung 56b miteinander vereinigt. Das dem Cosinus ö entsprechende Signal liegt an den Leitungen 56a und 56b.

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Die Theorie und Arbeitsweise einer solchen logischen Verknüpfungsschaltung ist beispielsweise beschrieben in der vorerwähnten US-PS 3,686,487.

Die Flip-Flops 601 und 602 bilden einen miteinanderverknüpften Johnson-Ringzähler, welcher das 16 KHz-Signal der Leitung 450 um den Faktor 4 dividiert, so daß sich 4 KHz-Signale am Ausgang des Flip-Flops 601 und weitere hierzu um 90° phasenverschobene 4 KHz-Signale am entsprechenden Ausgang des Flip-Flops 602 ergeben. Die Flip-Flops 603 und 604 bilden ebenfalls einen miteinander verknüpften Ringzähler, welcher das Signal der Leitung 550 in 4KHz~Signale am Ausgang des Flip-Flops 603 und weitere hierzu um 90° phasenverschobene 4 KHz-Signale am Ausgang des Flip-Flops 604 teilt. Das Netzwerk der NOR-Gatter bis 618 und der Widerstände 621 bis 628 wird zur Bildung der impulsbreitmodulierten Sinus- und Oosinusanalogsignale der Leitungen 54a-b und 56a-b verwendet durch Addieren der Grundausgänge der Flip-Flops 601 und 603 für den Sinusausgang und durch Addieren der 90° phasenverschobenen Ausgänge der Flip-Flops 602 und 604 zur Erzeugung des Cosinusausgangssignals.

Das NOR-Gatter 611 verknüpft im wesentlichen entsprechend der Peircefunktion die komplementären Ausgänge der Flip-Flops 601 und 603» wobei das Ergebnis dann einer Seite 54a des Sinusausgangs zugeführt wird. In entsprechender Weise verknüpft das NOR-Gatter die wahren Ausgänge der Flip-Flops 601 und 603, wobei das Ergebnis der anderen Seite 54b des Sinusausgangs

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zugeführt wird. Die Gatter 615 und 617 verknüpfen die komplementären und wahren Ausgänge der "90°" Flip-Flops 602 und 604 zur Erzeugung des Cosinussignals in den Leitungen 56a-b. Die NOR-Gatter 612, 614, 616 und 618 sind als Inverter geschaltet, um als Rückführleitungen für die Sinus- und Cosinusausgangsströme zu dienen, welche die Umformerwicklungen durchfließen. Die impulsbreitmodulierten Sinus- und Cosinussignale, die auf diese Weise gebildet werden, haben eine Grundfrequenz von 4KHz. Die Amplitude der Grundfrequenzkomponente des Sinussignals der Leitungen 54a-b ist proportional dem Sinus des Sollwinkels θ und die Amplitude der Grundfrequenzkomponente des Cosinussignals links der Leitungen 56a-b ist proportional dem Cosinus Θ.

Bei dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel wird ein Eingangssystem mit drei Schaltzuständen des !Fehlersignals simuliert durch Erfassen der Änderung des richtungsabhängigen Zustande des Fehlersignals und durch Änderung der Breite der impulsmodulierten analogen Ausgangssignale durch einen Betrag größer als bei einer normalen 1 Bit Änderung, jedoch ist zu bemerken, daß ein solcher Umsetzer in seiner Anwendung nicht beschränkt ist auf ein Lagemeßsystem, bei welchem impulsbreitmodulierte analoge Ausgänge vorhanden sind. In der US-PS 3 789 393 ist beispielsweise ein Lagemeßsystem beschrieben, bei welchem ein Digital-Analog-Umsetzer verwendet wird, bei dem zur Erzeugung analoger Ausgangssignale sowohl die Amplituden als auch die Impulsbreite moduliert wird. Bei diesem System stellt die Impulsamplitudenkomponente des Analogsignals das

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letzte signifikante Bit der Sollstellung dar, während die Impulsbreitenkomponente des Signals die höheren Bitwerte darstellt. Die vorliegende Erfindung kann auch bei einem solchen System Anwendung finden durch Veränderung der amplitudenmodulierten Komponente des Analogausgangs um einen bestimmten Betrag (beispielsweise um einen Betrag entsprechend einer 1,3 Bit Änderung in der Sollstellung), sobald das Fehlersignal seinen richtungsabhängigen Zustand wechselt. Weiterhin kann es vorteilhaft sein, den Analogausgang des beschriebenen Systems um eine 1,3 Bit Sollstellungsänderung zu erhöhen, jedoch ist diese Zahl nicht kritisch und andere Beträge größer als eine 1 Bit-Änderung können ebenfalls verwendet werden.

Der Gegenstand der vorliegenden Erfindung }'at besondere Bedeutung bei mit hoher Geschwindigkeit arbeitenden digitalen Nachfuhrsystemen, wie sie beispielsweise in der U.S.-P.S. 3 673 395 beschrieben sind. Bei solchen Systemen ist es erforderlich, daß

die Zählzustände der inneren Zähler des Digital-Analog-Umsetzers zu jedem Zeitpunkt genau sind, einschließlich zu den Zeitpunkten, wo schnelle Stellungsänderungen auftreten. Durch die Simulation eines Dreierzustandes mit einer mittleren Tot-Zone wird erreicht, daß die Zählerstände des ersten und zweiten Zählers genau mit der tatsächlichen Stellung des Umformers übereinstimmen, selbst bei einer Nachführung mit hoher Geschwindigkeit.

Bei dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel wird die Fehlerabtastgeschwindigkeit um den Faktor 2 reduziert, sobald, das Fehlersignal zu zwei

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aufeinanderfolgende Abtastzeitpunkte nicht in seinem einen richtungsabhängigen Zustand bleibt. Es ist jedoch klar, daß die Abtastgeschwindigkeit bei einem solchen Schaltzustand durch einen anderen Paktor reduziert werden kann.

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Claims (9)

7117/26/Oh/Hö - 27 - 3. Mai 1976 Ansprüche:

1.. Verstärkungsunempfindlicher Digital-Analogumsetzer in einem Lagemeßsystem mit einem Lagemeßumformer, der ein Fehlersignal in Abhängigkeit der Stellung des Umformers und analoger Eingangssignale erzeugt, wobei das Fehlersignal zwei richtungsabhängige Zustände aufweisen kann, dadurch gekennzeichnet, daß das Fehlersignal periodisch in einem Eingangsschaltkreis abgetastet wird, der in Abhängigkeit des richtungsabhängigen Zustande des Fehlersignals Digitalsignale erzeugt, die einem Umsetzer zur Erzeugung der Analogsignale zugeführt werden, wobei diese Analogsignale verändert werden um einen gleich großen gegebenen Betrag bei Auftreten jedes dieser Digitalsignale und die Digitalsignale weiterhin Schaltmitteln zur Veränderung der Analogsignale um einen Betrag größer als der gleich große gegebene Betrag zugeführt werden, wenn ' das Fehlersignal seinen richtungsabhängigen Zustand verändert.

2. Digital-Analogumsetzer nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet, daß die Digitalsignale weiterhin Schaltmitteln zugeführt werden, welche die Abtastgeschwindigkeit zum Abtasten des Fehlersignals vermindern, wenn bei zwei aufeinanderfolgenden Abtastzeitpunkten das Fehlersignal nicht in einem richtungsabhängigen Zustand verblieben ist.

3. Digital-Analogumsetzer nach Anspruch 1, dadurch ge-

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kennzeichnet, daß weiterhin eine Taktimpulsquelle vorgesehen ist, deren Taktimpulse zusammen mit den Digitalsignalen Schaltmitteln zur Erzeugung eines ersten und zweiten Impulszugs der Schrittsähaltimpulse zugeführt werden, wobei die Differenz der Zahl der Impulse zwischen dem ersten und zweiten Impulszug eine Punktion des Fehlersignals ist und diese ersten und zweiten Impulszüge einem ersten und zweiten Zähler zugeführt werden, die dort zyklischdurch einen Zährbereich gezählt und registriert werden, wobei dieser erste Zähler zusätzliche Schaltmittel aufweist, die in Abhängigkeit der Digitalimpulse die Zählregistriersignale des ersten Zählers um eine bestimmte Zeitdauer verzögern, wenn das Fehlersignal einen gegebenen richtungsabhängigen Schaltzustand aufweist und der Umsetzer weiterhin eine logische Verknüpfungsschaltung besitzt, die die Zählregistriersignale des ersten Zählers mit den ZählregistrierSignalen des zweiten Zählers zur Bildung der Analogsignale verknüpft.

4. Digital-Analogumsetzer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktimpulse weiterhin zur Zählung und Registrierung einem Referenzzähler zugeführt werden.

5. Digital-Analogumsetzer nach Anspruch. 4, dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin Schaltmittel vorgesehen sind, welche in Abhängigkeit des Fehlersignals und der periodischen Fehlregistriersignale des Referenz-Zählers eines der digitalen Eingangssignale erzeugen,

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wenn das Fehlersignal für zwei aufeinanderfolgende periodische Signale sich in einem Schaltzustand befindet.

6. Digital-Analogumsetzer nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltmittel weiterhin eine Unterdrückungsschaltung umfassen, die die Veiterzählung des Referenzzählers um einen Taktimpuls bei Auftreten des jeweils zweiten Eingangsimpulses unterdrücken, wobei der erste Impulszug gebildet wird von den Taktimpulsen, und ein Taktimpuls dieses ersten Impulszuges unterdrückt wird bei Auftreten eines Eingangssignals mit einem ersten richtungsabhängigen Schaltzustand, und wobei der zweite Impulszug aus ebenfalls diesen Taktimpulsen gebildet wird und ein Taktimpuls unterdrückt wird bei Auftreten eines Eingangssignals mit einem anderen richtungsabhängigen Schaltzustand.

7. Digital-Analogumsetzer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungszeit größer ist als eine Periode der Taktimpulse.

8. Digital-Analogumsetzer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungszeit zwischen einer und zwei Perioden der Taktimpulse liegt.

9. Digital-Analogumsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastgeschwindigkeit zum Abtasten des Fehlersignals einen ersten Systemparameter darstellt und der gleich große gegebene Betrag

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einen zweiten Systemparameter bildet und der Umsetzer Schaltmittel zur Veränderung des Werts mindestens eines der beiden Systemparameter aufweist, wobei diese Änderung erfolgt in Abhängigkeit eines Richtungswechsels des Fehlersignals, und diese Schaltmittel den Parameter wieder auf seinen Ursprungswert bringen, wenn das Pehlersignal für zwei aufeinanderfolgende Abtastungen in einem richtungsabhängigen Schaltzustand verbleibt.

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