DE2949518C2 - - Google Patents
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/48—Servo-type converters
- H03M1/485—Servo-type converters for position encoding, e.g. using resolvers or synchros
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zum Umsetzen
von vier Binärzahlen in analoge Form gemäß dem Oberbegriff des
Patentanspruchs 1. Derartige Einrichtungen dienen beispielsweise
als Sichtanzeige mit einem winkelveränderlichen Zeiger
in Zuordnung zu einem Bordnavigationsrechner.
Je nach Art der am Ausgang des Rechners zur Verfügung stehenden
numerischen Information in Form einer Winkelinformation
oder einer trigonometrischen Information bedient man sich
derzeit zur Lösung dieses Problems zweier Lösungswege.
Wenn eine Winkelinformation zur Verfügung steht, so benutzt
man entweder einen Steuerkodierer, dessen Winkelposition von
dem Nullabgleich eines durch einen numerischen Komparator
erzeugten Fehlersignals bestimmt wird, oder sein Steuerpotentiometer,
dessen Winkelposition von einem nach Dekodierung der
numerischen Information gewonnenen Analogsignal bestimmt
wird.
Wenn eine trigonometrische Information vorliegt, so dekodiert
man die beiden Binärzahlen dadurch, daß man sie in positive
oder negative Gleichspannungen umsetzt, deren Amplituden proportional
zu den anstehenden Sinus- und Cosinuswerten sind.
Diese Spannungen werden sodann gespeichert und schließlich zur
Beaufschlagung eines Resolvers, z. B. eines Potentiometerresolvers
oder vorzugsweise eines elektromagnetischen Resolvers
verwendet. In dem zuletzt genannten Fall müssen die beiden
Gleichspannungen moduliert werden, um zwei Wechselspannungen
zu gewinnen, deren Amplitudenverhältnis gleich demjenigen der
beiden Gleichspannungen ist und deren relative Phasenlagen die
Vorzeichen der Sinus- und Cosinuswerte darstellen. Diese Wechselspannungen
werden an zwei gegebenenfalls mit einer Kompensationswicklung
versehene Statorwicklungen des Resolvers derart
angelegt, daß die im Rotor des Resolvers induzierte Spannung
nach Verstärkung einen Stellmotor steuert. Letzterer
verstellt den Rotor bis zum Nullabgleich der induzierten Spannung.
Die Abweichung der Endlage des Motors bzw. die Winkelstellung
der Rotorachse von einer vorgegebenen Ausgangslage
stellt den sichtbar zu machenden Winkel dar.
Die Erzielung eines ausreichenden Maßes an Genauigkeit und
Zuverlässigkeit begegnet bei der Ausführung der Dekodier-,
Speicher- und Modulationsoperationen nach den zuvor beschriebenen
Lösungen erheblichen Schwierigkeiten, die sich in großem
technologischen Aufwand, erheblichem Gewicht und entsprechend
hohen Kosten der Einrichtung äußern.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die genannten
Schwierigkeiten des Standes der Technik weitgehend auszuräumen
und eine Einrichtung anzugeben, welche die Umsetzung einer
numerischen Information in analoge Form mit ausgezeichneter
Genauigkeit und Zuverlässigkeit bei geringem baulichen und
funktionellen Aufwand vorzunehmen vermag.
Die Lösung dieser Aufgabe besteht bei einer Einrichtung der
gattungsgemäßen Art erfindungsgemäß aus den Merkmalen des
Kennzeichnungsteils des Patentanspruchs 1. Bei der Erfindung
wird also ein klassicher Gegenkopplungsresolver verwendet, wie
er u. a. von der Firma THOMSON-CSF unter der Typenbezeichnung
07 N 23 RW 4 c 00F/26 bzw. 27 angeboten wird. An die Statorwicklungen
werden impulsdauermodulierte Signale angelegt,
wobei die Amplitude unverändert bleibt. Die auch bei der Erfindung
verwendete Umwandlung von binären Winkelinformationen
in dauermodulierte Rechteckimpulse für Resolver, Synchros
o. dgl. ist aus der DE-AS 17 62 408 und aus R. Klahn, J. A.
Norton und J. A. Githens, "Antenna Steering System" in The Bell
System Technical Journal, Juli 1961, SS 1207-1225 bekannt.
Die Erfindung sorgt für eine wesentliche Verbesserung im Sinne
der ihr zugrundeliegenden Aufgabe vor allem dadurch, daß der
den Stellmotor zur Verstellung des Rotors speisende Verstärker
von der Spannung des Rotors solange unbeaufschlagt ist, bis
die Ausgangsspannungen der Analogunterbrecher gleichzeitig
Null sind.
Nähere Einzelheiten der Erfindung werden im folgenden anhand
eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels
näher erläutert. In der Zeichnung zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels
der erfindungsgemäßen Einrichtung;
Fig. 2 ein Zeitdiagramm mit den zeitlichen Verläufen der
verschiedenen im Zählerteil der Einrichtung gemäß
Fig. 1 auftretenden Signale;
Fig. 3 ein Schaltbild desjenigen Teils der Einrichtung
gemäß Fig. 1, der zum Kalibrieren der Amplitude
und zum Einführen der Vorzeicheninformationen
dient;
Fig. 4 und 5 Zeitdiagramme zur Veranschaulichung der
Verläufe der verschiedenen Signale, die in dem die
zeitmodulierten periodischen Signale in rein periodische
Signale transformierenden Teil der Einrichtung
gemäß Fig. 1 auftreten; und
Fig. 6 ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung der in der
Steuerschleife der Einrichtung gemäß Fig. 1 auftretenden
verschiedenen Signale.
Die in Fig. 1 als Blockschaltbild dargestellte erfindungsgemäße
Einrichtung ist zum Umsetzen einer numerischen Information
in analoge Form bestimmt, wobei die numerische Information
aus zwei, die Absolutwerte der trigonometrischen Komponenten
Sinus und Cosinus eines veränderlichen Winkels darstellenden
Zahlen und aus zwei anderen, die Vorzeichen dieser trigonometrischen
Komponenten darstellenden Zahlen besteht. Diese
Zahlen werden von einem Bordnavigationsrechner 1 geliefert.
Diese Zahlen können in einem beliebigen Code ausgedrückt
werden; vorzugsweise bedient man sich jedoch des natürlichen
Binärcodes, wobei eine Anzahl von Bits die Absolutwerte des
Sinus und des Cosinus angeben und ein einziges Bit (0 oder 1)
die Vorzeichen des Sinus und des Cosinus bezeichnet. Diese
Bits stehen in den Ausgangsregistern (nicht dargestellt) des
Rechners 1 zur Verfügung.
Wie aus den nachfolgenden Ausführungen deutlich wird, ist
ein Bezugssignal erforderlich, und vorzugsweise wird als Bezugssignal
das Signal eines in der Zeichnung nicht dargestellten,
im Rechner 1 vorhandenen Taktgebers verwendet.
Die erfindungsgemäße Einrichtung wandelt zunächst die die
Absolutwerte der trigonometrischen Komponenten des Winkels
darstellenden Binärzahlen in impulsdauermodulierte periodische
Signale um.
Diese Transformation erfolgt mit Hilfe von zwei Zählern 10
und 20 - einer für den Sinuskanal und einer für den Cosinuskanal -,
zwei jeweils den beiden Zählern 10 und 20 zugeordneten
Kippstufen 30 und 40 und einem Programmgeber 50.
Betrachtet sei einer der beiden Kanäle bzw. Leitungskanäle
Sinus und Cosinus, beispielsweise der Sinuskanal, da der
Cosinuskanal identisch ausgebildet ist.
Der Zähler 10 ist ein Binärzähler, der eine Reihe von
Flipflops enthält; deren Zahl so gewählt ist, daß die Gesamtheit
der Zustände der Flipflops eine Binärzahl mit ebenso
viel Bits darstellt, wie das entsprechende Ausgangsregister
des Rechners hat. Mit anderen Worten, die Kapazitäten des
Zählers 10 und des zugehörigen Registers sind gleich.
Die Flipflops des Zählers 10 sind nach dem klassischen
System der Abwärtszählung derart organisiert, daß der Zähler
10 ein Signal oder einen Impuls am Ausgang C s bei jedem Nulldurchlauf
(Fig. 2d) entwickelt.
Das Taktgebersignal S H (Fig. 2b) wird in Form einer Folge
von Rechteckimpulsen mit der Periode T an den Eingang des
Zählers 10 angelegt. Auf diese nimmt der Zähler nacheinander
entsprechend Fig. 2c Zustände an, die bis zum Nulldurchgang
die bei jedem Takt um eine Einheit verminderten Binärzahlen darstellen.
Nach dem Nulldurchgang geht der Zähler wieder in den die
höchste Binärzahl darstellenden Zustand entsprechend der
Dezimalzahl 1 zurück, da es sich um die Darstellung des
Sinus oder des Cosinus handelt.
Der Programmgeber 50 liefert ein Ausgangssignal P, das aus
einer Folge von Impulsen (Fig. 2a) besteht und an den Eingang
des Zählers 10 angelegt wird. Jeder der Impulse setzt
den Zähler 10 auf den einem Absolutwert des Sinus des Winkels
R entsprechenden Zustand, von dem aus der Zeitgeber den
Zähler jeweils um Eins abwärtszählen läßt. Ab Erscheinen
jedes der Impulse des Signals P wird der Inhalt des betreffenden
Registers des Rechners 1 sofort Bit für Bit in
den Zähler 10 übertragen, dessen Eingänge mit den zugehörigen
Ausgängen des Registers verbunden sind. Die zwischen
der Zählerauslösung durch den Programmgeber 50 und dem Nulldurchgang
des Zählers 10 und Abgeben eines Impulses verstreichende
Zeit ist proportional zu sin R.
Das an sich bekannte Flipflop 30 kann einen hohen und einen
niedrigen Zustand annehmen. Es wird von dem Ausgangssignal
P aus dem Programmgeber 50 exakt gesteuert und nimmt seinen
niedrigen Zustand an. Durch das Ausgangssignal C s des Zählers
10 erreicht es wieder seinen hohen Zustand. Das Ausgangssignal
Q s des Flipflops 30, dargestellt in Fig. 2e, ist daher
ein impulsbreitenmoduliertes periodisches Rechtecksignal, bei dem
die Impulsdauer bzw. Impulsbreite proportional zu sin R ist.
Zu beachten ist, daß die Impulse des Ausgangssignals C s des
Zählers 10 erst dann auf das Flipflop 30 wirken, wenn ein
Impuls des Signals P am Ausgang des Programmgebers 50 den
Zustand dieses Flipflops umgekehrt hat.
In Fig. 2f ist das Ausgangssignal Q c des Flipflops 40 im
Cosinuskanal dargestellt, das in der gleichen Weise wie das
Signal Q s im Sinuskanal entwickelt wird.
Die Wiederholungsfrequenz der Impulse des Signals P am Ausgang
des Programmgebers 50 liegt vorzugsweise in der Nähe
von 400 Hz. Außerdem muß die maximale Breite bzw. Dauer der
niedrigen Rechteckwellen der Signale Q s und Q c am Ausgang
der Flipflops 30 und 40, entsprechend einem Wert des sin R
oder cos R von Eins, deutlich kürzer als die Wiederholungsperiode
der Impulse des Signals P sein. Wenn die Kapazität
der Register des Rechners 1 und der Zähler 10 und 20 beispielsweise
acht Bits entsprechend 256 Abwärtszählzuständen
beträgt, ergibt sich, daß 256 T, die Maximaldauer einer
niedrigen Rechteckwelle, deutlich kürzer als ¼₀₀ s
sein muß. T ist dabei die Periode des Taktsignals, dessen
Frequenz deutlich größer als 102 400 Hz sein muß. In dem
Falle, daß die Maximaldauer einer niedrigen Rechteckwelle
die Hälfte der Wiederholungsperiode des Signals P ist, so
beträgt die Taktfrequenz 204,8 kHz. In jedem Falle ist die
Erfindung nicht auf die spezielle Taktfrequenz des Rechners
beschränkt; eine Frequenz in der Nähe von 400 Hz kann stets
von irgendeiner Taktfrequenz abgeleitet werden. Bei dem beschriebenen
und dargestellten Ausführungsbeispiel ist die
Maximaldauer gleich der Hälfte der Wiederholungsperiode, und
der Programmgeber 50 ist als einfacher Frequenzteiler ausgebildet,
dessen Eingang das Taktsignal des Rechner-Taktgebers
zugeführt wird.
Die periodischen Rechtecksignale Q s und Q c , die impulsbreiten-
bzw. impulsdauermoduliert sind, haben keine sehr genauen
Amplituden und enthalten keine Informationen bezüglich des
Vorzeichens der zugehörigen trigonometrischen Komponenten.
Die beschriebene Einrichtung entwickelt sodann periodische
Rechtecksignale gleicher Dauer wie die Signale Q s und Q c ,
die jedoch genau definierte Amplituden haben und die Vorzeicheninformationen
enthalten.
Diese neue Transformation wird mit zwei Gruppen von zwei
logischen Verknüpfungsgliedern 60, 61 und 70, 71 - eine
für den Sinuskanal und eine für den Cosinuskanal-, zwei
Gruppen mit je zwei Invertern 62, 63 und 72, 73 - eine für
den Sinuskanal und eine für den Cosinuskanal-, einer an
sich bekannten Anpaß- bzw. Konverterschaltung 80 zum Umformen
der Gleichspannungen, zwei Gruppen von drei Analogunterbrechern
90, 91, 92 und 100, 101, 102, von denen jeder
durch einen Feldeffekttransistor gebildet ist, und mit einer
Bezugsspannungsquelle 110 durchgeführt.
Als Bezugsspannungsquelle 110 dient ein stabilisierter und
geeichter Spannungsgenerator, der Bezugsspannungen 0, +R
und -R entwickelt. Jede Feldeffekttransistorgruppe wirkt
wie ein traditioneller Kommutator, der entsprechend seiner
durch das Vorzeichen der jeweiligen trigonometrischen Komponente
und die Dauer der niedrigen Rechteckwelle des Ausgangssignals
des zugehörigen Flipflops (30, 40) bestimmten
Stellung ein Anlegen eines der oben genannten drei Bezugssignale
an den zugehörigen Kanal ermöglicht.
Tatsächlich ist jeder Feldeffekttransistor 90-92 und 100-
102 ein statischer Unterbrecher, der solange geschlossen ist,
wie an seiner Steuerelektrode ein Potential V (Transistor
leitend) ansteht, und der öffnet, wenn an seiner Steuerelektrode
ein Potential -V ansteht (Transistor gesperrt).
An dieser Stelle sollte darauf hingewiesen werden, daß die
beiden Flipflops 30 und 40 zusammen mit den Ausgangssignalen
Q s und Q c deren Inversionswert s und c entwickeln.
Im folgenden wird auf die Fig. 3 Bezug genommen, welche das
Schema des Teils der erfindungsgemäßen Einrichtung veranschaulicht,
der diese neue Transformation im Sinuskanal bewirkt;
der entsprechende Teil im Cosinuskanal ist identisch
aufgebaut.
Die an sich bekannten Inverter 62 und 63 transformieren ein
Logiksignal v in ein logisch invertiertes Signal o und ein
logisches Signal o in ein invertiertes Logiksignal v.
Die an sich bekannte Anpaßschaltung 80, welche die die Spannungskomutierungen
bewirkenden statischen Unterbrecher enthält,
erhält zwei Betriebsspannungen +V und -V derart, daß die
Beziehung zwischen dem Ausgang der Anpaßschaltung 80 und
dem zugehörigen Eingang in einer der nachfolgenden Weisen
ausgedrückt werden kann:
Eingang | |
Ausgang | |
o | |
+V | |
v | -V |
Betrachtet sei jetzt das Ausgangssignal B s der Feldeffekttransistorgruppe 90-92 unter der Annahme, daß das Vorzeichen
des sin R positiv ist, d. h. daß der Rechner 1 ein dauerndes
Vorzeichensignal von beispielsweise v entsprechend dem Bit 1
liefert, das an dem Eingang des Inverters 62 ansteht.
Im folgenden wird auf Fig. 3 Bezug genommen. Das Ausgangssignal
s wird an einen ersten Eingang 81 der Anpaßschaltung
80 angelegt, so daß an einem ersten Ausgang 82 ein Signal T s 1
entwickelt und an die Steuerelektrode des Transistors 90 angelegt
wird. Das Ausgangssignal Q s wird an einen der Eingänge
des ODER-Gatters 60 und an einen der Eingänge des ODER-Gatters
61 angelegt. Das Vorzeichensignal v wird nach Inversion im
Inverter 62 an den anderen Eingang des ODER-Gatters 61 und
nach einer Doppelinversion in den Invertern 62 und 63 an den
anderen Eingang des ODER-Gatters 60 angelegt. Das Ausgangssignal
G s des ODER-Gatters 60 wird an einen zweiten Eingang
83 der Anpaßschaltung 80 angelegt, die an einem zweiten Ausgang
84 ein Signal T s 2 entwickelt und an die Steuerelektrode
des Transistors 91 anlegt. Das Ausgangssignal F s des ODER-
Gatters 61 wird an einen dritten Eingang 85 der Anpaßschaltung
80 angelegt, die über einen dritten Ausgang 86 ein Signal T s 3
an die Steuerelektrode des Transistors 92 anlegt.
In der Fig. 4 sind Signale v, Q s , s , G s , F s , T s 1, T s 2, T s 3
und B s dargestellt.
Da es sich um logische Signale handelt, sind die Signalamplituden
vor der Anpaßschaltung 80 gleich und bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel
3,4 Volt.
Aus den Kurven 4 d, 4f und 4 h ist zu sehen, daß der Transistor
90 bei jeder Periodenwiederholung zu Beginn dieser Periode
während eines sin R proportionalen Zeitabschnitte gesperrt
und während des Rests dieser Periode leitend ist, wobei er
das Bezugssignal 0 entwickelt. Es ist ferner zu sehen, daß der
Transistor 91 während dieser gesamten Periode gesperrt ist und
der Transistor 92 ab Beginn derselben Periode über einen
gleichen, zu sin R proportionalen Zeitabschnitt leitend ist,
wobei er das Bezugssignal +R liefert, das in diesem Falle das
Ausgangssignal B s ist, und daß er während des Rests dieser
Periode gesperrt ist.
Man gewinnt daher ein ausgangsseitiges periodisches Rechtecksignal
B s , das unverfälscht und als Funktion des Signals Q s
und daher des Absolutwerts des sin R und des Vorzeichens des
sin R impulsdauermoduliert ist.
In Fig. 5 sind analog zu der Fig. 4 die Kurven für das Ausgangssignal
B c entsprechend dem Cosinuskanal dargestellt,
wobei angenommen ist, daß das Vorzeichen des cos R negativ
ist, d. h. der Rechner 1 ein Vorzeichensignal 0 entsprechend
dem Bit 0 liefert, das an den Eingang des Inverters 72 angelegt
wird.
Die beiden Signale B s (Fig. 4i) und B c (Fig. 5i) werden jeweils
an einen der Eingänge der beiden Differenzverstärker 120 und
130 angelegt. Deren Ausgangssignale werden jeweils an zwei
auf orthogonalen Achsen angeordnete Statorwicklungen 121 und
131 eines klassischen kompensierten elektromagnetischen Resolvers
140, genannt Gegenkopplungsresolver, angelegt. Der Resolver 140
weist neben jeder Statorwicklung 121 bzw. 131 eine Kompensations-
oder Gegenkopplungswicklung 122 bzw. 132 auf, deren Spannungen
jeweils über zwischengeschaltete Kondensatoren 123 und 133
an die anderen Eingänge der beiden Verstärker 120 und 130
rückgekoppelt werden. Die Kapazitäten der beiden Kondensatoren
123 und 133 sind wichtig für die Impedanzen der Resolverwicklungen.
Der Rotor 150 des Resolvers 140 ist in herkömmlicher Weise
in einer Winkel-Steuerschleife 160 eingebaut, die einen Stellmotor
180 und einen Verstärker 170 enthält, wobei letzterer
bei Induktion einer Spannung in den Rotor 150 durch die
beiden Statorwicklungen 121 und 131 den Motor speist. Der
Motor 180 steuert gegebenenfalls über ein in der Zeichnung
nicht dargestelltes Reduktionsgetriebe die Drehstellung des
Rotors 150 und stellt ihn auf den gesuchten Winkel R bezüglich
einer vorgegebenen Bezugsachse so ein, daß die im Rotor
150 induzierte Spannung, welche den Motor 180 über den Verstärker
170 steuert, auf 0 und der Rotor 150 in die Gleichgewichtsstellung
gebracht wird.
Die Erfindung zeichnet sich vor allem durch die Tatsache aus,
daß der den Motor 180 speisende Verstärker 170 die vom Rotor
150 abgegebene Spannung solange nicht aufzunehmen braucht,
bis die Signale B s und B c gleichzeitig 0 sind, d. h. außerhalb
der Abwärtszählperioden der beiden Zähler 10 und 20,
oder auch außerhalb der Perioden, wo die Ausgangssignale Q s
und Q c der Flipflops 30 und 40 gleichzeitg in ihrem niedrigen
Zustand sind. Die Anmelderin hat experimentell konstatiert,
daß es im gegenteiligen Fall unmöglich wäre, das gewünschte
Ergebnis zu erreichen.
Zu diesem Zweck weist die erfindungsgemäße Einrichtung ein
NAND-Gatter 190, einen Zusatzinverter 200 und einen statischen
Kommutator 210 auf.
Die Wahrheitstabelle eines NAND-Gatter ist wie folgt:
Der Kommutator 210 besteht aus zwei Feldeffekttransistoren,
nämlich einem mit dem Rotor 150 des Resolvers 140 verbundenen
Transistor 211 und einem mit Masse (0 V) verbundenen Transistor
212, wobei die Transistoren andererseits mit dem Eingang des
Regelverstärkers 170 verbunden ist.
Einer der Eingänge des NAND-Gatters 190 ist mit dem Ausgang
des Flipflops 30 verbunden und erhält das Signal Q s , während
der andere Eingang des Gatters mit dem Ausgang des Flipflops
40 verbunden ist und das Signal Q c erhält. Das von dem Gitter
190 entwickelte Ausgangssignal wird direkt an die Steuerelektrode
des Transistors 212 und über einen Inverter 200
an die Steuerelektrode des Transistors 211 angelegt.
In Fig. 6 sind als Funktion der bereits erörterten Signale
Q s und Q c das Ausgangssignal D des NAND-Gatters 190, das
Ausgangssignal E des Inverters 200 und das Ausgangssignal
A des Kommutators 210 aufgetragen, das tatsächlich die im
Rotor 150 des Resolvers 140 induzierte Spannung ist.
Wenn sich daher wenigstens eines der beiden Signale Q s und Q c
(oder beide) im niedrigen Zustand befindet, so ist der als
Steuertransistor bezeichnete Transistor 211 entsprechend 6 d
gesperrt und der als Sperrtransistor bezeichnete Transistor
212 leitend (Fig. 6c), wodurch der Eingang des Verstärkers
170 an Masse gelegt wird. Wenn sich die beiden Signale Q s und
Q c gleichzeitig in ihrem hohen Zustand befinden, ist der Transistor
212 gesperrt (Fig. 6c) und der Transistor 211 leitend (Fig. 6d)
wodurch der Eingang des Verstärkers 170 auf den Ausgang
des Rotors 150 des Resolvers 140 umgeschaltet wird.
Claims (8)
1. Einrichtung zum Umsetzen einer numerischen Information aus
vier, die Absolutwerte und Polaritäten der trigonometrischen
Komponenten Sinus und Cosinus eines veränderlichen Winkels
darstellenden Binärzahlen in analoger Form, insbesondere in
eine analoge Winkelstellung eines Bauteils, beispielsweise
eines Zeigers einer Sichtanzeige in Zuordnung zu einem Bordnavigationsrechner,
mit einer eine Bezugsgleichspannung erzeugenden
Generatoranordnung, mit Analogunterbrechern zum Umsetzen
der Bezugsgleichspannungen in periodische Rechtecksignale
gleicher Amplituden, ferner mit einer auf die Polaritäten des
Sinus und des Cosinus des Winkels ansprechenden, die Unterbrecher
steuernden Anordnung, ferner mit einer auf der Absolutwerte
des Sinus und des Cosinus des Winkels ansprechenden und
ebenfalls die Unterbrecher steuernden Anordnung, einem elektromagnetischen
Gegenkopplungsresolver mit einer Rotorwicklung
und zwei Statorwicklungen, an die jeweils die periodischen
Rechtecksignale über Verstärker anlegbar sind, und mit einer
einen weiteren Verstärker und die Rotorwicklung enthaltenden
Winkel-Steuerschleife, dadurch gekennzeichnet,
daß die auf die Absolutwerte des Sinus und des Cosinus des
Winkels ansprechende Anordnung (10 . . . 50) so ausgebildet ist,
daß sie für jeden Wert des Winkels die zugehörige zeitliche
Länge der periodischen Rechtecksignale proportional zu den
Absolutwerten moduliert, daß ferner ein statischer Kommutator
(210) zwischen dem weiteren Verstärker (170) und der Rotorwicklung
(150) angeordnet ist, daß jeder der den Statorwicklungen
(121, 131) des Resolvers (140) zugeordneten Verstärker
(120, 130) eine Gegenkopplungsschleife (122, 123 und 132, 133)
mit einer zugehörigen Kompensationswicklung (122, 132) des
Resolvers und einem einerseits mit der zugehörigen Kompensationswicklung
und andererseits mit dem zugehörigen Verstärker
(120 und 130) verbundenen Kondensator (123, 133) aufweist und
daß eine von den Ausgangsspannungen (Q s und Q c ) der auf
die Absolutwerte des Sinus und des Cosinus des Winkels ansprechenden
Anordnung (10 . . . 50) gesteuerte Schaltung (190,
200) vorgesehen ist, welche den Kommutator (210) steuert und
den weiteren Verstärker (170) mit der Rotorwicklung (150) nur
bei gleichzeitigem Anstehen der Ausgangsspannungen (Q s ,
Q c ) der auf die Absolutwerte ansprechenden Anordnung (10 . . .
50), d. h. bei gleichzeitigem Fehlen der Ausgangsspannungen
(B s , B c ) der Analogunterbrecher (80 . . . 102) verbindet.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Analogunterbrecher zwei Gruppen von drei Feldeffekttransistoren
(90, 91, 92 und 100, 101, 102) aufweisen, die jeweils mit den
Bezugsgleichspannungen (+, -, 0) verbunden sind.
3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die auf die Polaritäten des Sinus und des Cosinus
ansprechende Anordnung zwei Gruppen mit jeweils einem ersten
und einem zweiten ODER-Gatter (60, 61 und 70, 71) und jeweils
einem ersten und zweiten Inverter (62, 63 und 72, 73) aufweist,
wobei der Ausgang des ersten Inverters (62 und 72)
mit dem Eingang des zweiten Inverters (63 und 73), der erste
Eingang des ersten ODER-Gatters (60 und 70) mit dem Ausgang
des zweiten Inverters (63 und 73), der zweite Eingang des
ersten ODER-Gatters mit dem ersten Eingang des zweiten ODER-
Gatters und der zweite Eingang des zweiten ODER-Gatters mit
dem Ausgang des ersten Inverters (62 und 72) verbunden sind.
4. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch
gekennzeichnet, daß die auf die Absolutwerte des Sinus und
des Cosinus des Winkels ansprechende Anordnung zwei abwärtszählende
Binärzähler (10 und 20), einen Taktgeber und einen
die Zähler steuernden Programmgeber (50) aufweist.
5. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch
gekennzeichnet, daß der statische Kommutator (210) zwei Feldeffekttransistoren
(211, 212) aufweist, die mit Masse bzw.
mit der Rotorwicklung (150) des Resolvers (140) verbunden
sind.
6. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch
gekennzeichnet, daß die von den Ausgangsspannungen gesteuerte
Schaltung ein NAND-Gatter (190) und einen dem NAND-Gatter nachgeschalteten
Inverter (200) aufweist.
7. Einrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß
die beiden Eingänge des NAND-Gatters (190) mit den zweiten
Eingängen der ersten ODER-Gatter (90 und 70) der beiden
ODER-Gattergruppen der auf die Polaritäten des Sinus und
des Cosinus ansprechenden Anordnung verbunden sind.
8. Einrichtung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet,
daß der Ausgang des NAND-Gatters (190) mit der Steuerelektrode
des mit Masse verbundenen Transistors (212) des
statischen Kommutators (210) und der Ausgang des Inverters
(200) mit der Steuerelektrode des mit dem Rotor (150) des
Resolvers (140) gekoppelten Transistors (211) verbunden ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US05/969,215 US4216466A (en) | 1976-03-15 | 1978-12-13 | Digital to synchro converter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2949518A1 DE2949518A1 (de) | 1980-06-26 |
DE2949518C2 true DE2949518C2 (de) | 1989-09-28 |
Family
ID=25515317
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19792949518 Granted DE2949518A1 (de) | 1978-12-13 | 1979-12-08 | Einrichtung zum umsetzen einer einen veraenderlichen winkel darstellenden numerischen information in analogform |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE2949518A1 (de) |
FR (1) | FR2444374A1 (de) |
GB (1) | GB2040126B (de) |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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- 1979-12-08 DE DE19792949518 patent/DE2949518A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
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FR2444374A1 (fr) | 1980-07-11 |
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