JP3007636B2 - 内挿処理回路 - Google Patents
内挿処理回路Info
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- JP3007636B2 JP3007636B2 JP1070860A JP7086089A JP3007636B2 JP 3007636 B2 JP3007636 B2 JP 3007636B2 JP 1070860 A JP1070860 A JP 1070860A JP 7086089 A JP7086089 A JP 7086089A JP 3007636 B2 JP3007636 B2 JP 3007636B2
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- output
- signal
- phase
- carrier signal
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、複数相の信号を出力するエンコーダなどを
用い、キャリア信号への変復調を通じてもとのエンコー
ダのピッチより細かい相対位置情報を得ることができる
電子的なスケールの内挿処理回路に関し、特に移動する
物体の移動中の位置情報を精度よく検出できる内挿処理
回路に関する。
用い、キャリア信号への変復調を通じてもとのエンコー
ダのピッチより細かい相対位置情報を得ることができる
電子的なスケールの内挿処理回路に関し、特に移動する
物体の移動中の位置情報を精度よく検出できる内挿処理
回路に関する。
従来の技術 位置制御装置における位置の検出手段としてエンコー
ダが広く用いられている。装置に要求される位置ぎめ精
度に対して、エンコーダのピッチが十分細かい場合、エ
ンコーダの出力を２相の矩形波とし、可逆カウンタと組
み合わせて位置ぎめ対象の位置を検出できる。さらに高
い位置検出の精度が要求された場合には、エンコーダの
ピッチの精細化には限界があるため、エンコーダの出力
を２相の正弦波状の信号とし、位相変調，位相復調の過
程を経て、エンコーダのピッチ以下の位置情報を取り出
すという方法がとられる。この処理を行なうのが内挿処
理回路である。
ダが広く用いられている。装置に要求される位置ぎめ精
度に対して、エンコーダのピッチが十分細かい場合、エ
ンコーダの出力を２相の矩形波とし、可逆カウンタと組
み合わせて位置ぎめ対象の位置を検出できる。さらに高
い位置検出の精度が要求された場合には、エンコーダの
ピッチの精細化には限界があるため、エンコーダの出力
を２相の正弦波状の信号とし、位相変調，位相復調の過
程を経て、エンコーダのピッチ以下の位置情報を取り出
すという方法がとられる。この処理を行なうのが内挿処
理回路である。
従来の内挿処理回路の構成例を第３図に示す。301は
エンコーダであり、被測定対象の動きに応じて２相の正
弦波状の信号ea,ebを出力する。302a,302bは変調器であ
り、キャリア発生器303の出力する２相のキャリア信号c
a,cbを、それぞれエンコーダ301の出力で変調する。304
は加算器であり、変調器302a,302bの出力を加算する。
ここで、変調器302a,302bに４象限の乗算器を用い、キ
ャリア信号ca,cbを矩形波とする場合を説明する。
エンコーダであり、被測定対象の動きに応じて２相の正
弦波状の信号ea,ebを出力する。302a,302bは変調器であ
り、キャリア発生器303の出力する２相のキャリア信号c
a,cbを、それぞれエンコーダ301の出力で変調する。304
は加算器であり、変調器302a,302bの出力を加算する。
ここで、変調器302a,302bに４象限の乗算器を用い、キ
ャリア信号ca,cbを矩形波とする場合を説明する。
被測定対象の基準位置からの変位をｘとすると、エン
コーダ301の出力ea,ebは ea＝Ｅ・cos（２π・x/p） eb＝Ｅ・sin（２π・x/p） と表わされる。ただしｐはエンコーダのピッチ、Ｅはエ
ンコーダ出力の振幅である。キャリア発生器303の出力
するキャリア信号は矩形波なので、フーリエ級数に展開
すると、 ca＝Ｃ・｛cos（２πｆ・ｔ） −1/3cos（３・２πｆ・ｔ）＋……｝ cb＝Ｃ・｛sin（２πｆ・ｔ） ＋1/3sin（３・２πｆ・ｔ）＋……｝ と表わされるので、加算器304の出力ｓは ｓ＝Ｅ・Ｃ・cos（２πｆ・ｔ−２π・x/p） −1/3E・C/cos（３・２πｆ・ｔ −２π・x/p） ＋…… となる。ただし、E,Cはそれぞれ、エンコーダ出力、キ
ャリア信号の振幅、ｔは時間である。ここで第１項の位
相に注目すると、キャリア信号に対して被測定対象の変
位に応じた位相変調がなされていることがわかる。第２
項以降は、キャリア信号として高周波を含む矩形波を用
いたために発生する不要な成分である。従って、この不
要な成分をフィルタ305で除去し、第１項の成分のみを
取り出し、位相差カウンタ306で第１項の成分と、もと
のキャリア信号の位相差を検出すればエンコーダピッチ
以下の精度で被測定対象の位置を検出できる。この場合
の内挿倍率は乗算器302a,302bに供給されるキャリア信
号の周波数と位相変調された信号ｓの位相情報を復調す
る位相差カウンタ306に供給されるクロック信号の周波
数の関係で決まる。（例えば、特公昭63−9164号公報。
ただし、この公報では乗算器として可飽和型の磁気ヘッ
ド、エンコーダとして正弦波着磁された磁気スケールを
用い、乗算操作を磁気ヘッドの飽和による非線形性で行
なっているので、加算器の出力にはより多くの不要成分
が現れる）。
コーダ301の出力ea,ebは ea＝Ｅ・cos（２π・x/p） eb＝Ｅ・sin（２π・x/p） と表わされる。ただしｐはエンコーダのピッチ、Ｅはエ
ンコーダ出力の振幅である。キャリア発生器303の出力
するキャリア信号は矩形波なので、フーリエ級数に展開
すると、 ca＝Ｃ・｛cos（２πｆ・ｔ） −1/3cos（３・２πｆ・ｔ）＋……｝ cb＝Ｃ・｛sin（２πｆ・ｔ） ＋1/3sin（３・２πｆ・ｔ）＋……｝ と表わされるので、加算器304の出力ｓは ｓ＝Ｅ・Ｃ・cos（２πｆ・ｔ−２π・x/p） −1/3E・C/cos（３・２πｆ・ｔ −２π・x/p） ＋…… となる。ただし、E,Cはそれぞれ、エンコーダ出力、キ
ャリア信号の振幅、ｔは時間である。ここで第１項の位
相に注目すると、キャリア信号に対して被測定対象の変
位に応じた位相変調がなされていることがわかる。第２
項以降は、キャリア信号として高周波を含む矩形波を用
いたために発生する不要な成分である。従って、この不
要な成分をフィルタ305で除去し、第１項の成分のみを
取り出し、位相差カウンタ306で第１項の成分と、もと
のキャリア信号の位相差を検出すればエンコーダピッチ
以下の精度で被測定対象の位置を検出できる。この場合
の内挿倍率は乗算器302a,302bに供給されるキャリア信
号の周波数と位相変調された信号ｓの位相情報を復調す
る位相差カウンタ306に供給されるクロック信号の周波
数の関係で決まる。（例えば、特公昭63−9164号公報。
ただし、この公報では乗算器として可飽和型の磁気ヘッ
ド、エンコーダとして正弦波着磁された磁気スケールを
用い、乗算操作を磁気ヘッドの飽和による非線形性で行
なっているので、加算器の出力にはより多くの不要成分
が現れる）。
発明が解決しようとする課題 上記従来の内挿処理回路を構成する上での難点はフィ
ルタの設計による。上記のようにフィルタは不要成分を
除去するために設けられるのであるが、フィルタによっ
てとりきれなかった不要な成分な変位ｘの測定情報を低
下させる誤差として表れる。つまり、不要な成分が残留
したフィルタ出力は次のように書き換えることができ
る。
ルタの設計による。上記のようにフィルタは不要成分を
除去するために設けられるのであるが、フィルタによっ
てとりきれなかった不要な成分な変位ｘの測定情報を低
下させる誤差として表れる。つまり、不要な成分が残留
したフィルタ出力は次のように書き換えることができ
る。
ｓ＝Ｅ・Ｃ・cos｛２πｆ・ｔ−２π・ （ｘ＋ε）/p｝ ここに、εは不要成分による測定誤差である。位相差
の検出はキャリア信号と同期して行なうので、誤差εは
変位ｘの関数となり、位相復調後に統計的な手法などで
これを補正することは困難である。従って、変位ｘの測
定情報を確保するためにフィルタの振幅特性を急峻にし
て不要な成分の除去能力を上げなければならない。
の検出はキャリア信号と同期して行なうので、誤差εは
変位ｘの関数となり、位相復調後に統計的な手法などで
これを補正することは困難である。従って、変位ｘの測
定情報を確保するためにフィルタの振幅特性を急峻にし
て不要な成分の除去能力を上げなければならない。
ところで、被測定対象の移動中の変位を測定する場合
には、変位ｘが時間の関数となる。このとき、加算器の
出力ｓの位相検出の対象とする成分の信号周波数はキャ
リア信号の基本周波数ｆからシフトをおこす。例えば、
被測定対象が速度ｖで移動する場合には、 ｘ＝ｖ・ｔ と表わせるので信号ｓは ｓ＝Ｅ・Ｃ・cos｛２πｆ・ｔ−２π・ ｖ・t/p） ＝Ｅ・Ｃ・cos｛２π（ｆ−v/p）・ｔ｝ ＝Ｅ・Ｃ・cos｛２π（ｆ−Δｆ）・ｔ｝ となり、信号ｓの周波数がｆから（ｆ−Δｆ）にシフト
していることがわかる。周波数がシフトする幅Δｆは移
動する速度ｖに依存するので、移動中の変位を測定する
場合にはフィルタに入力される信号の周波数はキャリア
信号の周波数を中心として上下に変動することがわか
る。
には、変位ｘが時間の関数となる。このとき、加算器の
出力ｓの位相検出の対象とする成分の信号周波数はキャ
リア信号の基本周波数ｆからシフトをおこす。例えば、
被測定対象が速度ｖで移動する場合には、 ｘ＝ｖ・ｔ と表わせるので信号ｓは ｓ＝Ｅ・Ｃ・cos｛２πｆ・ｔ−２π・ ｖ・t/p） ＝Ｅ・Ｃ・cos｛２π（ｆ−v/p）・ｔ｝ ＝Ｅ・Ｃ・cos｛２π（ｆ−Δｆ）・ｔ｝ となり、信号ｓの周波数がｆから（ｆ−Δｆ）にシフト
していることがわかる。周波数がシフトする幅Δｆは移
動する速度ｖに依存するので、移動中の変位を測定する
場合にはフィルタに入力される信号の周波数はキャリア
信号の周波数を中心として上下に変動することがわか
る。
一方、フィルタの位相特性は信号周波数に依存し、あ
る信号がフィルタを通過するのに要する時間はその信号
周波数に依存する。第７図に例として、５次のチェビシ
ェフフィルタの特性を示す。第７図（ａ）はフィルタの
振幅特性である。左半分が通過域、右半分が遮断域であ
る。これに対して、位相特性は第７図（ｂ）となる。信
号がフィルタを通過するのに要する時間は位相特性を周
波数で割った値で表現できる。それが第７図（ｃ）であ
り、信号がフィルタを通過するときに発生する遅延時間
として表わされている。通過域の遅延時間に注目する
と、このフィルタでは信号の周波数によってその遅延時
間に違いがあることがわかる。
る信号がフィルタを通過するのに要する時間はその信号
周波数に依存する。第７図に例として、５次のチェビシ
ェフフィルタの特性を示す。第７図（ａ）はフィルタの
振幅特性である。左半分が通過域、右半分が遮断域であ
る。これに対して、位相特性は第７図（ｂ）となる。信
号がフィルタを通過するのに要する時間は位相特性を周
波数で割った値で表現できる。それが第７図（ｃ）であ
り、信号がフィルタを通過するときに発生する遅延時間
として表わされている。通過域の遅延時間に注目する
と、このフィルタでは信号の周波数によってその遅延時
間に違いがあることがわかる。
ところが、変位情報の検出には時間情報を用いるの
で、信号周波数の違いによってフィルタを通過する時間
がまちまちであると、フィルタを通過する前には同じ時
間情報を持つ信号もフィルタを通過することによって別
の時間情報を持つ信号に変化してしまう。信号周波数の
違いは、被測定対象の移動速度によって生じるため、被
測定対象の移動速度によって測定される変位ｘが違うと
いうことが発生する。最も顕著に現れる例としては、被
測定対象が基準位置に近付きながら移動する場合と遠ざ
かりながら移動する場合で、実際には同一の位置にある
にもかかわらず別の位置にあるかのように測定される。
で、信号周波数の違いによってフィルタを通過する時間
がまちまちであると、フィルタを通過する前には同じ時
間情報を持つ信号もフィルタを通過することによって別
の時間情報を持つ信号に変化してしまう。信号周波数の
違いは、被測定対象の移動速度によって生じるため、被
測定対象の移動速度によって測定される変位ｘが違うと
いうことが発生する。最も顕著に現れる例としては、被
測定対象が基準位置に近付きながら移動する場合と遠ざ
かりながら移動する場合で、実際には同一の位置にある
にもかかわらず別の位置にあるかのように測定される。
この現象はフィルタの位相特性によるもので、これを
防ぐためには信号のとりうる周波数範囲において信号が
フィルタを通過する時間が一定になるようにしなければ
ならない。しかし、このような位相特性を得るためには
振幅特性を緩やかにせざるをえず、不要信号成分による
測定精度の悪化を招く。逆に振幅特性を急峻にすれば位
相特性が悪化し、この現象が強く現れる。従って、従来
の方法によって移動中の変位を測定する場合には、基本
的な測定精度と移動中の測定精度とを両立させることは
できなかった。
防ぐためには信号のとりうる周波数範囲において信号が
フィルタを通過する時間が一定になるようにしなければ
ならない。しかし、このような位相特性を得るためには
振幅特性を緩やかにせざるをえず、不要信号成分による
測定精度の悪化を招く。逆に振幅特性を急峻にすれば位
相特性が悪化し、この現象が強く現れる。従って、従来
の方法によって移動中の変位を測定する場合には、基本
的な測定精度と移動中の測定精度とを両立させることは
できなかった。
本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、その混
合比をキャリア信号の位相に応じて変えることのできる
混合手段を用いることによって、フィルタ手段の入力に
おける不要信号を減少させフィルタ手段の位相特性を最
適化し、被測定対象の静止・移動を問わず精度の高い変
位情報の検出が可能な内挿処理回路を提供するものであ
る。
合比をキャリア信号の位相に応じて変えることのできる
混合手段を用いることによって、フィルタ手段の入力に
おける不要信号を減少させフィルタ手段の位相特性を最
適化し、被測定対象の静止・移動を問わず精度の高い変
位情報の検出が可能な内挿処理回路を提供するものであ
る。
課題を解決するための手段 上記問題点を解決するために本発明の内挿処理回路
は、物体の運動に応じて互いに位相が異なるｎ（ｎは２
以上の整数）相の信号を出力するエンコーダと、互いに
位相が異なるｎ相のキャリア信号を出力するキャリア信
号発生手段と、前記エンコーダの出力信号によって前記
キャリア信号発生手段の出力するキャリア信号を変調す
るｎ個の変調手段と、前記ｎ個の変調手段の出力を前記
キャリア信号発生手段の出力に応じた混合比で混合する
混合手段と、前記混合手段の出力から高調波を取り除く
位相リニアに近い特性のフィルタ手段と、前記フィルタ
手段の出力信号と前記キャリア信号との位相比較により
位相情報を復調する位相情報復調手段とを備えたもので
ある。
は、物体の運動に応じて互いに位相が異なるｎ（ｎは２
以上の整数）相の信号を出力するエンコーダと、互いに
位相が異なるｎ相のキャリア信号を出力するキャリア信
号発生手段と、前記エンコーダの出力信号によって前記
キャリア信号発生手段の出力するキャリア信号を変調す
るｎ個の変調手段と、前記ｎ個の変調手段の出力を前記
キャリア信号発生手段の出力に応じた混合比で混合する
混合手段と、前記混合手段の出力から高調波を取り除く
位相リニアに近い特性のフィルタ手段と、前記フィルタ
手段の出力信号と前記キャリア信号との位相比較により
位相情報を復調する位相情報復調手段とを備えたもので
ある。
作用 本発明は上記構成により、混合手段の出力に含まれる
不要成分を減少させることができる。したがって、フィ
ルタ手段では振幅特性を緩やかにしても不要成分除去の
目的を達成することができる。そこで、フィルタ手段の
位相特性を信号のとりうる周波数範囲において、信号が
フィルタ手段を通過する時間が一定になるような特性に
近付けることができ、被測定対象の移動中の変位測定精
度を向上させることができる。
不要成分を減少させることができる。したがって、フィ
ルタ手段では振幅特性を緩やかにしても不要成分除去の
目的を達成することができる。そこで、フィルタ手段の
位相特性を信号のとりうる周波数範囲において、信号が
フィルタ手段を通過する時間が一定になるような特性に
近付けることができ、被測定対象の移動中の変位測定精
度を向上させることができる。
実施例 以下に、本発明の内挿処理回路における一実施例を図
面を用いて説明する。
面を用いて説明する。
第１図は本発明の内挿処理回路の一実施例における全
体構成を示すブロック図である。
体構成を示すブロック図である。
第１図において、101はエンコーダであり、被測定対
象の変位に応じて２相の正弦波状の信号ea,ebを出力す
る。被測定対象の基準位置からの変位をｘとすると、エ
ンコーダ101の出力ea,ebは ea＝Ｅ・cos（２π・x/p） eb＝Ｅ・sin（２π・x/p） と表わされる。ただし、Ｅはエンコーダ出力の振幅、ｐ
はエンコーダのピッチである。
象の変位に応じて２相の正弦波状の信号ea,ebを出力す
る。被測定対象の基準位置からの変位をｘとすると、エ
ンコーダ101の出力ea,ebは ea＝Ｅ・cos（２π・x/p） eb＝Ｅ・sin（２π・x/p） と表わされる。ただし、Ｅはエンコーダ出力の振幅、ｐ
はエンコーダのピッチである。
102a,102bは変調器であり、キャリア発生器103の発生
するキャリア信号ca,cbをそれぞれエンコーダ101の出力
で変調する。キャリア発生器103の出力するキャリア信
号ca,cbは矩形波なので、フーリエ級数に展開すると ca＝Ｃ・｛cos（２πｆ・ｔ） −1/3cos（３・２πｆ・ｔ）＋……｝ cb＝Ｃ・｛sin（２πｆ・ｔ） ＋1/3sin（３・２πｆ・ｔ）＋……｝ と表わされる。ただし、ｃはキャリア信号の振幅、ｆは
周波数、ｔは時間である。キャリア信号として矩形波を
用いるので、ディジタル回路で互いに位相が90゜異なる
信号を容易につくることができるためである。また、変
調器102a,102bの構成も簡単化できる、変調器102a,102b
の出力は ma＝ea・ca mb＝eb・cb である。
するキャリア信号ca,cbをそれぞれエンコーダ101の出力
で変調する。キャリア発生器103の出力するキャリア信
号ca,cbは矩形波なので、フーリエ級数に展開すると ca＝Ｃ・｛cos（２πｆ・ｔ） −1/3cos（３・２πｆ・ｔ）＋……｝ cb＝Ｃ・｛sin（２πｆ・ｔ） ＋1/3sin（３・２πｆ・ｔ）＋……｝ と表わされる。ただし、ｃはキャリア信号の振幅、ｆは
周波数、ｔは時間である。キャリア信号として矩形波を
用いるので、ディジタル回路で互いに位相が90゜異なる
信号を容易につくることができるためである。また、変
調器102a,102bの構成も簡単化できる、変調器102a,102b
の出力は ma＝ea・ca mb＝eb・cb である。
104は混合器であり、変調器102a,102bの出力信号ma,m
bを、キャリア信号発生器103の出力する混合比を変える
ための信号csに応じた混合比で混合する。混合器104の
出力ssは次のように表わすことができる。
bを、キャリア信号発生器103の出力する混合比を変える
ための信号csに応じた混合比で混合する。混合器104の
出力ssは次のように表わすことができる。
ss＝Ka・ma＋Kb・mb つまり、混合器104では変調器102a,102bの出力をKa:K
bの比率で混合している。混合器104の出力ss中に含まれ
る不要な信号成分は、この混合比をキャリア信号発生手
段103の出力する信号csに応じて動的に変化させること
によって減少することができる。言い換えると、混合器
104の出力ssは、 ss＝ea・Ka・ca＋eb・Kb・cb で表わされるので、キャリア信号に混合比の係数を掛け
ることにより、もともとキャリア信号に含まれ不要な信
号成分となるキャリア信号の高調波を減少させることが
できる。
bの比率で混合している。混合器104の出力ss中に含まれ
る不要な信号成分は、この混合比をキャリア信号発生手
段103の出力する信号csに応じて動的に変化させること
によって減少することができる。言い換えると、混合器
104の出力ssは、 ss＝ea・Ka・ca＋eb・Kb・cb で表わされるので、キャリア信号に混合比の係数を掛け
ることにより、もともとキャリア信号に含まれ不要な信
号成分となるキャリア信号の高調波を減少させることが
できる。
105はフィルタであり、混合器104の出力に含まれる不
要な信号成分を除去する。本発明の内挿処理回路では、
混合器104で不要信号成分を減少させることができる。
したがて、従来の方法による同様な目的のためのフィル
タに対して、信号の通過帯域を広げたり遮断特性をゆる
やかにすることができるので、フィルタで取り出すべき
信号がこのフィルタを通過するのに要する時間をより広
い周波数範囲において一定にすることができる。106は
位相差カウンタであり、フィルタによって取り出された
信号の位相情報を復調することによって被測定対象の変
位を検出する。
要な信号成分を除去する。本発明の内挿処理回路では、
混合器104で不要信号成分を減少させることができる。
したがて、従来の方法による同様な目的のためのフィル
タに対して、信号の通過帯域を広げたり遮断特性をゆる
やかにすることができるので、フィルタで取り出すべき
信号がこのフィルタを通過するのに要する時間をより広
い周波数範囲において一定にすることができる。106は
位相差カウンタであり、フィルタによって取り出された
信号の位相情報を復調することによって被測定対象の変
位を検出する。
第２図は本発明の内挿処理回路の一実施例における回
路図である。
路図である。
第２図において101は光学式のエンコーダである。発
光素子と受光素子の間には光を遮るエンコーダ板があ
り、被測定対象の移動にともなって移動する。対となる
発光素子と受光素子は２組あり、空間的に90゜ずれた位
置に取り付けられている。エンコーダ101の出力には、
互いに位相が90゜異なる信号ea,ebが得られる。
光素子と受光素子の間には光を遮るエンコーダ板があ
り、被測定対象の移動にともなって移動する。対となる
発光素子と受光素子は２組あり、空間的に90゜ずれた位
置に取り付けられている。エンコーダ101の出力には、
互いに位相が90゜異なる信号ea,ebが得られる。
102a,102bはそれぞれ変調器であり、第２図に示すよ
うに反転アンプ120,121と、外部からの信号によって切
り換えられるスイッチ110,111からなる。例えば、変調
器102aの出力maは、スイッチ110がａ側にある場合、
ea、ｂ側にある場合は−eaとなる。スイッチ110の切り
換えはキャリア信号発生器103から出力されるキャリア
信号caによって言なわれるので、キャリア信号のレベル
によって変調器の入力（ここではea）に＋１または−１
が掛けられることになる。変調器102bについても同様で
あり、その出力mbはスイッチ111がｃ側にある場合はea,
d側にある場合は−ebとなる。この時のスイッチ111の切
り換えはキャリア信号発生器103から出力されるキャリ
ア信号cbによって行なわれる。
うに反転アンプ120,121と、外部からの信号によって切
り換えられるスイッチ110,111からなる。例えば、変調
器102aの出力maは、スイッチ110がａ側にある場合、
ea、ｂ側にある場合は−eaとなる。スイッチ110の切り
換えはキャリア信号発生器103から出力されるキャリア
信号caによって言なわれるので、キャリア信号のレベル
によって変調器の入力（ここではea）に＋１または−１
が掛けられることになる。変調器102bについても同様で
あり、その出力mbはスイッチ111がｃ側にある場合はea,
d側にある場合は−ebとなる。この時のスイッチ111の切
り換えはキャリア信号発生器103から出力されるキャリ
ア信号cbによって行なわれる。
104は混合器であり、混合比を得るための抵抗141,14
2,143と、混合比を切り換えるためのスイッチ130からな
る。混合比を切り換えるタイミングを与える信号caはキ
ャリア信号発生器103から供給される。混合器104の出力
ssはスイッチ130がｅ側にある場合はss＝（R2＋R3）／
Δ・ma＋R1/Δ・mbスイッチがｆ側にある場合は ss＝R3/Δ・ma＋（R1＋R2）／Δ・mb となる。ここで、Δ＝R1＋R2＋R3である。エンコーダ10
1の出力ea,ebの振幅が等しい場合、R1＝R3とするので、
混合器104の混合比はスイッチ130の切り替えによって、
R1＋R2:R1とR1:R1＋R2との間で変化する。
2,143と、混合比を切り換えるためのスイッチ130からな
る。混合比を切り換えるタイミングを与える信号caはキ
ャリア信号発生器103から供給される。混合器104の出力
ssはスイッチ130がｅ側にある場合はss＝（R2＋R3）／
Δ・ma＋R1/Δ・mbスイッチがｆ側にある場合は ss＝R3/Δ・ma＋（R1＋R2）／Δ・mb となる。ここで、Δ＝R1＋R2＋R3である。エンコーダ10
1の出力ea,ebの振幅が等しい場合、R1＝R3とするので、
混合器104の混合比はスイッチ130の切り替えによって、
R1＋R2:R1とR1:R1＋R2との間で変化する。
キャリア信号発生器103から出力される信号を第４図
に示す。ca,cbは互いに位相が90゜異なる矩形波であ
る。混合器104に供給されるcsはca,cbの２倍の周波数の
矩形波で、その変化点はca,cbの変化点から等距離にあ
る。第２図におけるエンコーダ101から正弦波状の信号e
a,ebが得られたときの各部の信号を第５図に示す。変調
器102a,102bからは、キャリア信号ca,cbをエンコーダか
ら出力される信号で振幅変調したma,mbが得られる。キ
ャリア信号csによりその混合比が変えられる混合器104
の出力には信号ssが得られる。
に示す。ca,cbは互いに位相が90゜異なる矩形波であ
る。混合器104に供給されるcsはca,cbの２倍の周波数の
矩形波で、その変化点はca,cbの変化点から等距離にあ
る。第２図におけるエンコーダ101から正弦波状の信号e
a,ebが得られたときの各部の信号を第５図に示す。変調
器102a,102bからは、キャリア信号ca,cbをエンコーダか
ら出力される信号で振幅変調したma,mbが得られる。キ
ャリア信号csによりその混合比が変えられる混合器104
の出力には信号ssが得られる。
第６図に示す信号ｓは第３図における加算器の出力に
得られる信号の波形図である。
得られる信号の波形図である。
信号ss、信号ｓともに高調波を含んだ信号であるが、
後続するフィルタによって被測定対象の変位情報を含ん
だ基本波成分を取り出す場合、信号ssは信号ｓに比べて
容易にその目的を達成することができる。混合器104で
の混合比を適当に選べば、信号ssに含まれる第３調波成
分を零にできる。この場合、フィルタで除去すべき高調
波成分の最も基本波に近い成分は第５調波となり、第３
調波成分を含む信号ｓに比べてフィルタにおける信号の
通過帯域を広げることができる。
後続するフィルタによって被測定対象の変位情報を含ん
だ基本波成分を取り出す場合、信号ssは信号ｓに比べて
容易にその目的を達成することができる。混合器104で
の混合比を適当に選べば、信号ssに含まれる第３調波成
分を零にできる。この場合、フィルタで除去すべき高調
波成分の最も基本波に近い成分は第５調波となり、第３
調波成分を含む信号ｓに比べてフィルタにおける信号の
通過帯域を広げることができる。
フィルタ105では振幅特性は緩やかでよいので、位相
特性を望ましい、一般に位相リニアと呼ばれる特性に近
付けることができる。位相リニアの特性を持つフィルタ
では前述のように信号がフィルタを通過する時間を一定
に保つことできる。位相差カウンタ106ではフィルタ105
の出力と、キャリア信号発生器103からの信号の位相差
を検出し、変位情報を得る。位相差カウンタ106を動か
すためのクロックは外部から供給される。
特性を望ましい、一般に位相リニアと呼ばれる特性に近
付けることができる。位相リニアの特性を持つフィルタ
では前述のように信号がフィルタを通過する時間を一定
に保つことできる。位相差カウンタ106ではフィルタ105
の出力と、キャリア信号発生器103からの信号の位相差
を検出し、変位情報を得る。位相差カウンタ106を動か
すためのクロックは外部から供給される。
なお、上記の説明ではエンコーダ101およびキャリア
信号発生器103の出力信号を２相として説明したが、本
発明は容易に２相以上の場合に拡張できることは言うま
でもない。
信号発生器103の出力信号を２相として説明したが、本
発明は容易に２相以上の場合に拡張できることは言うま
でもない。
発明の効果 以上述べたように、本発明の内挿処理回路は、その混
合比を動的に変化させる混合手段によって不要な高調波
成分を効果的に減少させることができ、フィルタの位相
特性によって生じる被測定対象の移動中の測定精度の低
下を防ぐことができる。
合比を動的に変化させる混合手段によって不要な高調波
成分を効果的に減少させることができ、フィルタの位相
特性によって生じる被測定対象の移動中の測定精度の低
下を防ぐことができる。
したがって、本発明の内挿処理回路によれば、被測定
対象の静止・移動にかかわらず精度よくその変化を測定
することができる。
対象の静止・移動にかかわらず精度よくその変化を測定
することができる。
第１図は本発明の一実施例における内挿処理回路のブロ
ック図、第２図は本発明の一実施例における内挿処理回
路の回路図、第３図は従来の内挿処理回路のブロック
図、第４図は第２図のキャリア信号発生手段の発生する
信号を示す波形図、第５図は第２図の内挿処理回路の各
部の信号を示す波形図、第６図は第３図に示す従来の内
挿回路の一構成要素である加算器から出力される信号の
波形図、第７図は５次のチェビシェフフィルタの特性図
である。 101……エンコーダ、102a,102b……変調器、103……キ
ャリア信号発生器、104……混合器、105……フィルタ、
106……位相差カウンタ。
ック図、第２図は本発明の一実施例における内挿処理回
路の回路図、第３図は従来の内挿処理回路のブロック
図、第４図は第２図のキャリア信号発生手段の発生する
信号を示す波形図、第５図は第２図の内挿処理回路の各
部の信号を示す波形図、第６図は第３図に示す従来の内
挿回路の一構成要素である加算器から出力される信号の
波形図、第７図は５次のチェビシェフフィルタの特性図
である。 101……エンコーダ、102a,102b……変調器、103……キ
ャリア信号発生器、104……混合器、105……フィルタ、
106……位相差カウンタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−132104（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−227118（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−230110（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−30909（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−122461（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】物体の運動に応じて互いに位相が異なるｎ
（ｎは２以上の整数）相の信号を出力するエンコーダ
と、互いに位相が異なるｎ相のキャリア信号を出力する
キャリア信号発生手段と、前記エンコーダの出力信号に
よって前記キャリア信号発生手段の出力するキャリア信
号を変調するｎ個の変調手段と、前記ｎ個の変調手段の
出力を前記キャリア信号発生手段の出力に応じた混合比
で混合する混合手段と、前記混合手段の出力から高調波
を取り除く位相リニアに近い特性のフィルタ手段と、前
記フィルタ手段の出力信号と前記キャリア信号との位相
比較により位相変位情報を復調する位相情報復調手段と
を具備したことを特徴とする内挿処理回路。 - 【請求項２】物体の運動に応じて互いに位相が90゜異な
る第１及び第２の信号を出力するエンコーダと、互いに
位相が90゜異なる第１及び第２のキャリア信号を出力す
るキャリア信号発生手段と、前記エンコーダの第１の出
力信号によって前記キャリア信号発生手段の出力する第
１のキャリア信号を変調する第１の変調手段と、前記エ
ンコーダの第２の出力信号によって前記キャリア信号発
生手段の出力する第２のキャリア信号を変調する第２の
変調手段と、前記第１の変調手段の出力と前記第２の変
調手段の出力を前記キャリア信号発生手段の出力に応じ
た混合比で混合する混合手段と、前記混合手段の出力か
ら高調波を取り除く位相リニアに近い特性のフィルタ手
段と、前記フィルタ手段の出力信号と前記キャリア信号
との位相比較により位相変位情報を復調する位相情報復
調手段とを具備したことを特徴とする内挿処理回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1070860A JP3007636B2 (ja) | 1989-03-23 | 1989-03-23 | 内挿処理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1070860A JP3007636B2 (ja) | 1989-03-23 | 1989-03-23 | 内挿処理回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02248816A JPH02248816A (ja) | 1990-10-04 |
| JP3007636B2 true JP3007636B2 (ja) | 2000-02-07 |
Family
ID=13443738
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1070860A Expired - Fee Related JP3007636B2 (ja) | 1989-03-23 | 1989-03-23 | 内挿処理回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3007636B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5760359A (en) * | 1995-07-31 | 1998-06-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Motor control apparatus equipped with a controller for controlling rotational position of motor |
| US6788221B1 (en) | 1996-06-28 | 2004-09-07 | Synaptics (Uk) Limited | Signal processing apparatus and method |
| GB9727356D0 (en) * | 1997-12-24 | 1998-02-25 | Scient Generics Ltd | High stability, high accuracy spiral processing electronics |
| GB2488389C (en) | 2010-12-24 | 2018-08-22 | Cambridge Integrated Circuits Ltd | Position sensing transducer |
| GB2503006B (en) | 2012-06-13 | 2017-08-09 | Cambridge Integrated Circuits Ltd | Position sensing transducer |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62132104A (ja) * | 1985-12-04 | 1987-06-15 | Futaba Corp | 測長装置 |
-
1989
- 1989-03-23 JP JP1070860A patent/JP3007636B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02248816A (ja) | 1990-10-04 |
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