DE3130878C2

DE3130878C2 -

Info

Publication number: DE3130878C2
Application number: DE3130878A
Authority: DE
Inventors: Ryoichi Hachioji Tokio/Tokyo Jp Kurosawa
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1980-08-06
Filing date: 1981-08-04
Publication date: 1989-05-18
Also published as: US4527120A; DE3130878A1; JPS5733355A; AU7350781A; GB2081997B; AU553801B2; GB2081997A

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Umwandlung einer mechanischen Bewegung eines zu überwachenden Körpers in ein digitales Signal mit einem Drehfeldgeber mit mehreren Primärwicklungen und wenigstens einer Sekundärwicklung, die relativ zueinander bewegbar sind, wobei entweder die Primärwicklungen oder die Sekundärwicklung mit dem Körper koppelbar sind, und mit einer Erregerschaltung für die Zuführung mehrphasiger Erregungsströme zu den Primärwicklungen.

Bisher hat man zur Messung der Drehgeschwindigkeit eines sich drehenden Körpers einen Tachometergenerator mit gleicher Konstruktion wie ein Gleichstromgenerator verwendet. Die Messung der Geschwindigkeit einer linearen Bewegung eines Körpers wurde durch Umwandlung der linearen Bewegung in eine Drehbewegung und durch Messung der Drehgeschwindigkeit mit Hilfe eines derartigen Tachometergenerators bewirkt. Wenn die Geschwindigkeitssteueranordnung aus einer digitalen Schaltungsanordnung mit einem Mikrocomputer oder dergleichen zusammengesetzt ist und infolgedessen ein digitales Rückführsignal erfordert, wird das Ausgangssignal des Tachometergenerators durch einen Analog-Digital (A/D)-Wandler in ein digitales Signal umgewandelt. In einer solchen Anordnung ist die Genauigkeit der Steuerung und die Stabilität der Steueranordnung von der Genauigkeit und der Stabilität des Tachometergenerators abhängig, und es gehen somit die Vorteile der digitalen Steuerung verloren. Ferner erfordern mit einem sich drehenden Element in Kontakt befindliche Bürsten eine häufige Inspektion, und es ist deren Instandhaltung schwierig.

In einer anderen bekannten Geschwindigkeitsmeßanordnung ist ein rotierender Impulsgenerator oder ein Frequenzgenerator vorgesehen, welcher ein Ausgangssignal mit einer der Drehgeschwindigkeit proportionalen Geschwindigkeit erzeugt. Die Auswahl der Ausgangsimpulse des Impulsgenerators oder Frequenzgenerators wird gezählt, und es wird ein die gemessene Geschwindigkeit wiedergebendes digitales Signal erzeugt. Diese Anordnung hat einen Nachteil insoweit, als das Zählen der Anzahl der Ausgangsimpulse des Impulsgenerators oder Frequenzgenerators über eine lange Zeit fortgesetzt werden muß, um eine hohe Auflösung in der Geschwindigkeitsmessung zu erreichen. Wenn beispielsweise ein Impulsgenerator verwendet wird, welcher pro Umdrehung 1000 Impulse erzeugt mit einer Auflösung von 10 Bits oder 0,1%, bei einer Drehgeschwindigkeit von 1500 Umdrehungen pro Minute (25 Umdrehungen pro Sekunde), erfordert die Zählung der Impulse 40 mS. Infolgedessen kann die Meßzeit nicht kürzer als 100 mS betragen. Mit anderen Worten, es sind mehr als etwa 100 mS erforderlich, bis die Ist-Geschwindigkeit nahe an den Bezugswert herangebracht worden ist, nachdem der Bezugswert plötzlich (einer Stufenfunktions- Kurve folgend) verändert worden ist. Ferner wird durch einen rotierenden Impulsgenerator kein Impuls erzeugt, bis sein Rotor um einen gewissen minimalen Winkel verdreht worden ist, so daß die Messung einer sehr geringen Geschwindigkeit (sehr nahe an Null) nicht möglich ist. Infolgedessen ist dieses Verfahren der Geschwindigkeitsmessung besonders unzufriedenstellend, wenn die Geschwindigkeit über einen sich in beide Richtungen erstreckenden Bereich gesteuert werden soll.

Es ist eine Anordnung der eingangs genannten Art bekannt ("Werkstatt und Betrieb", 1975, Band 108, Seiten 507 bis 513), bei welcher ein Drehfeldgeber verwendet ist. Die bekannte Anordnung weist den Nachteil auf, daß die exakte Erfassung der Nulldurchgänge Schwierigkeiten macht.

Es sit auch bekannt (U. Tiethe und Ch. Schenk "Halbleiter-Schaltungstechnik", 5. überarbeitete Auflage, Springer Verlag 1980, Seiten 704 bis 709 und Seite 714), eine Phasenregelschleifen- Steuerschaltung (PLL) als Frequenzvervielfacher zu verwenden. Aber auch eine solche Schaltung kann allein bei einer Frequenz nahe Null nicht genau arbeiten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, die mit erhöhter Genauigkeit arbeitet.

Dies wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 erreicht.

Die Erfindung basiert auf der Erkenntnis, daß die Frequenz des Ausgang des zweiphasig erregten Funktionsdrehmelders von der Erregerfrequenz um die "Rotationsfrequenz" (Frequenz entsprechend der Rotationsgeschwindigkeit des Funktionsdrehmelders) abweicht, so daß es erreichbar ist, daß die Frequenz des Funktionsdrehmelderausganges niemals Null ist, wenn die Erregerfrequenz höher eingestellt ist als die maximale Rotationsfrequenz. Somit kann der Funktionsdrehmelderausgang, dessen Frequenz niemals Null ist, in die Phasenregelschleifen-Steuerschaltung (PLL) eingegeben werden, und es kann diese für eine genaue Messung der Position oder der Geschwindigkeit verwendet werden.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Untersanprüchen.

Die Erfindung ist im folgenden anhand der Zeichnung an Ausführungsbeispielen näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Phasenregelschleifen-Steuerschaltung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Beispiels einer Erregerschaltung,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 5 bis 8 Blockschaltbilder von Beispielen verschiedener Verarbeitungsvorrichtungen und

Fig. 9A bis 9F Zeitschaubilder, welche die Arbeitsweise der Verarbeitungseinrichtung nach Fig. 8 zeigen.

Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung. Ein induktiver rotierender Detektor oder ein Drehfeldgeber 1 enthält einen Stator und einen Rotor, die relativ zueinander bewegbar sind. Der Rotor kann mit einem zu überwachenden Körper gekoppelt bzw. verbunden werden. Die zweiphasigen Primärwicklungen 11 und 12 sind in einem Stator montiert. Eine einphasige Sekundärwicklung 13 ist auf dem Rotor montiert. Schleifringe 14 und Bürsten 15, die sich in Kontakt mit den Schleifringen 14 befinden, dienen dazu, die Sekundärwicklung 13 und eine Phasenregelschleifen (PLL)-Steuerschaltung 3 miteinander zu verbinden. Es wird nebenbei bemerkt, daß ein Drehfeldgeber mit zweiphasigen Wicklungen insbesondere ein "Funktionsdrehmelder" genannt wird.

In dem dargestellten Ausführungsbeispiel besitzt der Drehfeldgeber 1 zwei Pole.

Die Primärwicklungen 11 und 12 sind mit dem Ausgang einer Erregerschaltung 2 verbunden, welche zweiphasig sinusförmige analoge Signale mit einer Frequenz f₀ erzeugt, die höher ist als eine Frequenz entsprechend der maximalen Geschwindigkeit des zu überwachenden Körpers.

Die PLL-Steuerschaltung 3 erzeugt ein frequenzvervielfachtes digitales Signal mit einer Frequenz gleich dem Produkt der Frequenz eines in der Sekundärwicklung 13 induzierten Wechsel stromsignals mit einem vorbestimmten Faktor N einer natürlichen Zahl.

Wenn die Drehgeschwindigkeit eines Rotors Null ist, wird in der Sekundärwicklung 13 durch das sich drehende Magnetfeld ein Wechselstromsignal mit der gleichen Frequenz f₀ induziert. Es wird angenommen, daß die Drehrichtung des sich drehenden Magnetfeldes, wie in Fig. 1 gezeigt, im Gegenuhrzeigersinn erfolgt. Wenn der Rotor in der gleichen Richtung im Gegenuhrzeigersinn gedreht wird, wie es durch einen Pfeil angedeutet ist, und zwar mit einer Drehgeschwindigkeit f, wird in der Sekundärwicklung 13 ein Wechselstromsignal mit einer Frequenz (f₀ - f) gleich der relativen Drehgeschwindigkeit induziert. Wenn der Rotor im Uhrzeigersinn gedreht wird, ergibt sich dine Drehgeschwindigkeit f als negativer Wert. Wenn sich die Drehgeschwindigkeit des Rotors über einen Bereich von f _max f _max verändert, ändert sich die Frequenz des in der Sekundärwicklung 13 induzierten Wechselstromsignals über einen Bereich von (f₀ - f _max) bis (f + f _max).

Es wird somit ein Wechselstromsignal erhalten, dessen Frequenz sich mit der Drehgeschwindigkeit verändert.

Eine Verarbeitungsvorrichtung 5 ist mit der PLL-Steuerschaltung 3 verbunden, um ein Signal aufzunehmen, das in der PLL-Steuerschaltung 3 erscheint, und es zu verarbeiten, um eine Information bezüglich der Position, der Geschwindigkeit oder dergleichen des zu überwachenden Körpers zu erzeugen. Beispiele der Verarbeitungsvorrichtung 5 sind in den Fig. 5, 6, 7 und 8 gezeigt.

Fig. 2 zeigt im einzelnen den inneren Aufbau eines Beispiels einer PLL-Steuerschaltung 3. Eine signalformende Schaltung 31 wandelt ein eingegebenes Wechselstromsignal in ein digitales Rechteckwellensignal um. Ein Phasen-Komparator 32 besteht aus einem EXCLUSIV-ODER-Gatter und erhält das Ausgangssignal der signalformenden Schaltung 31 und ein Rechteckwellensignal von einem Frequenzteiler 35, und er erzeugt Impulse (ausgenommen, wenn die beiden Signale genau um 90° gegeneinander verschoben sind) mit einer Frequenz, die doppelt so hoch ist wie die der eingegebenen Signale, und zwar im stetigen Zustand, d. h. wenn die beiden eingegebenen Signale die gleiche Frequenz haben.

Ein Schleifenfilter 33 ist ein Tiefpaßfilter, das auf das Ausgangssignal des Phasenkomparators 32 anspricht und ein Gleichstromsignal erzeugt, welches den Mittelwert entsprechend der Phasendifferenz-Abweichung von 90° wiedergibt. Ein Spannungs-Frequenz-Wandler (V/F-Wandler) 34 erhält das Ausgangssignal des Schleifenfilters 33 und erzeugt ein Rechteckwellensignal, dessen Frequenz in einer Weise gesteuert wird, wie es später beschrieben wird, so daß es gleich dem Produkt (f₀ - f) · N der Frequenz des Wechselstromsignals von der Sekundärwicklung 13 und dem vorbestimmten Faktor N ist. Das Ausgangssignal des Spannungs-Frequenz-Wandlers 31 wird zum Phasenkomparator 32 über den Frequenzteiler 35 zurückgeführt, in welchem die Signalfrequenz durch N dividiert wird.

Die durch den Phasenkomparator 32 ausgegebenen Impulse haben ein Verhältnis der Einschaltzeit der Ausschaltzeit von 1 : 1, wenn die Phasendifferenz zwischen den beiden Eingangssignalen 90° beträgt, und infolgedessen ist der Mittelwert die Hälfte des Spitzenwertes V _p des Impulses. Wenn die Phasendifferenz von 90° abweicht, wird das Verhältnis von Einschaltzeit zur Ausschaltzeit von 1 : 1 verschieden, und es wird der Mittelwert gegenüber 1/2 V _p geändert. Infolgedessen tritt eine Veränderung in der Frequenz auf und damit auch in der Frequenz des Ausgangssignals des Frequenzteilers 35.

Die obenbeschriebene Rückführschleife nähert die Phasendifferenz zwischen den beiden Rechteckwellensignalen, die dem Phasenkomparator 32 eingegeben werden, an 90° an.

Die Ansprechcharakteristik der Gesamt-PLL-Steuerschaltung 3 ist von der Frequenzcharakteristik des Schleifenfilters 33 abhängig. Die Notwendigkeit, eine Frequenzkomponente (eingeführt aufgrund der Operation des Phasenkomparators 32) einer doppelten Frequenz der Eingangsfrequenz zu entfernen, erfordert einen Beschränkung auf die Frequenzcharakteristik. Im Ausgangssignal des Phasenkomparators 32 enthaltene Wechselstromkomponenten, die niedriger sind als die Sperrfrequenz des Schleifenfilters 33, werden nicht entfernt, so daß die Frequenz des Ausgangssignals des Spannungs-Frequenz-Wandlers 34 schwankt und eine richtige Funktion der Rückführschleife nicht erreicht wird, weshalb eine richtige Frequenzvervielfachungs- Operation nicht sichergestellt ist. Das in die PLL-Steuerschaltung 3 eingegebene Wechselstromsignal sollte deshalb eine möglichst hohe Frequenz und einen möglichst kleinen Frequenzänderungsbereich haben und sollte nicht die Frequenz Null haben. Es wird sich zeigen, daß das in der Sekundärwicklung 13 induzierte Wechselstromsignal den obenerwähnten Forderungen genügt.

Angenommen z. B., daß die Erregerfrequenz f₀ 1 kHz beträgt, daß die maximale Geschwindigkeit ± 1500 Umdrehungen pro Minute beträgt, d. h. daß f _max ± 25 Umdrehungen p. Sec. beträgt, so ist der Multiplikationsfaktor N 4000, und es liegt die Frequenz des Eingangssignals zur PLL-Steuerschaltung im Bereich von 975 Hz bis 1025 Hz, und es ist die vervielfachte Frequenz 3,9 MHz bis 4,1 MHz. Die Sperrfrequenz des Schleifenfilters 33 kann auf einige hundert Hz eingestellt werden, und es kann die Ansprechzeit (in welcher ein Ansprechen auf die Änderung der Eingangsfrequenz erfolgt) innerhalb einiger mS erfolgen.

Fig. 5 zeigt ein Beispiel einer Verarbeitungsvorrichtung 5. Diese Verarbeitungsvorrichtung 5 enthält einen Zähler 50. Der Eingang des Zählers 50 ist mit dem Ausgang des Spannungs- Frequenz-Wandlers 34 verbunden. Der Zähler 50 beginnt die Zählung jede 10 mS, einem Vielfachen der Periode (1 mS) der Erregerfrequenz, und er wird zurückgestellt, bevor er den nächsten Zählvorgang beginnt. Am Ende der 10 mS-Periode beträgt der Zählwert des Zählers 50 : 39 000, wenn f = 25 Umdrehungen pro Sekunde, 40 000, wenn f = 0 und 41 000, wenn f = -25 Umdrehungen pro Sekunde ist. Es ist ersichtlich, daß der Zählwert am Ende der Zählperiode im Bereich von 39 000 bis 41 000 in Abhängigkeit von der Drehgeschwindigkeit verändert wird. Der Zählwert am Ende der Zählperiode wird durch einen Verriegelungsschaltung 51 verriegelt und darauf zu einem Subtrahierglied übertragen, wo von dem eingegebenen Zählwert ein vorbestimmter Subtrahent von 40 000 subtrahiert wird, was zu einer Differenz von -1000 bis + 1000 führt. Das Differenzsignal ist in der Größe proportional der Drehgeschwindigkeit, und es besitzt ein Vorzeichen entsprechend der Drehrichtung.

Ein Akkumulator 53 akkumuliert den Wert des Signals vom Subtrahierglied 52 und erzeugt ein die Drehposition des Rotors anzeigendes bzw. wiedergebendes Signal.

Die Verriegelungsoperation des Verriegelungskreises 51 wird bei Erhalt eines Verriegelungssignals bewirkt, das durch den Frequenzteiler 22 bei der Erregerfrequenz erzeugt wird. Das gleiche Verriegelungssignal wird durch eine Verzögerungsschaltung 54 dem Zähler 50 zugeführt, um den Zähler 50 zu löschen.

Das Subtrahierglied 52 und der Akkumulator 53 nach Fig. 5 können von einem Mikrocomputer gebildet werden, der so programmiert wird, daß er die beschriebene Funktion des Subtrahiergliedes 52 und des Akkumulators 53 ausführt. Auf diese Weeise kann ein die Geschwindigkeit wiedergebendes digitales Signal alle 10 mS erhalten werden, und zwar mit einer Auflösung von 10 Bits oder 0,1%. Die Genauigkeit der Geschwindigkeitsmessung ist abhängig von der Genauigkeit der Bestimmung der Erregerfrequenz und der Genauigkeit der Bestimmung der Zeitlänge, während welcher eine Zähloperation durch den Zähler 51 fortgesetzt wird. Wenn diese durch die Verwendung eines Kristalloszillators bestimmt werden, kann die Genauigkeit der Geschwindigkeitsmessung die Größenordnung von 10^-5 oder 10^-6 erreichen. Impulszähler mit einem Kristalloszillator sind allgemein verwendet worden.

Ein Beispiel einer Erregerschaltung 2 ist in Fig. 3 gezeigt. Ein Kristalloszillator 21 erzeugt ein Signal mit einer Frequenz von 1 MHz, das durch einen Faktor 1000 Frequenz geteilt wird, und zwar in einem Frequenzteiler 22, um ein Signal mit 1 kHz zu erzeugen. Das frequenzgeteilte 1 kHz-Signal wird in Festwertspeicher (ROM′s) 23 und 24 eingegeben. Die ROM′s 23 bzw. 24 speichern Sinus- und Kosinusfunktionen und erzeugen in Abhängigkeit von dem 1-kHz-Eingangssignal Augenblickswerte der Sinus- und Kosinusfunktionen. Die digitalen Ausgangssignale der ROM′s 23 und 24 werden Digital- Analog (D/A)-Wandlern 25 und 26 zugeführt, die jeweils in Abhängigkeit von Serien von digitalen Signalen von den ROM′s 25 und 26 Analogsignale von Sinus- und Kosinus-Wellenformen erzeugen, d. h., Zweiphasen-Sinuswellenform-Signale mit einer Frequenz von 1 kHz, und zwar mit der Genauigkeit des Kristaloszillators.

Fig. 6 zeigt ein anderes Beispiel einer Verarbeitungsvorrichtung 5 a. Diese Verarbeitungsvorrichtung enthält einen Zähler 50 a. Der Zähler 50 a besitzt einen Endwert von 4000. Der Eingang des Zählers 50 a ist mit dem Ausgang des Spannungs- Frequenz-Wandlers 34 verbunden. Der Zähler 50 a beginnt die Zählung alle 10 mS, einem Vielfachen der Periode (1 mS) der Erregerfrequenz. Der Zählwert wird durch eine Verriegelungsschaltung 51 ähnlich derjenigen nach Fig. 5 verriegelt, wenn ein Verriegelungssignal dem Verriegelungskreis 51 zugeführt wird. Der Zähler 50 a wird durch ein Verriegelungssignal zurückgestellt, das durch eine Verzögerungsschaltung 54 zugeführt wird, bevor er die nächste Zählung beginnt. Innerhalb von 10 mS werden dem Zähler 50 : 39 000 bis 41 000 Impulse zugeführt, jedoch beträgt infolge des Überlaufens der Zählwert am Ende von 10 mS 3000, wenn f = + 25 Umdrehungen/sec., 0, wenn f = 0 Umdrehungen/sec. und 1000, wenn f = -25 Umdrehungen/sec. Die Zählwerte innerhalb des Bereiches von 3000 bis 3999 können als Werte entsprechend der Geschwindigkeit im Bereich von + 25 Umdrehungen/sec. bis 0 Umdrehungen/sec. behandelt werden. Die Zählwerte im Bereich von 0 bis 1000 können als Werte entsprechend der Geschwindigkeit im Bereich von 0 Umdrehungen/sec. bis - 25 Umdrehungen/sec. behandelt werden. Somit wird ein Signal erhalten, das die Drehgeschwindigkeit wiedergibt. Ein Akkumulator ähnlich demjenigen nach Fig. 5 kann verwendet werden, um den Zählwert des Zählers 50 a zu akkumulieren und ein die Drehposition wiedergebendes Signal zu erzeugen.

Fig. 4 zeigt eine andere Ausführung der Erfindung. In diesem Ausführungsbeispiel ist ein Drehfeldgeber 1′ mit zwei Polpaaren anstelle des Drehfeldgebers 1 nach Fig. 1 verwendet. Der Rotor des Drehfeldgeber 1′ besitzt Zweiphasen-Sekundärwicklungen 13 a und 13 b. Die Erregerschaltung 2 ist gleich der Erregerschaltung 2 nach Fig. 1. Sie beliefert die Primärwicklungen 11 und 12 mit Zweiphasenströmen mit einer Frequenz f₀ = 100 Hz.

In den Sekundärwicklungen 13 a und 13 b werden Zweiphasen- Wechselstromsignale sin [2f (f₀ - 2f) t] und cos [2π (f₀ - 2f) t] induzierte und durch Schleifringe 14 a und 14 b sowie Bürsten 15 a und 15 b zur PLL-Steuerschaltung 4 übertragen. Die PLL- Steuerschaltung 4 dieses Ausführungsbeispiels enthält Digital- Anaolg (D/A)-Wandler 41 und 42, von denen jeder eine Funktion der Vervielfachung des analogen Eingangssignals durch ein digitales Eingangssignal besitzt. Ein Beispiel eines im Handel befindlichen D/A-Wandlers mit einer solchen Funktion ist eine integrierte Schaltung AD 7523 der Anag Devices, Inc., USA. Den D/A-Wandlern 41 und 42 werden digitale Eingangssignale zugeführt, welche die Zweiphasen-Sinuswellen cos [2π (f₀ - 2f) t ΔR] und sin [2π (f₀ - 2f) t ΔR]d der ROM′s 47 und 48 darstellen. Die Ausgangssignale X und Y der D/A-Wandler 41 und 42 werden jeweils durch die folgenden Ausdrücke wiedergegeben:

X = sin {2π (f₀ - 2f) t} · cos {2π (f₀ - 2f) t ΔR}

YX = cos {2π (f₀ - 2f) t} · sin {2π (f₀ - 2f) t ΔR}

Ein Subtrahierglied 40 subtrahiert Y von X, um Z zu erhalten, das gleich sin ΔR ist. Somit wird tatsächlich die Phasendifferenz ΔR zwischen den beiden Paaren der zweiphasigen Sinuswellen gemessen.

Es soll aber bemerkt werden, daß die digitalen Sinuswellen-Signale von den ROM′s 47 und 48 angenäherte Sinusform mit N₂ Stufenänderungen in der Höhe während eines Zyklus haben, wobei N₂ der Divisionsfaktor eines Frequenzteilers 46 ist. Infolgedessen enthält die Phasendifferenz ΔR eine Welligkeit einer Frequenz entsprechend (f₀ - 2f) XN₂. Um diese Welligkeit zu entfernen, wird das Ausgangssignal Z vom Subtrahierglied 40 einem Schleifenfilter 43 zugeführt, dessen Sperrfrequenz so gewählt ist, daß diese Welligkeit entfernt wird. Der Ausgang des Schleifenfilters 43 wird in einen Spannungs-Frequenz (V/F)-Wandler 44 eingegeben. Das Ausgangssignal des V/F-Wandlers 44 wird durch die Frequenzteiler 45 und 46 zurückgeführt zu Festwertspeichern (ROM′s) 47, 48. Diese Rückführschleife arbeitet so, daß die Phasendifferenz ΔR näher an Null liegt. Infolgedessen fallen die zweiphasigen Sinuswellen vom Rotor und die Zweiphasen-Sinuswellen von den ROM′s 47, 48 miteinander zusammen, und es werden Impulse mit einer Frequenz entsprechend (f - 2f₀) xN₁ xN₂ am Ausgang des V/F-Wandlers 44 erhalten.

Die Sperrfrequenz des Schleifenfilters 43 wird so gewählt, daß die Frequenz entsprechend N₂ × der niedrigsten Frequenz des Ausgangssignals der Sekundärwindungen, d. h. N₂ × (f₀ - 2f _max) entfernt wird. Wenn z. B. die Erregerfrequenz f₀ 100 Hz ist, das Divisionsverhältnis N₂ 100 ist und das Divisionsverhältnis N₁ 400 ist, dann kann die Sperrfrequenz des Schleifenfilters 43 bei einigen kHz gewählt werden, und es kann die Ansprechzeit innerhalb einer Millisekunde liegen. Wenn die maximale Drehgeschwindigkeit f _max des Rotors auf 12,5 Umdrehungen/sec. eingestellt wird, so haben die den D/A-Wandlern 41 und 42 eingegebenen Wechselstromsignale eine Frequenz innerhalb eines Bereiches von 75 Hz bis 125 Hz. Das Ausgangssignal des Spannungs-Frequenz-Wandlers 44 sind Impulse mit einer Frequenz von 3 MHz bis 5 MHz. Wenn die Impulse einem Zähler gleich demjenigen nach Fig. 5 zugeführt werden, und zwar über eine Periode von 1 mS, so werden 3000 bis 5000 Impulse gezählt. Wenn die Impulszahl 4000 entsprechend der Null-Geschwindigkeit subtrahiert wird, wird das Ergebnis von -1000 bis +1000 erhalten. Somit ermöglicht eine Zählung über 1 mS eine Geschwindigkeitsmessung mit einer Auflösung von 10 Bits.

Wenn die so gemessene Geschwindigkeit integriert wird, indem die Impulse unter Verwendung eines Akkumulators entsprechend demjenigen nach Fig. 5 akkumuliert werden, kann eine Bewegungsdistanz eines zu überwachenden Körpers gemessen werden.

Fig. 7 zeigt ein anderes Beispiel einer Verarbeitungsvorrichtung 5 b, die verwendet werden kann, wenn jeder der Frequenz teiler 45 und 46 von einem Zähler gebildet wird, der bei einer Zählung bis zu dem Divisionsfaktor N₁ (=400) oder N₂ (=100) überfließt. Die Zählwerte der Zähler 45 und 46 zeigen in Kombination die Zahl der Impulse, die am Ausgang des Spannungs-Frequenz-Wandlers 44 erzeugt werden. Die während einer Periode der Erregerfrequenz am Ausgang des Spannungs-Frequenz-Wandlers 44 erzeugten Impulse

In der obigen Gleichung stellt

die Wirkung der Drehung des Rotors dar, während

die Wirkungen des Erregerstromes darstellt.

Wenn also

von N _p subtrahiert wird, wird die Zahl der Impulse erhalten, welche die Drehung des Rotors wiedergibt. Die Subtraktion von N wird erreicht durch die Überlaufwirkung der Zähler 45 und 46, die einmal in einer Periode der Erregerfrequenz auftritt. Wenn somit die Zählwerte der Zähler 45 und 46 einmal in einer Periode der Erregerfrequenz abgetastet werden, wird ein die Drehposition wiedergebendes Signal erhalten. Ein Register 55 a wird verwendet, um die abgetasteten Zählwerte zu speichern. Es erzeugt die abgetasteten Zählwerte als ein Augenblickswert der Drehposition.

Die Zählwerte der Zähler 45 udn 46 werden auch abgetastet und zu einem Register 55 b und einem Subtrahierglied 56 einmal in einer Mehrzahl von Perioden der Erregerströme, z. B. alle zehn mS übertragen. Das Register 55 b speichert die Werte, die abgetastet worden sind, und es gibt sie bei der Abtastung aus. Das Subtrahierglied 56 subtrahiert den durch das Register 55 b ausgegebenen Wert von dem Wert, der laufend durch die Zähler 45 und 46 ausgegeben wird. Somit erhält das Subtrahierglied 56 die Differenz zwischen den Zählwerten bei aufeinanderfolgenden Abtastungen.

Da die Zähler 45 und 46 beim Aufzähler bis zu N₁ = 400 und N₂ = 100 überlaufen, sind ein kombinierter Zählwert zu einem Zeitpunkt und ein kombinierter Zählwert bei Zählung von N = N₁ xN₂ = 40 000 darauf miteinander gleich. Die Subtraktion durch das Subtrahierglied 56 erzeugt einen Wert, der durch eine Gleichung

gegeben ist. Wenn f = 12,5 Umdrehungen/sec. ist, ist N _d = - 1000. Wenn f = 0, so ist N _d = 0. Wenn f = 12,5 Umdrehungen/sec., so ist N _d = + 1000. Somit liegt der Wert N _d innerhalb des Bereiches von -1000 bis + 1000 und ist für verschiedene Geschwindigkeiten f verschieden. Auf diese Weise wird ein die Drehgeschwindigkeit f wiedergebendes Signal erzeugt.

Fig. 89 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Verarbeitungs vorrichtung 5 c, die während der Drehung des Rotors Impulse erzeugt und die anstelle eines rotierenden Impulsgenerators verwendet werden kann. Die Verarbeitungsvorrichtung 5 c enthält ein 4-Bit-Schieberegister 57, welches das Ausgangssignal (Fig. 9A) des in Fig. 4 gezeigten Spannungs- Frequenz-Wandlers 44 als Taktsignal erhält. In jedem Augenblick besitzt nur eine der vier Stufen 57 a bis 57 d einen Inhalt mit "H"-Pegel. Immer dann, wenn das Schieberegister 57 einen Impuls vom Spannungs-Frequenz- Wandler erhält, wird der "H"-Pegel-Inhalt in der Stufe 57 a, 57 b oder 57 c zur rechten Stufe übertragen. Der "H"- Pegel-Inhalt in der am weitesten rechts liegenden Stufe 57 d wird zur am weitesten links liegenden Stufe 57 a übertragen. Somit wird der Ausgang des Spannungs-Frequenz-Wandlers in der Frequenz durch 4 geteilt. Die Inhalte der ersten und zweiten Stufen 57 a und 57 b (Fig. 9B und 9C) werden herausgenommen und den D-Flip-Flop-Schaltungen 58 und 59 als Taktsignale zugeführt. Die Flip-Flop-Schaltungen 58 und 59 erhalten an ihren Eingängen einen 1 MHz-Ausgang (Fig. 9D) eines Oszillators gemäß dem Oszillator 22 nach Fig. 3. Jede der Flip-Flop-Schaltungen 58 und 59 tastet den Ausgang des Oszillators ab, und zwar immer dann, wenn ein Impuls von der Stufe 57 a oder 57 b zugeführt wird, d. h. mit einer Frequenz von f _s der Impulse von den Stufen 57 a oder 57 b und erzeugt Impulse (Fig. 9E, 9F) mit einer Schwebungsfrequenz gleich der Differenz zwischen der Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators und der Frequenz f _s. Die Frequenz f _s ist ein Viertel der Frequenz des Ausgangssignals des Spannungs-Frequenz-Wandlers 44, d. h. 1/4 × (f₀ - 2f) × N = 1/4 × (100 - 2f) × 40 000 = 10 000 × (100 - 2f). Da f innerhalb des Bereiches von -12,5 bis +12,5 Umdrehungen pro Sekunde liegt, liegt die Frequenz F _s im Bereich von 0,75 MHz bis 1,25 MHz. Infolgedessen liegt die Schwebungsfrequenz im Bereich von 0 bis 250 kHz. Die Drehrichtung wird festgestellt aus der relativen Phase der Impulse (Fig. 9E und 9F), die von den Flip-Flop-Schaltungen 56 und 57 ausgegeben werden. Das Zeitschaubild der Fig. 9A bis 9F ist unter der Annahme aufgestellt worden, daß f = + 12,5 Umdrehungen/sec., so daß f _s = 1,25 MHz und die Frequenz der Ausgangsimpulse 250 kHz beträgt.

Die Tatsache, daß die Impulse von 250 kHz erzeugt werden, wenn die Drehgeschwindigkeit 12,5 Umdrehungen/sec. beträgt, bedeutet, daß 20 000 Impulse während einer Umdrehung erzeugt werden. Somit ist die erhaltene Impulszahl während einer Umdrehung größer als bei üblichen rotierenden Impulsgeneratoren. Die so erzeugten Impulse können von einem Zähler gezählt werden, um die Drehposition des zu überwachenden Körpers zu messen.

In den dargestellten Ausführungsbeispielen ist ein Rotor mit Schleifringen verwendet. Um die Bürsten zu vermeiden, kann statt dessen ein Rotor mit einem rotierenden Transformator verwendet werden. Hierdurch wird die Zuverlässigkeit des Systems verbessert.

In den Ausführungsbeispielen ist ein Stator mit zweiphasigen Erregerwicklungen verwendet. Wahlweise kann auch ein Stator mit dreiphasigen Wicklungen verwendet werden, um ein rotierendes Magnetfeld zu erzeugen. Auch kann ein Stator mit mehreren Windungen mit einer Phasenzahl größer als drei verwendet werden.

Die Erregerwicklungen können auf dem Rotor anstatt auf dem Stator angeordnet sein.

Wenn ein induktiver Detektor linearer Art anstelle des rotierenden Geschwindigkeitsdetektors nach den Fig. 1 und 4 verwendet wird, kann das Ausgangssignal vom Detektor in gleicher Weise verarbeitet werden, wie es in bezug auf die Ausführungsbeispiele beschrieben worden ist.

Die die Position und die Geschwindigkeit wiedergebenden Signale, die unter Verwendung der beschriebenen Systeme erhalten worden sind, können als Rückführsignale in einem Steuersystem verwendet werden.

Claims

1. Anordnung zur Umwandlung einer mechanischen Bewegung eines zu überwachenden Körpers in ein digitales Signal mit einem Drehfeldgeber mit mehreren Primärwicklungen und wenigstens einer Sekundärwicklung, die relativ zueinander bewegbar sind, wobei entweder die Primärwicklungen oder die Sekundärwicklung mit dem Körper koppelbar sind, und mit einer Erregerschaltung für die Zuführung mehrphasiger Erregerströme zu den Primärwicklungen, gekennzeichnet durch Erregerströme mit einer höheren Frequenz als sie der maximalen Geschwindigkeit des Körpers entspricht, durch eine auf den Ausgang der Sekundärwicklung (13) ansprechende Phasenregelschleifen-Steuerschaltung (3) zur Erzeugung eines in der Frequenz vervielfachten digitalen Signals mit einer Frequenz, die dem Produkt der Frequenz eines in der Sekundärwicklung (13) induzierten Wechsel stromsignals mit einem vorbestimmten Faktor gleich ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenregelschleifen-Steuerschaltung (3) einen Spannungs- Frequenz-Wandler (34), eine das Ausgangssignal des Spannungs- Frequenz-Wandlers aufnehmende Frequenzteilerschaltung (35) und eine Vorrichtung (32) zur Aufnahme des Wechselstromsignals von der Sekundärwicklung und von der Frequenzteilerschaltung (35) zur Erzeugung eines die Phasendifferenz zwischen dem Wechselstromsignal der Sekundärwicklung (13) und dem Ausgangssignal der Frequenzteilerschaltung (35) wiedergebenden Phasendifferenzsignals enthält, wobei der Spannungs- Frequenz-Wandler (34) auf das Phasendifferenzsignal anspricht und so gesteuert ist, daß er das frequenzvervielfachte Signal erzeugt.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Zählvorrichtung (50) vorgesehen ist, welche die Zyklenzahl des frequenzvervielfachten Signals während einer vorbestimmten einem Vielfachen der Erregerstromperiode gleichen Zeitspanne zählt.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Zählvorrichtung so ausgebildet ist, daß die bei Beendigung der Zählung während der genannten Zeitspanne rückgestellt wird und die Zähloperation wiederholt, und daß ein Akkumulator (53) vorgesehen ist, welcher den Zählwert der Zählvorrichtung nach Beendigung jeder Zähloperation speichert.

5. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzteilerschaltung einen Zähler zum Zählen der Zyklenzahl des frequenzvervielfachten Signals und eine Abtastvorrichtung zum Abtasten des Zählwertes des Zählers zu einem Intervall gleich einem Vielfachen der Periode des Erregerstromes enthält.

6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Differenzmeßschaltung zur Erzeugung einer Differenz zwischen den bei aufeinanderfolgenden Abtastoperationen erhaltenen Zählwerten vorgesehen ist.

7. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Impulsgenerator vorgesehen ist, welcher auf das frequenz vervielfachte Signal anspricht und Impulse mit einer der Geschwindigkeit des Körpers proportionalen Frequenz erzeugt.

8. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenregelschleifen-Steuerschaltung (3) ein Schleifenfilter (33, 43) enthält, welches den Ausgang der Vorrichtung (32) aufnimmt und ein den Mittelwert der Phasendifferenz anzeigendes Gleichstromsignal erzeugt, wobei der Spannungs-Frequenz- Wandler (34) auf den Ausgang des Schleifenfilters (33, 43) anspricht.