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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Phasendifferenzerkennungsvorrichtung
zur Verwendung bei der Positionserkennung und ein Positionserkennungssystem,
die beide für
das Erkennen von sowohl Drehpositionen, als auch Linearpositionen geeignet
sind, so beispielsweise einen Drehpositionsdetektor wie einen Drehpositionsgeber
oder Drehmelder, oder einen Linearpositionsdetektor, der auf einem ähnlichen
Positionserkennungsprinzip basiert. Insbesondere betrifft die vorliegende
Erfindung ein Verfahren zum Erkennen einer Absolutposition auf der
Basis einer elektrischen Phasendifferenz.
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Unter
verschiedenen Drehpositionsdetektoren vom Induktionstyp ist einer,
der zweiphasige (Sinus- und Cosinus-Phase) Ausgangssignale in Reaktion
auf ein einphasiges Erregungseingangssignal erzeugt, allgemein als "Drehpositionsgeber" bekannt, und andere,
die dreiphasige (in Bezug zueinander um 120° phasenverschobene) Ausgangssignale
in Reaktion auf ein einphasiges Erregungseingangssignal erzeugen,
sind als "Drehmelder" bekannt. Die ältesten
Drehpositionsgeber haben zweipolige (Sinus- und Cosinus-Pol) Sekundärwicklungen,
die am Stator derart vorgesehen sind, daß sie einander unter einem
mechanischen Winkel von 90° kreuzen,
wobei eine Primärwicklung
auf dem Rotor vorgesehen ist (das Verhältnis den Primär- und Sekundärwicklungen kann
je nach gewünschter
Anwendung umgekehrt sein). Die Drehpositionsgeber dieses Typs sind
jedoch dahingehend nachteilig, daß sie Bürsten für den elektrischen Kontakt
mit der primären
Wicklung auf dem Rotor erfordern. Bürstenlose Drehpositionsgeber,
welche die Notwendigkeit derartiger Bürsten eliminieren, sind ebenfalls
bekannt, wobei ein Drehwandler anstelle der Bürsten auf dem Rotor vorgesehen
ist.
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R/D-Wandler
sind seit langem als Erkennungssystem bekannt, das Positionserkennungsdaten
in digitaler Form mittels eines Drehpositionsgebers erhält, der
ein zweiphasiges (Sinus- und Cosinus-Phase) Ausgangssignal in Reaktion
auf ein einphasiges Erregungseingangssignal erzeugt. 6 ist
ein Blockdiagramm, das ein Beispiel eines Erkennungssystems in einem
derartigen R/D-Wandler
darstellt, wobei ein Drehpositionsgeber als Sensorabschnitt 1 verwendet
wird. Ein einphasiges Erregungssignal (beispielsweise –cosωt), das
in einem Erkennungsschaltungsabschnitt 2 erzeugt wird,
wird an eine Primärwicklung
W1 angelegt und jeweilige Ausgangssignale der zweiphasigen Sekundärwicklungen W2s
und W2c werden in den Erkennungsschaltungsabschnitt 2 eingegeben.
Die Ausgangssignale der zweiphasigen Sekundärwicklungen W2s und W2c sind
induzierte Signale, die als Amplitudenkoeffizienten einen Sinuswert
sinθ und
einen Cosinuswert cosθ aufweisen,
der einem Drehwinkel θ des
Rotors entspricht und beispielsweise durch "sinθ·sinωt" bzw. "cosθ·sinωt" ausgedrückt werden
kann. In dem Erkennungsschaltungsabschnitt 2 erzeugt die
sequentielle Phasenerzeugungsschaltung 3 digitale Daten des
Phasenwinkels Φ und
die Sinus/Cosinuserzeugungsschaltung 4 erzeugt analoge
Signale des Sinuswerts sinθ und
des Cosinuswerts cosθ entsprechend
dem Phasenwinkel Φ.
Der Multiplizierer 5 multipliziert das Sinusphasenausgangssignal "sinθ sinωt" des Sensorabschnitts 1 mit
dem Cosinuswert cosΦ der
Sinus/Cosinuserzeugungsschaltung 4, um so "cosΦ·sinθ·sinωt" zu erhalten. Ein
anderer Multiplizierer 6 multipliziert das Cosinusphasenausgangssignal "cosθ·sinωt" des Sensorabschnitts 1 mit
dem Sinuswert sinΦ der
Sinus/Cosinuserzeugungsschaltung 4, um so "sinΦ·cosθ·sinωt" zu erhalten. Der Subtrahierer 7 berechnet
die Differenz zwischen des Ausgangssignalen der Multiplizierer 5 und 6,
und der Phasenerzeugungsvorgang der sequentiellen Phasenerzeugungsschaltung 3 wird
in Reaktion auf das Ausgangssignal des Subtrahierers 7 wie
folgt gesteuert. Der von der sequentiellen Phasenerzeugungsschaltung 3 zu
erzeugende Phasenwinkel Φ wird, nachdem
er zu Anfang auf "0" rückgesetzt
wurde, sequentiell erhöht,
bis der Subtrahierer 7 "0" ausgibt. Das Ausgangssignal
des Subtrahierers 7 wird "0", wenn
die Bedingung "cosΦ·sinθ·sinωt" = "sinΦ·cosθ·sinωt" erfüllt ist,
d.h. wenn Φ = θ gilt und die
digitalen Daten, welche den Phasenwinkel Φ der sequentiellen Phasener zeugungsschaltung 3 angeben,
mit dem digitalen Wert des Drehwinkels θ zusammenfallen. Somit wird
bei diesem Erkennungssystem ein Rücksetzauslösesignal unter optionaler Zeitgebung
periodisch an die sequentielle Phasenerzeugungsschaltung 3 angelegt,
um den Phasenwinkel Φ auf "0" rückzusetzen,
um so das Inkrementieren des Winkels Φ einzuleiten, und wenn das
Ausgangssignal des Subtrahierers 7 "0" erreicht,
wird das Inkrementieren des Phasenwinkels Φ gestoppt, um digitale Daten
zu erhalten, welche einen erkannten Winkel θ angeben.
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Es
ist ferner ein anderes Erkennungssystem bekannt, bei dem das Verfahren
zum Erregen des Drehpositionsgebers verändert ist, um ein einphasiges
Ausgangssignal in Reaktion auf zweiphasige Erregungseingangssignale
zu erzeugen, so daß ein Ausgangssignal,
das einen elektrischen Phasendifferenzwinkel aufweist, der dem Drehwinkel θ entspricht,
um dadurch digitale Daten ableiten zu können, welche den erkannten
Winkel θ angeben. 7 zeigt
ein Beispiel eines derartigen Phasendifferenzerkennungssystems,
bei dem ein Drehpositionsgeber als Sensorabschnitt 1 verwendet
wird. Zweiphasige Erregungssignale (beispielsweise sinωt und –cosωt), die
in einem Erkennungsschaltungsabschnitt 8 erzeugt werden,
werden an Primärwicklungen
W1s bzw. W1c angelegt, und ein Ausgangssignal einer einphasigen
Sekundärwicklung
W2 wird in den Erkennungsschaltungsabschnitt 8 eingegeben. Das
Ausgangssignal der Sekundärwicklung
W2 ist ein induziertes Signal mit einem elektrischen Phasendifferenzwinkel θ, der einem
Drehwinkel θ des Rotors
entspricht, und der der Einfachheit halber beispielsweise durch
sin(ωt – θ) ausgedrückt werden kann.
In dem Erkennungsschaltungsabschnitt 8 zählt ein
Zähler 9 vorbestimmte
Hochgeschwindigkeitstaktimpulse CK, so daß die Sinus/Cosinuserzeugungsschaltung 10 Sinus-
und Cosinuserregungssignale sinωt
und –cosωt erzeugt,
wobei diese Zählung
als ein momentaner Phasenwert verwendet wird, und die erzeugten
Signale sinωt
und –cosωt an die
Primärwicklungen
W1s bzw. W1c des Sensorabschnitts 1 liefert. Anschließend legt
der Sensorabschnitt 1 das Ausgangssignal sin(ωt – θ) der Sekundärwicklung W2
an eine Nulldurchgangserkennungsschaltung 11 an, welche
bei Erkennen eines "Null"-Phasenwinkels einen
Halteimpuls LP an eine Halteschal tung 12 liefert. Die Halteschaltung 12 speichert
einen Zählwert des
Zählers 9 mit
der Zeitgebung des Halteimpulses LP. Der Modulus des Zählers 9 entspricht
einem Zyklus des Sinuserregungssignals sinωt und ein Zählwert "0" des
Zählers 9 entspricht
einer Null-Phase des Signals sinωt.
Dementsprechend fällt
der Inhalt der Halteschaltung 12, der in Reaktion auf eine Null-Phase
des Ausgangssignals sin(ωt – θ) gespeichert
wurde, mit einem Phasendifferenzwinkel θ einer Null-Phase des Sinussignals
sinωt gegenüber einer
Null-Phase des Ausgangssignals sin(ωt – θ) zusammen. Spezifische Beispiele
für das
vorgenannte Phasendifferenzerkennungssystem sind in den US-Patenten
4 754 220, 4 297 698, etc. offenbart.
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Wie
auf diesem Gebiet bekannt, neigen die Wicklungen im Sensorabschnitt 1 dazu,
unter Einfluß von
Veränderungen
der Umgebungstemperatur unerwünschterweise
ihre Impedanz zu verändern,
und somit fluktuiert die elektrische Phase der in die Sekundärwicklung
induzierten Wechselstromsignale geringfügig in Reaktion auf die Temperaturveränderung.
Darüber
hinaus variiert die elektrische Phase der induzierten Wechselstromsignale,
die von dem Erkennungsschaltungsabschnitt 2 oder 8 empfangen wurden,
unter dem Einfluß anderer,
von der zu erkennenden Position verschiedener Faktoren, beispielsweise
nicht gleichmäßige Leitungslängen zwischen dem
Sensorabschnitt 1 und dem Erkennungsschaltungsabschnitt 2 oder 8 und
Verzögerungen
in verschiedenen Schaltungsvorgängen.
Wenn die auf andere, von der zu erkennenden Position verschiedenen
Faktoren, beispielsweise die Temperaturänderung, basierende Phasenschwankung
zur einfacheren Beschreibung als "±d" ausgedrückt wird,
führt der Subtrahierer 7 in
dem letzteren Erkennungssystem gemäß 6 eine Berechnung
von "cosΦ·sinθ·sin(ωt ± d) – sinΦ·cosθ·sin(ωt ± d)" durch, aus der ersichtlich
ist, daß der
Schwankungsbetrag "±d" tatsächlich gekürzt wird
und daher keinerlei Auswirkung auf die Erkennungsgenauigkeit hat.
Es ist daher ersichtlich, daß das
in 6 dargestellte Erkennungssystem ein hochgenaues
System ist, das für
nachteilige Einflüsse
der Umgebungstemperaturänderung
unanfällig
ist. Da dieses Erkennungssystem jedoch auf einem sogenannten "sukzessiven Inkrementierverfahren" basiert, bei dem,
wie zuvor erwähnt,
ein Rücksetzauslösesignal
mit optionaler Zeitgebung periodisch an die sequentielle Phasenerzeugungsschaltung 3 angelegt
wird, um den Phasenwinkel Φ auf "0" rückzusetzen,
um das Inkrementieren des Winkels Φ einzuleiten, und bei dem das
Inkrementieren des Phasenwinkels Φ gestoppt wird, wenn das Ausgangssignal
des Subtrahierers 7 "0" erreicht, um dadurch
digitale Daten zu erhalten die einen erkannten Winkel θ angeben,
muß es
einen Zeitraum von dem Zeitpunkt an, zu dem das Rücksetzauslösesignal
ausgegeben wird, bis zu dem Zeitpunkt, zu dem der Phasenwinkel Φ mit dem
erkannten Winkel θ zusammenfällt, warten
und weist daher schlechte Reaktionseigenschaften auf.
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Andererseits
wird bei dem letzteren Erkennungssystem gemäß 7 aufgrund
des auf den nicht positionsbedingten Faktoren (von der zu erkennenden
Position verschiedenen Faktoren), wie die Temperaturänderung,
basierenden Phasenschwankungsbetrags "±d" das Ausgangssignal
der Sekundärwicklung
zu sin(ωt ±d – θ), so daß ein von
der Nulldurchgangserkennungsschaltung 11 erkannter Null-Phasenpunk
um "±d" von einem normalen Null-Phasenpunkt
im Falle von sin(ωt – θ) abweichen würde. Somit
würden
die in der Halteschaltung 12 gespeicherten Daten einen
Wert repräsentieren,
der unerwünschterweise "(±d – θ)" anstatt dem normalen Winkel θ entspräche, und
dies führt
zu dem sehr ernsten Problem, daß die
Schwankung "±d" direkt als Erkennungsfehler
auftritt. Obwohl das System aufgrund der Fähigkeit, in Reaktion auf einen
Halteimpuls LP Daten, die einem erkannten Winkel entsprechen, unmittelbar
zu speichern, eine überlegene Hochgeschwindigkeitsreaktionseigenschaft
besitzt, ist der Erkennungsfehler, der auf den nicht positionsbezogenen
Faktoren wie der Temperaturänderung basiert,
oft sehr kritisch.
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Eine
Phasendifferenzerkennungsvorrichtung und ein Positionserkennungssystem
sowie ein solches Verfahren gemäß den Oberbegriffen
der unabhängigen
Ansprüche
ist in US-A-3 851 330 offenbart. Dieses Dokument beschreibt eine
Wandlerschaltung mit einer Primärwicklung
und zwei Sekundärwicklungen.
Die Sekundärwicklungen
sind mit einem Addierer und einem Subtrahierer verbunden, um zwei
Ausgangssignale zu erzeugen, deren Phasen in entgegengesetzten Richtungen
verschoben sind. Die Phasenverschiebung entspricht dem Win kel der
Eingangswelle. Dieses System kann den Phasenverschiebungswinkel
nur innerhalb eines Bereichs von 0 bis 180° messen.
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Es
ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Phasendifferenzerkennungsvorrichtung zur
Positionserkennung und ein Positionserkennungssystem zu schaffen,
das eine hochgenaue Positionserkennung durchführen kann, ohne durch unerwünschte Phasenschwankungen
beeinflußt
zu werden, die durch zahlreiche, von der zu erkennenden Position
verschiedene Faktoren, beispielsweise Impedanzänderungen in einem Positionssensor
aufgrund von Temperaturänderungen,
bewirkt werden, und welches ferner überlegene Hochgeschwindigkeitsreaktionseigenschaften
aufweist.
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Die
erfindungsgemäße Phasendifferenzerkennungsvorrichtung
ist durch Anspruch 1 definiert, während das erfindungsgemäße Positionserkennungssystem
durch Anspruch 7 definiert ist. Das erfindungsgemäße Positionserkennungsverfahren
ist durch Anspruch 10 definiert.
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Durch
das Durchführen
einer Addition oder einer Subtraktion zwischen einem Signal (sinθ·cosωt), das
durch Verschieben der elektrischen Phase des vom Positionssensor 10 empfangenen
ersten Wechselstromausgangssignals um einen vorbestimmten Winkel
abgeleitet ist, und dem zweiten Wechselstromausgangssignal (cosθ·sinωt) wird
zumindest ein elektrisches Wechselstromsignal (sin(ωt + θ)) synthetisiert,
das einen elektrischen Phasenwinkel hat, welcher der zu erkennenden
Position entspricht. In einem spezifischen Beispiel kann ein erstes
elektrisches Wechselstromsignal (sin(ωt + θ)), das in positiver Richtung
phasenverschoben ist, auf der Basis der Addition, beispielsweise
(sinθ·cosωt + cosθ·sinωt) synthetisiert
werden, während
ein zweites elektrisches Wechselstromsignal (sin(ωt – θ)), das
in negativer Richtung phasenverschoben ist, auf der Basis der Subtraktion,
beispielsweise (–sinθ·cosωt + cosθ·sinωt), synthetisiert
werden kann.
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Wenn
eine fundamentale zeitlich variierende Phase des erhaltenen Wechselstromsignals
durch "ωt" repräsentiert
wird und die Phasenschwankung, die durch Impedanzänderungen
der Verdrahtung des Sensors aufgrund von Temperaturänderungen
und anderen, von der zu erkennenden Position verschiedenen Faktoren
(d.h. nicht positionsbezogenen Faktoren) bewirkt wird, durch "±d" wiedergegeben wird, kann das erste
Wechselstromsignal als "sin(ωt ± d – θ)" ausgedrückt werden.
Das heißt,
die elektrische Phasendifferenzen (θ), die der zu erkennenden Position
(x) entsprechen, treten für
das erste und das zweite elektrische Wechselstromsignal als entgegengesetzt
(positive und negative) gerichtete Phasenverschiebungen auf. Die
Phasenschwankungen "±d" für das erste
und das zweite elektrische Wechselstromsignal haben jedoch je nach
den gegenwärtigen
Bedingungen Auswirkungen in der selben positiven oder negativen
Richtung. Durch Messen der jeweiligen Phasendifferenzen "(±d + θ)" und "(±d – θ) des ersten
und des zweiten elektrischen Wechselstromsignals und das Durchführen einer
geeigneten Operation, wie beispielsweise einer Addition oder einer
Subtraktion, mit den gemessenen Differenzen ist es somit möglich, die
Phasenschwankung "±d" zu kürzen oder
zu extrahieren und ferner die Phasendifferenz (θ), welche genau der zu erkennenden
Position (x) entspricht, frei von der Phasenschwankung "±d" zu erkennen.
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Es
kann beispielsweise ein Abschnitt zum Bestimmen einer elektrischen
Phasendifferenz (±d
+ θ) zwischen
einem vorbestimmten Referenz-Wechselstromsignal
(sinωt)
und dem ersten elektrischen Wechselstromsignal (sin(ωt ±d + θ)), um erste
Phasendaten (D1) zu erhalten, ein Abschnitt zum Messen der elektrischen
Phasendifferenz (±d – θ) zwischen
dem vorbestimmten Referenz-Wechselstromsignal (sinωt) und dem
zweiten elektrischen Wechselstromsignal (sin(ωt ± d – θ)) zum Erhalten zweiter Phasendaten
(D2) und ein Abschnitt vorgesehen sein, um basierend auf den ersten
und den zweiten Phasendaten (D1 und D2) Positionserkennungsdaten
zu berechnen, die der zu erkennenden Position entsprechen. Der Abschnitt
zum Berechnen der Positionserkennungsdaten kann ausgelegt sein,
um Fehlerdaten (±d)
zu erhalten, indem die Differenz zwischen den jeweiligen Absolutwerten
der ersten und der zweiten Phasendaten (D1, D2) berechnet wird.
Durch Berechnen von (D1 + D2)/2 wird beispielsweise die Bedingung
{(±d
+ θ) +
(±d + θ)}/2 = 2 (±d)/2 = ±d aufgestellt,
so daß die
Fehlerdaten (±d) erhalten
werden können.
Durch eine Operation zum Entfernen der Fehlerdaten aus entweder
den ersten oder den zweiten Phasendaten ist es möglich, die Phasendifferenz
(θ) genau
der zu erkennenden Position (x) entsprechend aus beispielsweise "D1 – (±d) = ±d + θ – (±d) = +θ" zu erhalten.
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In
einem anderen Beispiel kann die Bedingung (ωt ± d + θ) – (ωt ± d – θ) = 2θ erfüllt werden, indem direkt eine
elektrische Phasendifferenz zwischen den genannten ersten und zweiten
elektrischen Wechselstromsignalen gemessen wird. Auch in diesem
Fall wird die Phasenschwankung "±d" gekürzt, so
daß es
möglich
ist, nur Phasendifferenzdaten (2θ)
zu erhalten, die proportional zu einem statischen elektrischen Phasenwinkel
(θ) sind,
welcher der zu erkennenden Position (x) entspricht. Diese Phasendifferenzdaten
(2θ) können direkt
als Erkennungsdaten verwendet werden, die proportional zu der zu
erkennenden Position (x) sind. Alternativ kann ein zur Hälfte gemittelter
elektrischer Phasenwinkel (θ)
zur Verwendung als die zur erkennenden Position (x) proportionalen
Erkennungsdaten erhalten werden.
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Infolgedessen
ermöglicht
die vorliegende Erfindung eine hochgenaue Erkennungsvorrichtung ohne
von anderen, von der zu erkennenden Position verschiedenen Faktoren,
beispielsweise einer Impedanzänderung
des Sensors durch Temperaturänderung
und ungleichmäßige Länge der
Verdrahtungsleitungen, beeinflußt
zu sein. Da die vorliegende Erfindung ferner auf dem Verfahren des
Messens einer Phasendifferenz (θ)
in Wechselstromsignalen basiert, kann das vorliegende Halteverfahren
gemäß 7 anstelle
des herkömmlichen
sukzessiven Inkrementierverfahrens von 6 verwendet
werden, und somit kann die Erfindung eine Phasendifferenzerkennungsvorrichtung
oder ein Positionserkennungssystem schaffen, das überlegene
Hochgeschwindigkeitseigenschaften aufweist.
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Falls
sich die zu erkennende Position (x) zeitlich verändert oder sich mit der Zeit
bewegt, kommt es vor, daß die
Frequenz oder die Periode des ersten elektrischen Wechselstromsignals
(sin(ωt ± d + θ)) und des
zweiten elektrischen Wechselstromsignals (sin(ωt ± d – θ)) in zueinander entgegengesetzten Richtun gen
abweichen. Um einer derartigen dynamischen Eigenschaft Rechnung
zu tragen, kann die Erkennungsvorrichtung ferner einen Abschnitt 23 zum Erkennen
des Zusammenfallens des Nulldurchgangs zwischen dem ersten und dem
zweiten elektrischen Wechselstromsignal (sin(ωt ± d + θ) und sin(ωt ± d – θ)) und einen Halteabschnitt 26 auf,
um in Reaktion auf das Erkennen des Zusammenfallens des Nulldurchgangs
zwischen dem ersten und dem zweiten elektrischen Wechselstromsignal
als Fehlerdaten (±d)
Daten (D1 und D2) basierend auf einer elektrischen Phasendifferenz
des ersten und/oder des zweiten elektrischen Wechselstromsignals
gegenüber
einem vorbestimmten Referenz-Wechselstromsignal
zu halten. In diesem Fall modifiziert der Operationsabschnitt die
genannten Positionserkennungsdaten basierend auf der elektrischen
Phasendifferenz des ersten und/oder des zweiten elektrischen Wechselstromsignals
durch Verwenden der vom Halteabschnitt 26 gehaltenen Fehlerdaten
(±d)
zumindest, wenn sich die zu erkennende Position bewegt.
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Falls
sich die zu erkennende Position (x) zeitlich verändert, verändert sich der Phasenverschiebungsbetrag
(θ) ebenfalls
zeitlich, und somit können die
zuvor erwähnten "+θ" und "–θ" als "+θ(t)" und "–θ(t)" wiedergegeben werden.
Wenn sich θ zeitlich in
positiver und negativer Richtung verändert, kann die Phasenschwankung "±d" durch die vorgenannte einfache Addition/Subtraktion
allein nicht gekürzt oder
extrahiert werden, welche unweigerlich zu unzureichender Genauigkeit
führen
würde.
Um einer derartigen dynamischen Eigenschaft Rechnung zu tragen,
kann die Erkennungsvorrichtung derart ausgelegt sein, daß sie ein
Zusammenfallen des Nulldurchgangs zwischen dem ersten und dem zweiten
elektrischen Wechselstromsignal (sin(ωt ± d + θ) und sin(ωt ± d – θ)) erkennt; in Reaktion auf
das Erkennen eines zusammenfallenden Nulldurchgangs als Fehlerdaten (±d) Daten
hält, die
auf der elektrischen Phasendifferenz des ersten und/oder des zweiten
elektrischen Wechselstromsignals gegenüber einem vorbestimmten Referenz-Wechselstromsignal
basieren (d.h. die ersten und/oder die zweiten Phasendaten D1 und D2);
und die Positionserkennungsdaten (d.h. die ersten und/oder zweiten
Phasendaten D1 und D2) basierend auf der elektrischen Phasendifferenz
der elektrischen Wechselstrom signale unter Verwendung der Fehlerdaten
(±d)
modifiziert, die zumindest gespeichert werden, wenn sich die zu
erkennende Position bewegt.
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Die
Erkennung eines zusammenfallenden Nulldurchgangs bedeutet einen
Moment, in dem sich beide Signale in einer Null-Phase befinden,
was ebenfalls bedeutet, daß die
Phasendifferenzen (±d
+ θ) und
(±d – θ) der beiden
Signale gegenüber
der Referenzphase ωt
gleich sind. Dies ist genau der Moment, in dem die Bedingung ±d + θ und ±d – θ erfüllt ist,
d.h. θ =
0 ist. Daher gilt für
die ersten und zweiten Phasendaten (D1 und D2), die beim Erkennen
eines zusammenfallenden Nulldurchgangs erhalten werden, D1 = ±d
+ θ = D2
= ±d – θ = ±d,so
daß es
möglich
ist, als die Fehlerdaten (±d)
Daten zu halten, die auf den ersten und/oder den zweiten Phasendaten
(D1 und D2) basieren. Durch Extrahieren der zu haltenden Fehlerdaten
(±d)
und anschließendes
Modifizieren der nacheinander variierenden ersten und/oder zweiten
Phasendaten D1 und D2 unter Verwendung der gehaltenen Fehlerdaten
(±d)
ist es möglich,
genaue zeitlich veränderliche
Phasendifferenzdaten (±θ(t)) zu
erhalten, die frei von der Phasenschwankung "±d" sind und welche
nur der zu erkennenden Position (x) entsprechen, selbst wenn die Position
(x) zeitlich variiert, wie sich beispielsweise ergibt aus: D1 = (±d)
= {±d
+ θ(t)} – (±d) = +θ(t).
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Als
eine andere Form der Ausführung
der Erfindung kann ein Ansatz verwendet werden, bei dem nur ein
elektrisches Wechselstromsignal (sin(ωt ± d – θ)) synthetisisert wird und
eine zur Bestimmung der Phasendifferenz zu verwendende Referenzphase auf
der Basis von Ausgangssignalen des Positionssen sors 10 erzeugt
wird. Das heißt,
das Referenzphasensignal wird durch Synthetisieren von Nulldurchgängen der
beiden elektrischen Wechselstromsignale (sinθ·sin ωt und cosθ·sinωt) gebildet, die vom Positionssensor 10 erzeugt
werden. Da dieses Referenzphasensignal auf den Ausgangssignalen
des Positionssensors 10 basiert, enthält es die Phasendifferenz (±d) und
ist mit sin(ωt ± d) synchron.
Durch Messen der Phasendifferenz (θ) des genannten elektrischen
Wechselstromsignals (sin(ωt ± d – θ)) gegenüber dem
Referenzphasensignal (sin(ωt ± d)) ist es
möglich,
genaue Positionserkennungsdaten zu erhalten, die frei von der Phasenfehlerkomponente
(±d) sind
und genau der zu erkennenden Position (x) entsprechen. Der kennzeichnende
Punkt ist hierbei, daß das
zur Phasendifferenzbestimmung zu verwendende Referenzphasensignal
durch das Synthetisieren des ersten Wechselstromausgangssignals (sinθ·sinωt) und des
zweiten Wechselstromausgangssignals (cosθ·sinθt), die durch den Positionssensor 10 erzeugt
werden, gebildet wird. Das erste und das zweite Wechselstromausgangssignal (sinθ·sin ωt und cosθ·sinωt) sind
in der elektrischen Phase gleich, unterscheiden sich jedoch je nach
dem Phasenwinkel θ im
Amplitudenwert. Beim Synthetisieren von Nulldurchgängen beider
Signale ist daher stets eine relativ hochgenaue Nulldurchgangserkennung
für jedes
der Signale ohne Beeinflussung durch Schwankungen der Amplitudenwerte
sinθ und
cosθ möglich, welche θ entsprechen.
Nach diesem Ausführungsbeispiel
ist, da der Phasenfehler "±d" ähnlich dem Vorhergehenden entfernt
werden kann, eine hochgenaue Positionserkennung ohne Beeinflussung
durch zahlreiche andere Faktoren, die von der zu erkennenden Position
verschieden sind, wie beispielsweise Impedanzänderungen des Sensors durch
Temperaturänderungen
und ungleichmäßige Drahtlängen, erreichbar.
Ferner kann eine Phasendifferenzerkennungsvorrichtung oder ein Positionserkennungssystem
geschaffen werden, das überlegene
Hochgeschwindigkeitseigenschaften aufweist.
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Die
vorliegende Erfindung kann einen bekannten Drehpositionsgeber oder
jeden anderen ähnlichen
Positionssensor mit einphasiger Erregung und zweiphasigem (oder
mehrphasigem) Ausgang aufweisen. Ein derartiger Positionssensor
ist so aufgebaut, daß er
ein erstes Wechselstromausgangssignal (sinθ·sin ωt), das als Amplitudenwert
einen ersten Funktionswert (sinθ)
aufweist, welcher der zu erkennenden Position (x) entspricht, und
ein zweites Wechselstromausgangssignal (cosθ·sinωt) aufweist, das als Amplitudenwert
einen zweiten Funktionswert (cosθ)
aufweist, der der zu erkennenden Position (x) entspricht. In diesem
Fall kann das vorgenannte erste elektrische Wechselstromsignal,
wie beispielsweise durch sinθ·cosωt + cosθ·sinωt ausgedrückt, durch Addieren
eines durch das Verschieben der elektrischen Phase des ersten Wechselstromausgangssignals
(sinθ·sinωt) um einen
vorbestimmten Winkel von beispielsweise 90°, so daß es sinθ·cosωt wird, abgeleiteten Signals
und des zweiten Wechselstromausgangssignals (cosθ·sinωt) gebildet werden. Alternativ
kann das genannte zweite Wechselstromausgangssignal, das beispielsweise
durch cosθ·sinωt – sinθ·cosωt = sin(ωt – θ) ausgedrückt, durch
Subtrahieren des durch das Verschieben der elektrischen Phase des
ersten Wechselstromausgangssignals (sinθ·sinωt) um einen vorbestimmten Winkel,
so daß es
sinθ·cosωt wird,
abgeleiteten Signals und des zweiten Wechselstromausgangssignals
(cosθ·sinωt) gebildet
werden. Das Gleiche ist durch geeignete Ausbildungsveränderungen
auch auf den Fall anwendbar, in dem ein Positionssensor, beispielsweise ein
Drehmelder, mit einphasiger Erregung und dreiphasigem Ausgang verwendet
wird.
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Die
bevorzugten Ausführungsbeispiele
der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die zugehörigen Zeichnungen
beschrieben.
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Die
zugehörigen
Zeichnungen zeigen:
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1 ein
Blockdiagramm zur Darstellung eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels;
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2A und 2B Diagramme
zur Erläuterung
der Funktionsweise des Positionserkennungssystems von 1;
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3 ein
Blockdiagramm zur Darstellung eines anderen Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Positionserkennungssystems;
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4 ein
Blockdiagramm zur Darstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels
des erfindungsgemäßen Positionserkennungssystems;
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5A und 5B Diagramme
zur Erläuterung
der Funktionsweise des Positionserkennungssystems von 4;
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6 ein
Blockdiagramm zur Darstellung eines bekannten Beispiels;
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7 ein
Blockdiagramm zur Darstellung eines anderen bekannten Beispiels,
und
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8 ein
Blockdiagramm zur Darstellung eines Beispiels einer Temperaturerkennungsschaltung,
die dem Ausführungsbeispiel
der 1 oder 3 hinzugefügt ist.
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In 1 kann
der Positionssensor 10 ein Positionssensor eines beliebigen
Typs sein, der einen einphasigen Erregungseingang und zweiphasige Ausgänge aufweist.
Der Positionssensor 10 kann beispielsweise ein herkömmlicher
bekannter Drehpositionsgeber mit oder ohne Bürsten sein. Alternativ kann
der Positionssensor 10 ein Positionssensor mit variabler
Reluktanz sein, wie beispielsweise ein "Microsyn" (Handelsbezeichnung), bei dem Primär- und Sekundärwicklungen
am Stator und keine Wicklungen am Rotor oder einem bewegbaren Teil
vorgesehen sind, oder es kann sich entweder um einem Drehpositionssensor
oder ein Linearpositionserkennungsteil handeln.
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Ein
in einem Erkennungsschaltungsabschnitt 11 erzeugtes einphasiges
Erregungswechselstromsignal (das zur Vereinfachung der Beschreibung
mit "–cosωt" bezeichnet ist)
wird an den Positionssensor 10 angelegt, um die Primärwicklung
W1 zu erregen. In dem Positionssensor 10 werden Wechselstromausgangssignale
in die zweiphasigen Sekundärwicklungen
W2s und W2c in Reaktion auf die Erregung der Primärwicklung
W1 induziert, und die jeweiligen induzierten Spannungspegel der
Signale weisen zweiphasige Funktionscharakteristiken auf, sinθ und cosθ, die einer
bestimmten zu erkennenden Position x entsprechen. Das heißt, die
induzierten Ausgangssignale der Sekundärwicklungen W2s und W2c werden
mit Amplituden ausgegeben, die durch die der zu erkennenden Position
x entsprechenden zweiphasigen Funktionscharakteristiken sinθ und cosθ moduliert
sind. Es wird hier davon ausgegangen, daß x = θ oder x proportional zu θ ist. Ferner
werden aus Gründen
der Vereinfachung der Beschreibung Koeffizienten, die andere Bedingungen betreffen,
wie beispielsweise die jeweiligen Windungen der Wicklungen, nicht
in Betracht gezogen, und die Sekundärwicklung W2s wird mit einer
Sinusphase angenommen, wobei ihr Ausgangssignal durch "sinθ·sinωt" wiedergegeben ist,
während
die andere Sekundärwicklung
W2c mit einer Cosinusphase angenommen wird, wobei ihr Ausgangssignal
durch "cosθ·sinωt" wiedergegeben ist.
Das heißt,
die Sekundärwicklung
W2s gibt ein erstes Wechselstromausgangssignal A(= sinθ·sindωt) aus,
das als Amplitudenwert einen der zu erkennenden Position x entsprechenden
ersten Funktionswert sinθ hat,
und die Sekundärwicklung
W2c gibt ein zweites Wechselstromausgangssignal B (= cosθ·sinωt) aus,
das als Amplitudenwert einen der zu erkennenden Position x entsprechenden
zweiten Funktionswert cosθ hat.
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Im
Erkennungsschaltungsabschnitt 11 zählt der Zähler 12 vorbestimmte
Hochgeschwindigkeitsimpulse CK, die Erregungssignalerzeugungsschaltung 13 erzeugt
ein Erregungswechselstromsignal (beispielsweise –cosωt) auf der Basis des Zählwerts des
Zählers 12,
und das erzeugte Wechselstromsignal wird an die Primärwicklung
W1 des Positionssensors 1 geliefert. Der Modulus des Zählers 12 entspricht
einem Zyklus des Erregungswechselstromsignals und es wird hierin
zur Vereinfachung der Beschreibung angenommen, daß der Zählwert "0" der Null-Phase des Referenz-Sinussignals
sinωt entspricht.
Davon ausgehend, daß ein
vollständiger
Zyklus des Referenz-Sinussignals sinωt von der Null-Phase zur maximalen
Phase während
eines Zählzyklus
des Zählers 12 von
Null bis zum Maximalwert erzeugt wird, wird jedes Erregungswechselstromsignal –cosωt von der
Erregungssignalerzeugungschaltung 13 mit einer um 90° gegenüber dem Referenz-Sinussignal
sinωt verzögerten Phase
erzeugt.
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Das
erste und das zweite Wechselstromausgangssignal A und B des Positionssensors 10 werden
an den Erkennungsschaltungsabschnitt 11 geliefert. Im Erkennungsschaltungsabschnitt 11 wird
das erste Wechselstromausgangssignal A (= sinθ·sinωt) in eine Phasenverschiebungsschaltung 14 eingegeben,
so daß es
in seiner elektrischen Phase um einen vorbestimmten Betrag (beispielsweise
90°) verschoben
wird, um so ein phasenverschobenes Wechselstromsignal A' (= sinθ·cosωt) zu erhalten.
Der Erkennungsschaltungsabschnitt 11 weist ferner Addier- und
Subtrahierschaltungen 15 und 16 auf. In der Addierschaltung 15 werden
das phasenverschobene Wechselstromsignal A' (= sinθ·cosωt) der Phasenverschiebungsschaltung 14 und
das vorgenannte zweite Wechselstromausgangssignal B (= cosθ·sinωt) addiert,
um als addiertes Ausgangssignal ein erstes elektrisches Ausgangssignal
Y1 zu erhalten, das durch die kurze Formel B + A' = cosθ·sinωt + sinθ·cosωt ausgedrückt werden kann. Andererseits
wird in der Subtrahierschaltung 16 eine Subtraktion zwischen
dem phasenverschobenen Wechselstromsignal A' (= sinθ·cosωt) der Phasenverschiebungsschaltung 14 und
dem vorgenannten zweiten Wechselstromausgangssignal B (= cosθ·sinωt) durchgeführt, um
als subtrahiertes Ausgangssignal ein zweites elektrisches Wechselstromsignal
Y2 zu erhalten, das durch die kurze Formel B – A' = cosθ·sinωt = sin(ωt – θ) ausgedrückt werden kann. Auf diese
Weise kann durch elektrische Verarbeitung das erste elektrische
Wechselstromsignal Y1 (= sin(ωt
+ θ)),
das eine elektrische Phase (+θ)
aufweist, die in positiver Richtung entsprechend der zu erkennenden
Position x verschoben ist, und das zweite elektrische Wechselstromsignal
Y2 (= sin(ωt – θ)) erhalten
werden, das eine elektrische Phase (–θ) aufweist, die entsprechend
der zu erkennenden Position x in negativer Richtung verschoben ist.
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Die
vorgenannten Ausgangssignale Y1 und Y2 der Addier- und Subtrahierschaltungen 15 und 16 werden
an Nulldurchgangserkennungsschaltungen 17 und 18 geliefert,
um die jeweiligen Nulldurchgangspunkte der Signale Y1 und Y2 zu
erkennen. Die Nulldurchgangserkennung erfolgt beispielsweise durch
Identifizieren eines Punkts, an dem sich das Signal Y1 oder Y2 von
einem negativen Wert zu einem positiven Wert verändert, d.h. einen Null-Phasenpunkt.
Von den Schaltungen 17 und 18 beim Erkennen jeweiliger
Nulldurchgangspunkte erzeugte Nulldurchgangserkennungsimpulse werden
als Halteimpulse LP1 und LP2 an entsprechende Halteschaltungen 19 und 20 geliefert.
Da, wie zuvor erwähnt,
der Modulus des Zählers 12 einem
Zyklus des Erregungswechselstromsignals entspricht und der Zählwert "0" einer Null-Phase des referenz-Sinussignals sinωt entspricht,
entsprechen derart in den Halteschaltungen 19 und 20 gehaltene
Daten D1 und D2 Phasendifferenzen der Ausgangssignale Y1 und Y2 in
Bezug auf das Referenz-Sinussignal sinωt. Ausgangsdaten der Halteschaltungen 19 und 20 werden an
eine Fehlerberechnungsschaltung 21 geliefert, die ihrerseits
eine Berechnung "(D1
+ D2)/2" durchführt. Diese
Berechnung kann in der Praxis durch Rechtsverschieben (Abwärtsverschieben)
der Summe der binären
Daten (D1 + D2" um
ein Bit durchgeführt
werden.
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Wenn
der Phasenschwankungsfehler durch "±d" widergegeben wird,
wobei mögliche
Einflüsse ungleicher
Drahtlängen
zwischen dem Positionssensor 10 und dem Erkennungsschaltungsabschnitt 11 und
Impedanzänderungen
durch Temperaturveränderungen
in den Wicklungen W1, W2s und W2c des Positionssensors 10 in
Betracht gezogen werden, können
die in dem Erkennungsschaltungsabschnitt 11 behandelten
vorgenannten Signale wie folgt ausgedrückt werden: A
= sinθ·sin(ωt ± d); A' =
sinθ·cos(ωt ± d); B = cosθ·sin(ωt ± d); Y1 = sin(ωt ± d + θ); Y2 = sin(ωt ± d – θ); D1 = ±d
+ θ;undD2 = ±d – θ.
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Da
die Phasendifferenzzählung
unter Verwendung des Referenz-Sinussignals sinωt als Referenzphase erfolgt,
enthalten die Phasendifferenzmeßdaten
D1 und D2 den Phasenschwankungsfehler "±d", wie zuvor erwähnt. Der
Phasenschwankungsfehler "±d" kann von der Fehlerberechnungsschaltung 21 unter
Verwendung des folgenden Ausdrucks berechnet werden: (D1
+ D2)/2 = {(±d
+ θ) +
(±d – θ)}/2 = ±2d/2 = ±d
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Daten,
die den von der Fehlerberechnungsschaltung 21 berechneten
Phasenschwankungsfehler "±d" angeben, werden
an eine Subtrahierschaltung 22 geliefert, wo die Daten "±d" von einem (D1) Satz der Phasendifferenzmeßdaten D1
und D2 abgezogen werden. Da die Subtrahierschaltung 22 die Substraktion "D1 – (±d)" durchführt, D1 – (±d) = ±d + θ – (±d) = θ,so
daß digitale
Daten erhalten werden, die eine genaue Phasendifferenz θ wiedergeben,
aus welcher der Phasenschwankungsfehler "±d" entfernt wurde. Aus
dem Vorhergehenden ist leicht zu ersehen, daß die vorliegende Erfindung
ermöglicht,
nur die genaue Phasendifferenz θ,
die der zu erkennenden Position x entspricht, durch Kürzen des
Phasenfluktuationsfehlers "±d" zu extrahieren.
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Dieses
Merkmal wird unter Bezugnahme auf die 2A und 2B näher beschrieben,
die an und um einen Null-Phasenpunkt Wellenformen des Sinussignals
sinωt,
das als Phasenmeßreferenz
verwendet wird, und des ersten und des zweiten Wechselstromsignals
Y1 und Y2 zeigen; 2A zeigt derartige Wellenformen
in dem Fall, daß der
Phasenschwankungsfehler positiv ist, während 2B derartige
Wellenformen in dem Fall zeigt, daß der Phasenschwankungsfehler
negativ ist. In dem in 2A dargestellten Fall ist die
Null-Phase des ersten Signals Y1 um "θ +
d" vor diejenige
des Referenz-Sinussignals sinωt
verschoben, und die dem entsprechenden Phasendifferenzerkennungsdaten
D1 geben eine zu "θ + d" äquivalente Phasendifferenz
wieder. Ferner ist die Null-Phase des zweiten Signals Y2 um "–θ + d" hinter diejenige des Referenz-Sinussignals sinωt verschoben,
und die dem entsprechenden Phasendifferenzerkennungsdaten D2 geben
eine zu "–θ + d" äquivalente Phasendifferenz
an. In diesem Fall berechnet die Fehlerberechnungsschaltung 21 einen Phasenschwankungsfehler "+d" auf der Basis von (D1 + D2)/2 = {(+d + θ) + (+d – θ)}/2 = +2d/2 = +d
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Anschließend führt die
Subtrahierschaltung 22 die Berechnung D1 – (+d) =
+d + θ – (+d) = θdurch,
um dadurch eine genaue Phasendifferenz θ zu extrahieren.
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Andererseits
eilt, wie im Fall von 2B dargestellt, die Null-Phase
des ersten Signals Y1 um "θ – d" derjenigen des Referenz-Sinussignals
sinωt voraus
und die dem entsprechenden Phasenerkennungsdaten geben eine zu "θ – d" äquivalente
Phasendifferenz wieder. Ferner läuft
die Null-Phase des zweiten Signals Y2 um "–θ – d" derjenigen des Referenz-Sinussignals
sinωt nach
und die dem entsprechenden Phasendifferenzerkennungsdaten geben eine
zu "–θ – d" äquivalente Phasendifferenz
wieder. In diesem Fall berechnet die Fehlerberechnungsschaltung 21 einen
Phasenfluktuationsfehler "+d" auf der Basis von (D1 + D2)/2 = {(-d + θ) + (–d – θ)}/2 = –2d/2 = –d
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Anschließend führt die
Subtrahierschaltung 22 die Berechnung D1 – (–d) = –d + θ – (–d) = θdurch,
um dadurch eine genaue Phasendifferenz θ zu extrahieren.
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Alternativ
kann die Subtrahierschaltung 22 die Subtraktion "D2 – (±d)" durchführen und
dadurch können
Daten (–θ) erhalten
werden, die im Prinzip ähnlich
dem Vorhergehenden eine genaue Phasendifferenz θ reflektieren.
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Wie
ebenfalls aus den 2A und 2B ersichtlich,
beträgt
die elektrische Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten
Signal Y1 und Y2 2θ,
was stets das Doppelte der genauen Phasendifferenz θ wiedergibt,
wenn der Phasenschwankungsfehler "±d" in den beiden Signalen
Y1 und Y2 gekürzt
wurden. Daher kann der Aufbau der Schaltung, welche die Halteschaltungen 19 und 20,
die Fehlerberechnungsschaltung 21, die Subtrahierschaltung 22 etc.
umfaßt,
gegebenenfalls derart modifiziert werden, daß die elektrische Phasendifferenz 2θ zwischen
dem ersten und dem zweiten Signal Y1 und Y2 direkt erhalten wird.
Beispielsweise können digitale
Daten, welche der elektrischen Phasendifferenz 2θ entsprechen, wobei die Phasenschwankungsfehler "±d" in den beiden Signalen Y1 und Y2 gekürzt wurden,
durch Verwendung eines geeigneten Mittels erhalten werden, mit dem
ein Zeitraum zwischen der Erzeugung des Pulses LP1, der einer Null-Phase
des von der Nulldurchgangserkennungsschaltung 17 erzeugten
ersten Signals Y1 entspricht, und der Erzeugung des Impulses LP2,
der einer Null-Phase des von der Nulldurchgangserkennungsschaltung 18 ausgegebenen
zweiten Signals Y2 entspricht, auszublenden und diese ausgeblendeten Zeiträume zu zählen. Anschließend können θ ent sprechende
Daten durch Abwärtsschieben
der digitalen Daten um ein Bit erhalten werden.
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Die
Halteschaltung 19 zum Halten von "+θ" und die Halteschaltung 20 zum
Halten von "–θ" in dem vorgenannten
Ausführungsbeispiel
wurden als den Zählausgang
des selben Zählers 12 haltend
beschrieben und es wurde nicht besonders auf das (positive oder
negative) Vorzeichen der gehaltenen Daten eingegangen. Das Vorzeichen
der Daten kann jedoch beliebig gewählt werden, indem eine geeignete Wahl
der Ausbildung entsprechend dem Geist der vorliegenden Erfindung
getroffen wird. Wenn beispielsweise der Modulus des Zählers 12 4069
(in dezimaler Angabe) beträgt,
genügt
es, als erforderliche Arithmetik die möglichen digitalen Zählwerte
0 bis 4095 mit Phasenwinkeln von 0° bis 360° in Verbindung zu bringen. Bei
dem einfachsten Beispiel kann die erforderliche Arithmetik durch
Verwenden des obersten Bits eines gezählten Ausgangs des Zählers 12 als
Vorzeichenbit und durch Setzen der digitalen Zählwerte von 0 bis 2047 in Beziehung
mit +0 bis +180° und
durch Setzen der digitalen Zählwerte
von 2048 bis 4095 in Beziehung mit –180 bis –0° erfolgen. Bei einem anderen
Beispiel können
durch die Eingabe- oder die Ausgabedaten der Halteschaltung 20 die digitalen
Zählwerte
4095 bis 0in Zweierkomplementen in Beziehung zu negativen Winkeldaten –360 bis –0° gesetzt
werden.
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Zwar
verwendet das zuvor beschriebene Ausführungsbeispiel den Positionssensor 10 mit
einphasiger Erregung und zweiphasigem Ausgang, um das erste und
das zweite Wechselstromsignal Y1 (= sin (ωt + θ)) und Y2 (= sin(ωt – θ) über die
elektrische Schaltung im Erkennungsschaltungsabschnitt 11 zu erzeugen,
dennoch kann ein Positionssensor mit drei- oder mehrphasigem Ausgang
verwendet werden.
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Es
entsteht kein besonderes Problem, wenn die zu erkennende Position
x stationär
ist; verändert sich
jedoch die Position mit der Zeit, verändert sich auch der entsprechende
Phasenwinkel θ mit
der Zeit. In einem derartigen Fall weist der Phasendifferenzwert θ zwischen
en jeweiligen Ausgangssignalen Y1 und Y2 der Addier- und Subtrahierschaltungen 15 und 16 statt
eines festen Werts dynamische Charakteristiken, die entsprechend
der Bewegungsgeschwindigkeit zeitlich variieren. Wenn dies durch θ(t) wiedergegeben
wird, können
die jeweiligen Ausgangssignale Y1 und Y2 ausgedrückt werden durch Y1
= sin{ωt ± d + θ(t)} Y2 = sin{ωt ± d – θ(t)}.
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Das
in der Phase vorauseilende Ausgangssignal Y1 verschiebt sich hinsichtlich
der Frequenz in Bezug auf die Frequenz des Referenz-Sinussignals sinωt in eine
Richtung, in der die Frequenz entsprechend "+θ(t)" ansteigt, während das
in der Phase nacheilende Ausgangssignal Y2 sich in der Frequenz gegenüber der
Frequenz des Referenz-Sinussignals sinωt in eine Richtung verschiebt,
in der die Frequenz entsprechend "–θ(t)" abnimmt. Da unter
derartigen dynamischen Charakteristiken die jeweiligen Perioden
der Signale Y1 und Y2 sich in jedem Zyklus des Referenz-Sinussignals
sinωt nacheinander
in entgegengesetzte Richtungen verschieben, unterscheiden sich die
gemessenen Zeitreferenzen der gehaltenen Daten D1 und D2 in den
Halteschaltungen 19 und 20, so daß die genauen
Phasenschwankungsfehler "±d" nicht durch einfache
Operationen der Schaltungen 21 und 22 ermittelt
werden können.
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Der
einfachste mögliche
Weg, ein derartiges Problem zu vermeiden ist es, die Funktion der
Vorrichtung von 1 derart zu beschränken, daß die Vorrichtung
Ausgangssignale ignoriert, die erhalten werden, wenn die zu erkennende
Position x sich mit der Zeit bewegt, und statt dessen die Position
x in einem stationären
Zustand unter ausschließlicher
Verwendung von Ausgangssignalen mißt, die im stationären Zustand
erhalten wurden. Die vorliegende Erfindung kann somit für einen
derartigen begrenzten Zweck ausgebildet sein.
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Wenn
jedoch der zu erkennende Gegenstand x beispielsweise eine Drehwelle
eines Motors ist, ist es üblicherweise
erforderlich, sich stetig ändernde
Positio nen des Motors zu erkennen. Es ist daher erwünscht, in
der Lage zu sein, jede Phasendifferenz θ entsprechend einer variierenden
zu erkennenden Position x selbst während der zeitlichen Veränderung
des Gegenstands genau zu erkennen. Im folgenden wird daher unter
Bezugnahme auf 3 eine Verbesserung der vorliegenden
Erfindung beschrieben, die, um das vorgenannte Problem zu lösen, in der
Lage ist, jede Phasendifferenz θ entsprechend
einer variierenden zu erkennenden Position x selbst während der
zeitlichen Veränderung
des Gegenstands genau zu erkennen.
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3 zeigt
auszugsweise eine Modifikation der Fehlerberechnungsschaltung und
der Subtrahierschaltung 21 und 22 in dem Erkennungsschaltungsabschnitt 11 der 1,
wobei die in der Figur nicht dargestellten Teile gleich denen in
der 1 sein können.
Wenn die zeitlich variierenden zu erkennenden Position x entsprechende
Phasendifferenz θ durch
+θ(t) und –θ(t) wiedergegeben
wird, können die
Ausgangssignale Y1 und Y2 wie zuvor erwähnt ausgedrückt werden. Die Phasendifferenzmeßdaten D1
und D2, die durch die Halteschaltungen 19 und 20 erhalten
werden, sind dann D1 = ±d + θ(t) D2
= ±d – θ(t)
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In
diesem Fall variiert "±d + θ(t)" wiederholt über die
Zeit in positiver Richtung über
einen Bereich von 0 bis 360° in
Reaktion auf die zeitliche Schwankung der Phasendifferenz θ, während "±d – θ(t)" in Reaktion auf die zeitliche Schwankung
der Phasendifferenz θ wiederholt über die
Zeit in negativer Richtung über
einen Bereich von 360° bis
0° variiert.
Obwohl sich manchmal ±d
+ θ(t) ≠ ±d – θ(t) resultiert, überschneiden
die Schwankungen der beiden Daten einander zu anderen Zeiten, so
daß ±d + θ(t) = ±d – θ(t) gilt.
Wenn ±d
+ θ(t)
= ±d – θ(t) gilt,
sind die Ausgangssignale Y1 und Y2 in Phase und die Halteimpulse
LP1 und LP2, die der jeweiligen Nulldurchgangserkennungszeitgebung der
Signale Y1 und Y2 entsprechen, werden mit der gleichen Zeitgebung
erzeugt.
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In 3 erkennt
eine Koinzidenzerkennungsschaltung 23 eine Koinzidenz zwischen
der Erzeugungszeitgebung der Halteimpulse LP1 und LP2, die der jeweiligen
Nulldurchgangserkennungszeitgebung der Ausgangssignale Y1 und Y2
entspricht, und erzeugt einen Koinzidenzerkennungsimpuls EQP bei der
Erkennung einer derartigen Koinzidenz. Eine Schaltung 24 zur
Bestimmung der zeitlichen Veränderung
stellt mittels einer optionalen Einrichtung (beispielsweise eine
Einrichtung zum Erkennen des Vorhandenseins oder des Fehlens einer
zeitlichen Veränderung
im Wert einer der Phasendifferenzmeßdaten D1) fest, daß die zu
erkennende Position x sich im zeitlich variierenden Modus befindet,
und gibt ein Zeitveränderungsmodussignal
TM bei einer derartigen Erkennung aus.
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Zwischen
der Fehlerberechnungsschaltung 21 und der Subtrahierschaltung 22 ist
eine Wähleinrichtung 25 vorgesehen,
so daß,
wenn kein Zeitveränderungsmoldussignal
TM erzeugt wird (TM = "0"), d.h. wenn die
zu erkennende Position x sich nicht über die Zeit verändert, das
von der Fehlerberechnungsschaltunq 21 an den Wähleinrichtungseingang B
angelegte Ausgangssignal zum Liefern an die Subtrahierschaltung 22 gewählt wird.
Wenn der Eingang B der Wähleinrichtung 25 gewählt wird,
arbeitet die Schaltung von 3 äquivalent
der Schaltung von 1; d.h., wenn die zu erkennende
Position x ruht, d.h. sich nicht bewegt, werden die Ausgangsdaten der
Berechnungsschaltung 21 direkt der Subtrahierschaltung 22 über den
Eingang B zugeführt,
so daß die
Schaltung wie in 1 arbeitet.
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Wenn
dagegen das Zeitveränderungsmodussignal
TM erzeugt wird (TM = "1"), d.h. wenn sich die
zu erkennende Position x über
die Zeit verändert, wird
das von der Halteschaltung 26 an den Wähleinrichtungseingang A angelegte
Ausgangssignal zum Liefern an die Subtrahierschaltung 22 gewählt. Sobald
der Koinzidenzerkennungsimpuls EQP erzeugt wird, während das
Modussignal "1" ist, wird eine UND-Bedingung
in einem UND-Gatter 27 erfüllt, das somit in Re aktion
auf den Koinzidenzerkennungsimpuls EQP einen Impuls ausgibt. Der
Ausgangsimpuls des UND-Gatters 27 wird als Haltebefehl
an die Halteschaltung 26 ausgegeben, welche die Ausgangszähldaten
des Zählers 12 in
Reaktion auf den Haltebefehl speichert. Da, wenn der Koinzidenzerkennungsimpuls
EQP erzeugt wird, das Ausgangssignal des Zählers 12 gleichzeitig
in beiden Halteschaltungen 19 und 20 gespeichert
wird, ist D1 = D2 erfüllt, und
somit sind die in der Halteschaltung 26 gespeicherten Daten äquivalent
zu D1 oder D2 (vorausgesetzt, daß D1 = D2).
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Da
ferner der Koinzidenzerkennungsimpuls EQP erzeugt wird, sobald die
jeweilige Nulldurchgangserkennungszeitgebung der Ausgangssignale Y1
und Y2 zusammenfällt,
d.h. sobald "±d + θ(t) = ±d – θ(t)" erfüllt ist,
sind die in Reaktion auf den Impuls EQP in der Halteschaltung 26 gehaltenen
Daten äquivalent
zu D1 oder D2 (vorausgesetzt, daß D1 = D2) und daher äquivalent
zu: (D1 + D2)/2
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Dies
bedeutet (D1 + D2)/2 = {(±d + θ(t)} + {(±d – θ(t)}/2 = 2(±d)/2 = ±dund bedeutet somit
ferner, daß die
in der Halteschaltung 26 gehaltenen Daten eine genaue Angabe
des Phasenschwankungsfehlers "±d" sind.
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Wenn
die zu erkennende Position x zeitlich variiert, werden somit Daten,
welche den Phasenschwankungsfehler "±d" genau angeben, in
Reaktion auf den Koinzidenzerkennungsimpuls EQP in der Halteschaltung 26 gehalten
und die Ausgangsdaten der Halteschaltung 26 werden über den
Eingang A an die Subtrahierschaltung 22 geliefert. Daher
kann die Subtrahierschaltung nur die Da ten θ (θ(t) in dem Fall, daß die Position
x zeitlich variiert) erhalten, welche nur der Position x genau entsprechen
und aus denen der Phasenschwankungsfehler "±d" eliminiert wurde.
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Bei
dem modifizierten Beispiel der 3 kann das
UND-Gatter 27 entfallen, so daß der Koinzidenzerkennungsimpuls
EQP direkt an den Haltesteuereingang der Halteschaltung 26 angelegt
wird.
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Ferner
kann, wie durch einen gestrichelten Pfeil dargestellt, die Halteschaltung 26 die
Ausgangsdaten "±d" der Fehlerberechnungsschaltung 21 anstelle
der Ausgangszähldaten
des Zählers 12 speichern.
In diesem Fall ist die Ausgangszeitgebung der Ausgangsdaten der
Berechnungsschaltung 21 gegenüber der Erzeugungszeitgebung
des Koinzidenzerkennungsimpulses EQP aufgrund von betrieblichen
Verzögerungen
der Halteschaltungen 19 und 21 und der Berechnungsschaltung 21 leicht
verzögert,
weshalb es vorzuziehen ist, den Ausgang der Berechnungsschaltung 21 in
der Halteschaltung 26 zu speichern, nachdem dieser einer
entsprechenden Anpassung hinsichtlich der zeitlichen Verzögerung unterzogen
wurde.
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Es
ist ebenfalls ersichtlich, daß es
in dem Fall, daß der
Erkennungsschaltungsabschnitt 11 so aufgebaut ist, daß er nur
dynamische Charakteristiken berücksichtigt,
möglich
ist, die Schaltung 21 und die Wähleinrichtung 25 der 3 und
eine der Halteschaltungen 19 oder 20 der 1 entfallen
zu lassen.
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4 zeigt
ein anderes Ausführungsbeispiel der
Phasendifferenzerkennungsfunktion, die auf das Kürzen des Phasenschwankungsfehlers "±d" abzielt, wobei wie in dem Ausführungsbeispiel
der 1 ein Positionssensor 10 mit einphasiger
Erregung und zweiphasigem Ausgang verwendet wird.
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Das
erste und das zweite Wechselstromausgangssignal A und B werden in
einen Erkennungsschaltungsabschnitt 40 eingeleitet. Das
erste Wechselstromausgangssignal A (= sinθ·sinωt) wird in eine Phasenverschiebungsschaltung 14 des
Abschnitts 40 eingegeben, in der die elektrische Phase
um einen vor bestimmten Betrag verschoben wird, um ein phasenverschobenes
Wechselstromsignal A' (= sinθ·cosωt) zu liefern.
In einer Subtrahierschaltung 16 erfolgt eine Subtraktion
zwischen dem phasenverschobenen Wechselstromsignal A' (= sinθ·cosωt) und dem
zweiten Wechselstromausgangssignal B (= cosθ sinωt), um ein Wechselstromsignal
Y2 liefern, das durch die kurze Formel B – A' = cosθ·sinωt – sinθ·cosωt = sin(ωt – θ) ausgedrückt werden kann. Das Ausgangssignal
Y2 der Subtrahierschaltung 16 wird einer Nulldurchgangserkennungsschaltung 18 zugeführt, so
daß ein
Halteimpuls LP2 bei der Erkennung eines Nulldurchgangspunkts ausgegeben
wird und an eine Halteschaltung 20 geliefert wird.
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Das
Ausführungsbeispiel
der 4 unterscheidet sich von dem der 1 hinsichtlich
der Referenzphase, die zum Messen des Phasendifferenzbetrags θ zu einem
Wechselstromsignal Y2 (= sin(ωt – θ)) verwendet
wird, welches die der zu erkennenden Position x entsprechende Phasendifferenz
enthält.
Genauer gesagt ist bei dem Ausführungsbeispiel
nach 1 die zum Messen des Phasendifferenzbetrags θ verwendete
Referenzphase die Null-Phase des Referenz-Sinussignals sinωt, das nicht in den Positionssensor 10 eingegeben
wird und somit nicht den Phasendifferenzfehler "±d" enthält, der
durch verschiedene Faktoren wie das Variieren der Drahtimpedanz
aufgrund von Temperaturänderungen
etc. bewirkt wird. Daher bildet das Ausführungsbeispiel nach 1 zwei
Wechselstromsignale Y1 (sin(ωt
+ θ)) und
Y2 (= sin(ωt – θ)) und kürzt den Phasenschwankungsfehler "±d" durch Berechnen der Phasendifferenz
zwischen den beiden Signalen. Dagegen ist das Ausführungsbeispiel
nach 4 derart ausgelegt, daß es den Phasenschwankungsfehler "±d" eliminiert, indem es auf der Basis
des ersten und des zweiten Ausgangssignals A und B des Positionssensors 10 die
Referenzphase, die zum Messen des Phasendifferenzbetrags θ zu verwenden ist,
derart bildet, daß die
Referenzphase selbst den Fehler "±d" enthält.
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Genauer
gesagt werden in dem Erkennungsschaltungsabschnitt 40 von 4 das
aus dem Positionssensor 10 ausgegebene erste und zweite
Ausgangssignal A und B in Nulldurchgangserkennungsschaltungen 41 und 42 eingegeben,
die jeweils einen Nulldurchgang des entsprechenden Eingangssignals erkennen.
Es wird hier angenommen, daß jede
der Erkennungsschaltungen 41 und 42 einen Nulldurchgangserkennungsimpuls
in Reaktion auf sowohl einen positiv gerichteten Nulldurchgangspunkt,
an dem sich die Amplitude des entsprechenden Eingangssignals A oder
B von einem negativen Wert zu einem positiven Wert ändert (sozusagen
0° Phase),
als auch einen negativ gerichteten Nulldurchgangspunkt, an dem sich
die Amplitude des entsprechenden Eingangssignals A und B von einem
positiven Wert zu einem negativen Wert verändert (sozusagen 180° Phase).
Der Grund ist, daß,
da sinθ und
cosθ, welche
die positive oder negative Polarität der Amplitude jedes Signals
A und B bestimmen, in Reaktion auf den Wert von θ positiv oder negativ werden,
es zumindest erforderlich ist, einen Nulldurchgang für alle 180° zu erkennen,
um Nulldurchgangspunkte für
alle 360° auf der
Basis der Kombination der beiden Signale zu erkennen. Die von den
beiden Nulldurchgangserkennungsschaltungen 41 und 42 ausgegebenen
Nulldurchgangserkennungsimpulse werden von einer ODER-Schaltung 43 ODER-verknüpft und
das resultierende Ausgangssignal der ODER-Schaltung 43 wird
einer geeigneten ½-Frequenzteiler-/Impulsschaltung 44 derart
zugeführt
(die beispielsweise eine ½-Frequenzteilerschaltung,
wie beispielsweise ein T-Flipflop, und ein Impulse ausgebendes UND-Gatter
aufweisen kann), daß jeder
zweite Nulldurchgangserkennungsimpuls herausgenommen wird, so daß der Nulldurchgang
für alle
360°, d.h.
der Nulldurchgangserkennungspunkt, der nur der Null-Phase entspricht,
als Referenzphasensignalimpuls RP ausgegeben wird. Dieser Impuls
RP wird an den Rücksetzeingang
eines Zählers 45 angelegt,
der kontinuierlich vorbestimmte Taktimpulse CK zählt. Der Zähler 45 wird bei jedem
Anlegen des Referenzphasenimpulses RP auf "0" rückgesetzt.
Der Zählwert
des Zählers 45 wird
der Halteschaltung 20 zugeführt, in der er mit der Erzeugungszeitgebung
des Halteimpulses LP2 gehalten wird. Anschließend werden die derart in der
Halteschaltung 26 gehaltenen Daten D als der zu erkennenden
Position x entsprechende Meßdaten
der Phasendifferenz θ ausgegeben.
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Das
erste und das zweite Ausgangssignal A und B des Positionssensors 10 werden
durch A = sinθ·sinωt und B
= cosθ·sinωt ausgedrückt, und
sind mit einander phasengleich. Daher sollten jeweilige Nulldurchgangspunkte
mit der selben Zeitgebung erkannt werden; tatsächlich kann jedoch der Amplitudenpegel
jedes der Signale "0" oder nahe "0" werden, da die Amplitudenkoeffizienten
in sinθ und
cosθ variieren,
so daß es
praktisch unmöglich
ist, einen Nulldurchgangspunkt eines der Signale zu erkennen. Dieses
Ausführungsbeispiel
ist somit dadurch gekennzeichnet, daß eine Nulldurchgangserkennungsverarbeitung
jedes der beiden Wechselstromausgangssignale A (= sinθ sinωt) und B
(= cosθ·sinωt) durchgeführt wird
und die Nulldurchgangserkennungsausgänge der beiden Signale ODER-verknüpft werden,
so daß es
selbst wenn aufgrund des geringen Amplitudenpegels kein Nulldurchgang
eines der Signale erkannt werden kann, möglich ist, das Nulldurchgangserkennungsausgangssignal
des anderen Signals mit einem relativ hohen Amplitudenpegel zu erkennen.
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Wenn
bei dem Ausführungsbeispiel
von 4 de durch die Schwankung der Drahtimpedanz des
Positionssensors 10 etc. verursache Phasenschwankung beispielsweise "–d" ist, ist das aus der Subtrahierschaltung 16 ausgegebene
Wechselstromsignal Y2 sin(ωt – d – θ), wie in 5A dargestellt.
In diesem Fall nehmen die Ausgangssignale A und B des Positionssensors 10 jeweilige
Amplitudenwerte sinθ und
cosθ entsprechend
dem Winkel θ an und
enthalten jeweilige Phasenschwankungsfehler, die durch A = sinθ·sin(ωt – d) und
B = cosθ sin(ωt – d) wiedergegeben
sind, wie in 5B dargestellt. Daher ist das
Referenzphasensignal RP, das mit einer Zeitgebung gemäß 5C auf
der Basis der Nulldurchgangserkennung erhalten wird, um den Schwankungsfehler "–d" gegenüber einer Null-Phase des normalen
Referenz-Sinussignals sinωt
verschoben. Somit wird ein genauer Winkelwert θ, der von dem Schwankungsfehler "–d" frei ist, durch das Messen des Phasendifferenzbetrags
im ausgegebenen Wechselstromsignal Y2 (= sin(ωt – d – θ)) der Subtrahierschaltung 16 erhalten.
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Bei
einem als Drehsensor aufgebauten Positionssensor 10 sind
verschiedene hochauflösende Drehsensoren,
bei denen der Phasenwinkel θ eine mehrzyklische
Variation pro Umdrehung aufweist, zusätzlich zu denjenigen bekannt,
bei denen der Phasenwinkel θ eine
einzyklische Variation aufweist; das Prinzip der vorliegenden Erfindung
kann selbstverständlich
auch auf derartige hochauflösende
Sensoren angewandt werden. Ferner ist ein derartiges Verfahren bekannt,
das die Erkennung absoluter Drehpositionen über mehrere Umdrehungen ermöglicht, indem
mehrere Drehpositionssensoren vorgesehen werden, an welche die Drehung
einer den zu erkennenden Gegenstand bildenden Drehwelle mit verschiedenen
Transmissionsverhältnissen übermittelt wird.
Die vorliegende Erfindung ist ebenfalls auf dieses Verfahren anwendbar,
wenn Positionserkennungsdaten jedes der Drehsensoren durch das Phasendifferenzerkennungsverfahren
erhalten werden. Es sollte ersichtlich sein, daß die vorliegende Erfindung
auf Linearpositionserkennungsvorrichtungen sowie auf Dreherkennungsvorrichtungen
in jeder Stufe anwendbar ist, in der Linearpositionsdaten durch
das Phasendifferenzerkennungsverfahren erhalten werden.
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Nachdem
Vorrichtungsbedingungen wie die Drahtlänge des Wicklungsbereichs 10 eingestellt wurden,
hängt die
Impedanzschwankung primär
von der Temperatur ab. Der genannte Phasenschwankungsbetrag ±d gibt
sodann Daten wieder, die eine Temperatur in der Umgebung des Linearpositionsdetektors
angeben. Die Vorrichtung mit der Schaltung 21 zum Berechnen
des Phasenschwankungsbetrags ±d,
wie in dem Ausführungsbeispiel
der 1 und 3, kann den berechneten Phasenschwankungsbetrag ±d erforderlichenfalls
als Temperaturerkennungsdaten ausgeben.
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Wie
beispielsweise in 8 dargestellt können Temperaturerkennungsdaten
TEM durch Eingeben der Ausgangsdaten ±d der Schaltung 21 (der 1 oder 3)
in eine Verarbeitungsschaltung 28 erhalten werden, welche
die erforderlichen arithmetischen Operationen ausführt, wobei
sie als Parameter PARA die Drahtlänge des Wicklungsabschnitts 10 und
andere Bedingungen verwendet. Da die Daten ±d selbst mehr oder weniger
mit der Temperatur zusammenhängen,
können
diese Daten ±d
direkt als Temperaturerkennungsdaten TEM bei Anwendungen verwendet
werden, bei denen keine hohe Genauigkeit bei der Temperaturerkennung
erforderlich ist.
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Die
derartig aufgebaute vorliegende Erfindung kann somit unter Verwendung
eines einzelnen Positionsdetektors vorteilhafterweise nicht nur
eine Position eines Gegenstandes, sondern auch Daten TEM erkennen,
welche die Temperatur in der Umgebung des Gegenstands angeben. Die
vorliegende Erfindung kann einen Mehrzweck- oder Multifunktionssensor
schaffen, der bisher nicht entwickelt wurde. Selbstverständlich erreicht
die vorliegende Erfindung den großen Vorteil, daß sie zuverlässig auf
eine Position eines Gegenstands eine hochgenaue Erkennung ermöglicht,
ohne durch Impedanzschwankungen des Sensors durch Temperaturänderungen
und die Drahtlänge
beeinflußt
zu werden.
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Die
beschriebene vorliegende Erfindung erreicht den großen Vorteil,
daß sie
in Reaktion auf eine zu erkennende Position eine hochgenaue Erkennung ermöglicht,
ohne durch Impedanzänderungen
des Sensors durch Temperaturänderungen
und ungleiche Längen
der Drähte
beeinflußt
zu werden. Da die vorliegende Erfindung auf dem Verfahren des Messens
einer Phasendifferenz in Wechselstromsignalen basiert, erreicht
sie ferner eine Positionserkennung mit einer überlegenen Hochgeschwindigkeitsreaktionseigenschaft.