DE3619285A1 - Elektronische schaltung zur gewinnung von drehzahlsignalen und drehwinkelinformationen aus einem funktionsdrehmelder nach dem amplitudenverfahren - Google Patents

Description

Gattung des Anmeldegegenstandes:

Die Erfindung betrifft eine elektronische Schaltung für die Ansteuerung und Auswertung von Funktionsdrehmeldern - im folgenden Resolver genannt -, bzw. die Umsetzung der hierbei gewonnenen Signale in analoge Drehzahlinformationen sowie in analoge und/oder digitale Drehwinkelinformationen.

Angaben zur Gattung:

Die Schaltung soll bewirken, daß für den Betrieb eines bür­ stenlosen Servomotors zusammen mit einem Drehzahlregelver­ stärker und evtl. einer Positioniersteuerung außer einem Resolver keine weiteren Rückmeldegeräte (Kommutierungssen­ soren, Tachogenerator, Impulsgeber oder digitale Winkelco­ dierer) am Motor angebracht sein müssen. Es liegt die Idee zugrunde, alle zum Betrieb der Servoanlage benötigten Infor­ mationen (für Kommutierung, Drehzahlregelung und evtl. Posi­ tionierung) von einem einzigen Geber abzuleiten, der elek­ trisch und mechanisch zudem als besonders robust gilt.

Stand der Technik mit Fundstellen:

Es gibt zu diesem Zweck bereits digitale Schaltgruppen von verschiedenen Herstellern, meist in hybrider Bauform (z. B. 1524 von Analog Devices), von denen der Hersteller behauptet, es stünde auch ein Tachosignal zur Verfügung. Es hat sich jedoch herausgestellt, daß die Qualität dieses Signals zur Drehzahlregelung eines Servoantriebs in der Regel nicht ausreicht, z. B. wegen ungenügender Laufruhe bei kleinen Drehzahlen oder zu großem Umkehrfehler, sowie wegen zu nie­ driger Grenzfrequenz. Der Grund hierfür liegt in der direkten, digitalen Signalverarbeitung. Außerdem ist der Kaufpreis dieser Schaltungen meist höher als ein vollwertiger, ent­ sprechender Signalgeber (Tachogenerator) am Motor.

Ein Hersteller von Servoverstärkern (Firma ElGe, Mailand) benutzt bereits ein analoges Verfahren zur Ableitung von Tachosignalen aus einem Resolver. Dieses Verfahren basiert jedoch auf der phasenmäßigen Auswertung der Resolversignale (im Gegensatz zum erheblich störunanfälligerem Amplituden­ verfahren) und benötigt wegen der Phasenempfindlichkeit elektronische Leitungstreiberschaltungen, die räumlich nahe, am Resolver, also in Motornähe untergebracht sein müssen. Diese Forderung reduziert wegen der thermischen Empfindlichkeit der Treiber die Robustheit des Antriebs ganz erheblich und macht damit den Hauptvorteil des Resolvers zunichte.

Aufgabe:

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Auswertung der Resolversignale auf jeden Fall phasenunabhängig und frei von der Notwendigkeit von Leitungstreibern zu machen (d. h. die Schaltung muß im Hinblick auf den Resolver rein nach dem Amplitudenverfahren arbeiten) und dennoch das Tachosignal auf analogem Weg zu erzeugen.

Lösung:

Bei der Amplitudenauswertung der Resolversignale ist ein Modulator nötig, der 2 Trägerschwingungen genau sinus- und cosinusförmig nach einem vorgegebenen Argument amplituden­ moduliert. Die Neuartigkeit der Schaltung besteht darin, daß die exakte Einhaltung der gewünschten Sinus- und Cosinusfunk­ tion nicht - wie bisher - auf digitale Art gelöst wird (z. B. durch Aufruf der Sinusfunktionen aus einem Festwertspeicher), sondern durch ständiges Generieren einer höherfrequenten Sinus- und Cosinusschwingung, die sehr leicht und mit der nötigen Genauigkeit mit einem RC-Oszillator zu erzeugen ist. Ein Synchrongleichrichter, dessen Phasenlage frei zu der genannten Schwingung verschiebbar ist, ruft dann jeweils genau einander zugeordnete Sinus- und Cosinusfunktionswerte des gewählten Winkels aus den Schwingungszügen ab. Mit den so erhaltenen Funktionswerten lassen sich die Trägerschwingungen leicht amplitudenmodulieren.

Weitere Ausgestaltung der Erfindung:

Die Schaltung nach Anspruch 1 erzeugt Drehwinkelinformationen in linearisierter Form (2 dreieckförmige Signale mit 90° Phasenversatz). Hierdurch erübrigt sich das bei der Umwandlung der Drehwinkelinformation in Digitalform sonst übliche Sinus- Funktionsnetzwerk (Festwertspeicher). Stattdessen ist in der Schaltung nach Anspruch 2 nur ein einfacher, linearer, multi­ plizierender D/A-Wandler notwendig.

Weiterhin läßt sich aufgrund des Tachosignals aus der Schal­ tung nach Anspruch 1 ein Nachlaufen des Zählers hinter dem tatsächlichen Stand (vor allem bei großen Drehwinkelgeschwin­ digkeiten) dadurch vollständig kompensieren, daß das Tacho­ signal zusätzlich auf den Steuereingang des Taktgenerators einwirkt und sich damit ein Eingreifen der Regelschleife aufgrund eines weiterschreitenden Drehwinkels weitgehend erübrigt.

Erzielbare Vorteile:

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbe­ sondere darin, daß außer einem Resolver keine weiteren Bau­ teile am Servomotor angebracht sein müssen, sondern alle zum Betrieb des Servos benötigten Signale (Informationen für die Kommutierung, Drehzahlistwert, Drehwinkelistwert) in voll­ wertiger Form von den Ausgängen der beschriebenen Schaltung entnommen werden können. Im Gegensatz zu bereits bekannten Lösungen arbeitet die Schaltung erheblich störsicherer und kostengünstiger.

Beschreibung eines Ausführungsbeispiels:

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.

Fig. 1 zeigt den Stromlaufplan einer Ausführung der Schaltung nach Anspruch 1.

Ein amplitudenstabilisierter RC-Oszillator 1 erzeugt 2 sinus­ förmige Spannungen, die genau um 90° gegeneinander versetzt sind und die 4fache Frequenz der späteren Resolver-Träger­ schwingung haben (18 kHz). Dieser Oszillator wird im folgenden Quadrantenoszillator genannt.

Ein weiterer, ähnlich aufgebauter Oszillator wird von der Baugruppe 2 dargestellt. Die Frequenz läßt sich jedoch, im Gegensatz zum Oszillator 1 durch eine angelegte Gleichspannung steuern und beträgt 18 kHz ±400 Hz, d. h. sie kann geringfügig um die konstante Frequenz des Oszillators 1 herum nach oben und unten variiert werden. Dieser Oszillator wird im folgenden VCO genannt. Auch dieser gibt 2 sinusförmige Signale ab, die um 90° gegeneinander versetzt sind.

Eine Gruppe von 2 Komparatoren 3 a und 3 b formt aus den ur­ sprünglich sinusförmigen Signalen des VCO's Spannungen mit rechteckförmigem Verlauf. Diese dienen zur Ansteuerung von 4 Analogschaltern 4 a bis 4 d, die jeweils zwischen den phasen­ richtigen und den hierzu invertierten Signalen des Quadran­ tenoszillators umschalten. Zur Entkopplung von Oszillator und Analogschalter, bzw. zur Invertierung sind die Spannungsfolger 5 a und 5 b, bzw. die Inverter 5 c und 5 d zwischengeschaltet.

Die Ausgangsspannungen von je zwei Analogschaltern 4 a und 4 b, sowie 4 c und 4 d werden addiert und den Tießpaßfiltern 6 a und 6 b zugeführt. Es läßt sich mathematisch zeigen, daß an den Ausgängen der Tiefpaßfilter Gleichspannungen anstehen, deren Höhe sich nach der Sinus- bzw. Cosinusfunktion der Phasen­ differenz richtet, die gerade zwischen den Signalen des Quadrantenoszillators und des VCO's besteht. Es wird später gezeigt, daß bei eingeschwungener Schaltung außerdem die hier anstehenden Spannungen eine Winkelinformation enthalten, die genau dem mechanischen Drehwinkel des Resolvers entspricht. Es ist sehr leicht möglich, die hier anstehenden Spannungen in einer speziellen Modulatorschaltung z. B. für die Kommutierung bürstenloser Servomotoren zu verwenden. Die Signale sind daher zum Ausgang A 1 der Schaltung herausgeführt. Außerdem werden die Signale der Tiefpaßfilter in den Invertern 6 c, 6 d inver­ tiert.

Eine weitere Komparatorengruppe 3 c, 3 d erzeugt auch aus den sinusförmigen Signalen des Quadrantenoszillators 1 Spannungen mit rechteckförmigem Verlauf. Dem Komparator 3 d ist ein zweistufiges Schieberegister mit invertierender Rückkopplung nachgeschaltet.

Dieses teilt die Frequenz des Oszillators 1 um den Faktor 4 auf die Trägerfrequenz des Resolvers (4,5 kHz) herunter und steuert mit dieser Frequenz die Analogschalter 8 a und 8 b, die am Ausgang der Tiefpässe 6 a bis 6 d liegen. So entsteht am Ausgang der Analogschalter eine rechteckförmige Trägerschwin­ gung mit einer Frequenz von 4,5 kHz, deren Amplitude sinus- oder cosinusförmig von der Phasendifferenz der Oszillatoren 1 und 2 moduliert wird. Zwei Tiefpaßfilter 9 a und 9 b entfernen weitgehend die unerwünschten Oberwellen aus dem Spektrum der rechteckförmigen Trägerschwingung, so daß ein annähernd sinus­ förmiger Verlauf entsteht.

Über die Inverter 10 a und 10 b werden schließlich die Gegen­ taktendstufen 11 a bis 11 d angesteuert, die wiederum an die Eingangswicklungen des Resolvers 12 angeschlossen sind.

Das vom Resolver zurückgelieferte Signal wird zunächst durch den Übertrager 13 und den nachgeschalteten Differenzverstärker 14 weitgehend von unerwünschten Gleichtakt-Störsignalen befreit. Das übriggebliebene Nutzsignal, sowie dessen Inver­ tierung wird einem Analogschalter zugeführt, der genau im Takt der Trägerschwingung umschaltet (Prinzip des Synchrongleich­ richters). Wegen verschiedener Phasendrehungen der Träger­ schwingungen in Filtern, bzw. im Resolver selbst erfolgt das Umschalten um 90° phasenversetzt gegenüber der ursprünglichen Trägerphase. Dieses phasenverschobene Signal wird ebenfalls dem Schieberegister 7 entnommen.

Ein nachgeschaltetes Tiefpaßfilter 15 befreit das Signal von unerwünschten Wechselspannungsresten. Die hier anstehende Spannung ist ein Maß für die Abweichung der Phasendifferenz der beiden Oszillatoren 1 gegen 2 vom tatsächlichen mecha­ nischen Drehwinkel des Resolvers, d. h. solang die Ausgangs­ spannung des Filters Null ist, ist die Phasendifferenz der Oszillatoren ein genaues Abbild des Resolverdrehwinkels. Damit die Spannung auch bei Null bleibt, wird diese dem Regelver­ stärker 16 zugeführt, der seinerseits die Frequenz des VCO's steuert, d. h. der Regelverstärker sorgt dafür, daß die Phasen­ differenz der Oszillatoren immer genau der mechanischen Drehung des Resolvers folgt.

Der Regler 16 hat PI-Zeitverhalten, so daß auch kleinste Änderungen ausgeregelt werden und bei hohen Drehzahlen keine Schleppfehler entstehen.

Mit Hilfe der 4 Komparatoren 3 a bis 3 d, sowie 4 Exklusiv-Oder- Gattern 17 a bis 17 d, 4 Analogschaltern 18 a bis 18 d, 2 Refe­ renzspannungsquellen 19 a, 19 b und 2 Tießpaßfiltern 20 a und 20 b mit je 2 summierenden Eingängen läßt sich die Phasendifferenz der beiden Oszillatoren, bzw. der Drehwinkel des Resolvers in analoger Form darstellen; am Ausgang der Tiefpaßfilter ent­ stehen Spannungen, die einen streng linearen, dreieckförmigen Verlauf aufweisen, wobei auch hier ein Phasenversatz von 90° zwischen den Signalen vorliegt.

An dieser Stelle kann die Digitalisierungsstufe nach Anspruch 2 angeschlossen werden (Ausgang A 2 der Schaltung).

Zur Gewinnung des Tachosignals werden die dreieckförmigen Spannungen den Differenzierstufen 21 a und 21 b zugeführt, wobei Ströme mit rechteckförmigem Verlauf und drehzahlproportionaler Höhe entstehen. Zwei 4stufige Analogschalter 22 a und 22 b setzen mit Hilfe eines Komparators 23 und eines Strom/Span­ nungsumformers 24 die jeweils richtigen Abschnitte der beiden Rechtecksignale zu einer Gleichspannung zusammen, wobei zu einer vollständigen Umdrehung des (2poligen) Resolvers jeweils 4 Abschnitte gehören. Die Schaltung arbeitet bei Resolvern mit höherer Polzahl entsprechend höherfrequent.

Das so gebildete Tachosignal steht am Ausgang A 3 der Schaltung zur Verfügung.

Erweiterung des Ausführungsbeispiels nach Anspruch 2:

Fig. 2 zeigt den Stromlaufplan einer Digitalisierungs­ stufe nach Anspruch 2.

Die Schaltung besteht zunächst aus einem steuerbaren Breit­ band-Impulsgenerator TG 25 mit V-förmiger Übertragungskenn­ linie, d. h. die Impulsfrequenz ist streng proportional zum Betrag der eingegebenen Steuerspannung; bei Null wird kein Impuls abgegeben. Der Nulldurchgang wird jedoch erfaßt und gesondert verarbeitet (U/D-Signal).

Die Taktimpulse des Taktgenerators 25 und das U/D-Signal werden dem Vorwärts-/Rückwärts-Zähler 26 zugeführt. Ein Zwischenspeicher 27 übernimmt im 18 kHz-Takt den Stand des Zählers und hält diesen für eine Dauer von ca. 52 usec fest.

Zu Beginn dieser Zeitperiode werden die digitalen Daten (Zählerstand) dem multiplizierenden D/A-Wandler 28 zugeführt, wobei ihm gleichzeitig als Referenzspannung das Analogsignal des Tiefpaßfilters 20 a (Dreiecksignal "COS") zugeführt wird. Das Ergebnis dieser Multiplikation wird im Kondensator C 1 zwischengespeichert (Sample & Hold-Schaltung).

Mit der zweiten Hälfte der o. g. Zeitperiode wird ein digitales Addierwerk 29 wirksam. Hierbei wird zum Dateninhalt des Zwischenspeichers 27 ein fester Betrag hinzuaddiert, der einem Drehwinkel von genau 90° entspricht. Außerdem wird über einen Multiplexer dem Referenzspannungseingang des D/A-Wandlers nunmehr das Signal des Tiefpaßfilters 20 b (Dreiecksignal "SIN") zugeführt. Das Ergebnis dieser neuen Multiplikation wird in einem weiteren Kondensator C 2 zwischengespeichert.

Ein Differenzverstärker 30 erfaßt die Spannung zwischen den Kondensatoren C 1 und C 2. Es läßt sich nun zeigen, daß der Stand des Zählers 26 ein genaues Abbild des mechanischen Drehwinkels am Resolver ist, solang die Spannungsdifferenz zwischen den Kondensatoren Null ist. Die Spannung wird daher einem Regelverstärker 31 zugeführt, der seinerseits den Taktgenerator 25 so ansteuert, daß der Zähler 26 auf einen Stand gesteuert wird, auf dem die Spannungsdifferenz zu Null wird, d. h. der Taktgenerator gibt genau solang Zählimpulse in der richtigen Richtung an den Zähler ab bis die Differenz­ spannung zu Null geworden ist.

Zusätzlich zum Signal des Regelverstärkers 31 wird dem Eingang des Taktgenerators 25 auch noch das analoge Tachosignal aus der Schaltung nach Anspruch 1 zu geführt. Bei korrekter Dosierung bewirkt dies, daß der Taktgenerator bei allen Drehbewegungen des Resolvers auch schon ohne Eingreifen des Regelverstärkers 31 Impulse in genau richtiger Frequenz an den Zähler abgibt, so daß also der Regelverstärker bestenfalls kleine Korrekturen auszuführen braucht (Nachlaufkompensation).

Hierdurch wird nicht nur ein Schleppfehler beim Beschleunigen oder bei hohen Drehzahlen (je nach Regler-Frequenzgang) vermieden, sondern die Verstärkung des Reglers kann sehr klein und rein proportional (ohne integralen Anteil) gehalten werden. Hierdurch wird die Umsetzung sehr eindeutig und ruhig; es entfällt das unruhige Pendeln wie bei den sonst bekannten Schaltungen um ±1 Inkrement.

Ausgang der Schaltung ist entweder am Zähler (Ausgang A 4) oder am Zwischenspeicher (Ausgang A 5), je nachdem, welche Schaltung die weitere Auswertung übernimmt (z. B. Binär/Inkremental- Umsetzer und/oder digitale Stromkommutierung, evtl. mit Polzahlumsetzer, so daß die Polzahl des Resolvers nicht gleich sein muß wie die Polzahl des verwendeten Servomotors). Diese Schaltungen sind jedoch allgemein bekannt und daher nicht in diesen Ausführungen wiedergegeben.

Claims (2)

1. Elektronische Schaltung für die Gewinnung von Drehzahlsignalen und Drehwinkelinformationen aus einem Funktionsdrehmelder - im folgenden Resolver genannt - nach dem Amplitudenverfahren, dadurch gekennzeichnet, daß die notwendige sinus- und cosinus­ förmige Amplitudenmodulation der Trägerschwingung durch phasengesteuertes Abtasten von höherfrequenten Sinus-, bzw. Cosinusschwingungen erfolgt, die sich leicht mit RC-Oszilla­ toren generieren lassen, wobei in Abhängigkeit vom Phasen­ winkel Sinus- und Cosinusfunktionswerte entstehen, mit denen dann die Trägerschwingungen amplitudenmoduliert werden kön­ nen.

2. Elektronische Schaltung für die Umsetzung von analogen Dreh­ winkel- und Tachosignalen aus der Schaltung nach Anspruch 1 in digitale Drehwinkelinformationen nach dem Prinzip des nach­ laufenden Vorwärts-/Rückwärtszählers, dadurch gekennzeichnet, daß die für die Nachlaufregelung des Zählers notwendige Multiplikation von Ist- und Sollwerten aus­ schließlich mit einem linearen Netzwerk (D/A-Wandler) bewirkt wird, sowie dadurch gekennzeichnet, daß das analoge Tachosignal aus der Schaltung nach Anspruch 1 zusätzlich auf den Steuereingang des Taktgenerators (25) einwirkt, wodurch Schleppfehler des Zählers bei großen Drehzahlen und Beschleunigungen vollstän­ dig kompensiert werden können.