DE3333393A1

DE3333393A1 - Anordnung zum feststellen bzw. messen einer mechanischen bewegung

Info

Publication number: DE3333393A1
Application number: DE3333393A
Authority: DE
Inventors: Ryoichi Hachioji Tokyo Kurosawa
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1982-09-24
Filing date: 1983-09-15
Publication date: 1984-03-29
Also published as: JPH0257650B2; DE3333393C2; GB2130032A; KR840006410A; US4475105A; GB2130032B; GB8323849D0; JPS5954917A; KR910005302B1

Description

- G - ·
ANORDNUNG ZUM FESTSTELLEN BZW, Ml !SiIVJN KiiJl·!: i-.KCi, ;[!i:!;

' * BEWEGUNG " ·

Die Erfindung betrifft eine digitale /Vnurdni.ii'j ::um Feststellc-n der mechanischen Bewegung eines überwachten Körper rj, um ein digitales Signal zu erzeugen, das bezeichnend is f. für die Position oder die Geschwindigkeit des Körpers oder um Impulse

zu
synchron zu der Bewegung erzeugen.

Bisher hat man für die Messung der Drehgeschwindigkeit eines rotierenden Körpers einen Tachometer-Generator mit der gleichen Konstruktion wie ein Gleichstrom-Generator verwendet. Die Position eines rotierenden Körpers wurde mit.Hilfe eines Potentiometers gemessen, das mit der Welle des Körpers gekuppelt war. Die Messung der Geschwindigkeit oder der Position der linearen Bewegung eines Körpers wurde erreicht durch Umwandlung der linearen Be- . wegung in eine Drehbewegung mit Hilfe von Zahnrädern oder dergleichen und durch Messung der Rotation in gleicher Weise.

Die für die zu messende Geschwindigkeit und din gemessene Position bezeichnenden Signale wurden oft als Rückführsiqnale verwendet. Wenn das Rückführ-Steuersystem cius analogen Schaltunyen zusammengesetzt ist, sind die analogen Signale vom Tachometer-Generator brauchbar.

In den vergangenen Jahren enthielten Steuersysteme aber oft digitale Schaltungen einschl. Mikrocomputern, deren Anwendung es möglich macht, die Genauigkeit und die Stabilität der Steuerung zu verbessern. Ferner besitzt ein digitales System eine geringere: i:nzahl von Vorrichtungen, die eine Justierung ci;i oi/dr.-rn, und ui~> Anwendung eines Mikrocomputers verringert die Konten des Systems.

Wenn ein digitales Steuersystem verwendet wird, muli ein Rücki'llhcsignal die Form eines digitalen SignaL·, haben. Ein Weg, fin digitales Signal zu erzeugen, besteht darin, ein analoges Rüc-ί·.-führsignal mit Hilfe eines Analog-Digital-Wandler« in ein di·. i. talos Signal· umzuwandeln. Jedoch ist da.s originale analoge Signal

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weniger genau und weniger stabil, so daß dio Vo r l e j. I e der Verwendung eines digitalen Systems verr Lng ei. L sind. Ferner sind Tachometer-Generatoren und Potentiometer tu it mechanischen Gleitteilen ausgerüstet, die eine häufige Inspektion und Wartung erfordern, die störend und kostspielig sind.

In einem anderen bekannten Gcschwindigkoits-Meßsystem wird ein rotierender Impulsgenerator oder ein Frequcnzqenoi-'ator verwendet, der einen Ausgang mit einer der Drehgeschwindigkeit proportionalen Frequenz besitzt. Die Anzahl der erzeugten Impulse wird gezählt, und es wird ein für die gemessene Geschwindigkeit bezeichnendes digitales Signal erzeugt. Dieses System besitzt einen Nachteil insofern, als die Messung mit hoher Genauigkeit nur dann eiusgeführt werden kann, wenn die Anzahl der während einer Umdrehung erzeugten Impulse sehr groß ist. Wenn beispielsweise die Drehgeschwindigkeit von 960 U/min (= 16U/sek.) gemessen werden soll, und zwar in einer Abtastperiode von 10 msek. und mit einer Auflösung von 12 bits, d.h. mit etwa 0,025'i ( = 2 *") , ist ein Impulsgenerator erforderlic der pro Umdrehung 25.600 Impulse erzeugt. Dies bedeutet, daß der Ausgang des Impulsgenerators eine Frequenz von mehr als -'1Ou khz hat, wenn die gemessene Geschwindigkeit 960 U/min beträgt. Die Übertragung eines Impulssignals mit so hoher Frequenz vom Impulsgenerator zu einer Mcßvorrichtung bzw. einer Steuervorrichtung ist nicht leicht. Außerdem besitz!: ein impulsgenerator eine sehr komplizierte Konstruktion, weshu I Jj er schwor zu handhaben ist und außerdem hohe Kosten verursacht.

Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer Anordnung zum Feststellen der mechanischen Bewegung eines überwachten Körpers und zum Erzeugen eines digitalen Signals, das für die Position, die Geschwindigkeit oder dergleichen h-e-e Lehnend ist, wobei die Aiiordnung in der Konstruktion eiiu'uch und kompakt ist: un·: wobei die Anordnung ein schnelles Ansprechverhai ton und r-in· hohe Auflösung in der Messung auf weist, wobei d ie iJhcr tragu,. ,

— 8 —

und Verarbeitung des Signals einfach sind.

Dies wird erfindungsgemäß erreicht durch ci:ic Aiiordnur.-j ζ ich Messen oder Feststellen dor mechanischen rk:v.-ogun«.j eines überwachten Körpers mit einem Drehfelrigebo.x" ifiii- uichrphasigci. Primärwicklungen und einer SekundäreickJun^i, -.voLt;: eine ü.--r Primärwicklungen oder die Sekunda rwi ο/. Ιιιης ίαLx. uuiu Körper verbindbar ist, mit einer Erreqi.-r^cha· i.unq zur Erzeugung von mehrphasigen sinusförmicjen Erregorcpanuungan für die Primärwicklungen, wobei die Sekundärwicklung sin sinusförmi^OiS Signal induziert/ wenn die Primärwicklungen erregt werden, Aiit einem Bezugssignal-Generator zur Erzeugung einer ersten Menge von zweiphasigen, sinusförmigen Bezugssignalen mit vorbestimmter ■ Frequenz, mit einer Phasenverschiebungsschaltung, welche das ; in der Sekundärwicklung induzierte Signal erhält und ein in der j Phase verschobenes Signal erzeugt, dessen Phase gegenüber dem . ' induzierten Signal um 90° verschoben ist, mit einem Phasen-Komparator, welcher die erste Menge vor. zweiphasigen, sinusförmigen Bezugssignalen und eine zweite Menge von zweiphasigen Signalen, die aus dem induzierten Signal und dem in der Phase verschobenen Signal bestehen, vergleicht und ein Phaaendifferenz-Signa.1 erzeugt, welches bezeichnend ist für die Phasendifferenz zwischen den beiden Mengen von Signalen, mit einer auf das Phasendiffereriz-Signal ansprechenden ersten Vorrichtung zur Erzeugung von Impulsen mit einer der Phasendifferenz entsprechenden Frequenz, mit einem Frequenzteiler, welcher die Impulse zählt und ein erstes digital.:.; Signal erzeugt, welches bezeichnend ist für den Zählwert in jede!'. Augenblick, wobei die Errcgerschaltung auf das erste digitale Signal vom Frequenzteiler anspricht, um die Auqenblickswerte der Erregerspannungen in jedem Augenblick :'.u bestimmen, wobei fernor der Drehfeldgebcr, der Bezugssjgnal-(^aerator, dLo Phasenvorschiebungsschaltuny , dar Phason-Koinpa r.\ l:or , tier Frequenz toi': or und die Erreger schaltung eino die iridu/. i octa Spannung stcu. = ;·-:. cu. Phasen-Regelschleife bilden, um diei;c.· .Spannung Ln Phase; miL d-ϊΛ ßezugssignalen zu bringen, und mil-, oin.'r aiii." air I'll i:;cu-K,··:.-!- eife annprechenden zwoLLen Vorriulii uivi x.ur Kr/.c

BAD ORIGINAL ' COPY

■*;

sich auf die Bewegung des überwachten Körpers beziehenden zweiten digitalen Signals. 7, 'i ■' .

Die Erfindung ist im folgenden anhand der Zeichnung:* an Ausführungsbeispielen näher erläutert. In der Zeichnung zeigen':' ^: ' · Figur 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels* der ·- Erfindung, . '.

Figur 2 einen Ablaufplan bezüglich der Operation des in Fig. 1 gezeigten Computers 100,

Figur 3 ein Blockschaltbild, welches die innere Konstruktion

'_ ^; eines Beispiels der in Fig. 1 gezeigten Erregers"chaltung 80 zeigt,

Figur 4 ein Blockschaltbild, welches die innere Konstruktion ^: eines Beispiels der in Fig. 1 gezeigten Phasenver-

; = Schiebungsschaltung 20 zeigt, . .

Figur 5 ein Blockschaltbild, welches die innere Konstruktion eines Beispieles des in Fig. 1 gezeigten Bezugssignair Generators 30 zeigt,

Figur 6 ein Blockschaltbild, welches die innere Konstruktion

eines Beispieles des in Fig. 1 gezeigten Phasen-Komparators 40 zeigt.

Figuren■

7 ,μηα 8 Blockschaltbilder, die andere Ausführungsbeispiele der 'ξ ^!, -' "f y. Erfindung zeigen,

Figur 9, ein Zeitdiagramm, welches die Operation der D-Flip-Flop-Schaltung 120 nach Figur 8 zeigt.

·';. Ψ C,
>In Figur 1 ist ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung gezeigt. .

COPY

Mit dem Bezugszeichen 10 ist ein induktiver rotierender Detektor oder ein Drehfeldgeber mit zwei Polen bezeichnet, der einen Starter und einen Rotor aufweist, die relativ zueinander bewegbar sind. Der Rotor kann mit einem überwachten Körper verbunden werden. Auf dem Starter sind Zweiphasen-Primärwicklungen 11 und 12 angeordnet. Auf, dem Rotor ist eine Einphasen-Sekundärwicklung 13 montiert. Schleifringe 14 und Bürsten 15, die in Kontakt mit den Schleifringen 14 sind, dienen zur Verbindung der Wicklung 13 mit einer äußeren Schaltungsanordnung, die später beschrieben wird. Während des Betriebes wird die in der Wicklung 13'induzierte Spannung Vi zur äußeren Schaltungsanordnung übertragen. Die induzierte Spannunq Vi ist sinusförmig, wenn -die Primärwicklungen 11 und 12 durch sinusförmige Ströme erregt werden. Wie später erläutert, haben die den Primärwicklungen zugeführten Erregerspannungen Phasen, die durch cos9. und * sin8_Q dargestellt sind. Dabei wird angenommen, daß die Drehposition der Rotorwicklung 13 in Bezug auf die Starterwicklungen 11 und 12 durch einen Winkel θ dargestellt wird. Dann wird die Phase der induzierten Spannung Vi dargestellt durch cos (Θ..-Θ).

Die außerhalb des Drehfeldgebers 10 liegende Schaltung enthält eine Phasenverschiebungsschaltung 20, welche beispielsweise die Phase der Spannung Vi um 90° verzögert, um ein Signal mit einer Phase sin (θ_β-θ) zu erhalten.

Ein Bezugssignal-Generator 30 erzeugt zweiphasige sinusförmige Bezugssignale, die um 90° gegeneinander verschoben sind, und die eine vorbestimmte konstante Frequenz besitzen. Die Phasen der sinusförmigen Bezugssignale vom Bezugssignal-Generator 30 werden

dargestellt durch cosö und sinö . Zusätzlich erzeugt der Bezugssignal-Generator 30 ein Bezugs-Takt-Signal, das ein periodisches Rechtecksignal ist und synchron zu den sinusförmigen Bezugssignalen erzeugt wird, wobei deren rückwärtige Kanten mit dem Phasenwinkel 0 (Θ = 0) der sinusförmigen Bezugssignale zusammenfallen.

COPY j

Ein Phasen-Komparator 40 erhält die Zweiphasen-Signale, die aus der induzierten Spannung Vi und dem in der Phase verschobenen Signal von der Phasenverschiebungs-Schaltung 20 bestehen, und die Zweiphasen-Signale vom Bezugssignal-Generator 30, und er erzeugt ein Phasendifferenzsignal sin ΕΘ - (θ_β-θ)] , das bezeichned ist für die Phasendifferenz zwischen den beiden Mengen an eingegebenen Zweiphasen-Signalen.

Ein Steuerverstärker 50 erhält das Ausgangssignal des Phasen-Komparators 40 und erzeugt ein entsprechendes Spannungssignal¹ V„.. Neben der Steuerwirkung, z.B. einer Proportional· und Integral-Steuerwirkung, hat der Steuerverstärker 50 die Funktion eines Tiefpassfilters, welches die Wechselstromkomponenten entfernt, um so eine Gleichspannung zu erhalten, deren Wert erhöht wird, wenn die Phasendifferenz positiv ist, und deren Wert

herabgesetzt wird, wenn die Phasendifferenz negativ ist, und deren Wert unverändert gehalten wird, wenn die Phasendifferenz null ist.

Ein Spannungs-Frequenz-Wandler 60 (im folgenden als V/F-Wandler bezeichnet) erhält das Ausgangssignal des Steuerverstärkers 50 und erzeugt Impulse mit einer Frequenz F_g0, die proportional dem Ausgangssignal des Steuerverstärkers 50 ist.

Ein Frequenzwandler 70 zählt die Ausgangsimpulse des Wandlers 60 und erzeugt den Zählwert in Form eines digitalen Signales, das bezeichnend ist für den elektrischen Phasenwinkel θ~. Das digitale Signal ist deshalb von einem Wert, der sich mit einer Geschwindigkeit ändert, die proportional der Ausgangsspannung des Steuerverstärkers 50 ist, und die auf null zurückkehrt, wenn die Spannung einen Wert entsprechend 360° erreicht.

Eine Erregerschaltung 80 erhält den Zählwert 9„ vom Frequenzteiler 70 und erzeugt zwei Signale mit Augenblickswerten, die proportional sind zu sin9_Q und cosQ_Q. Die Aufeinanderfolgen dieser beiden Signalt bilden, sofern die Geschwindigkeit der Änderung von 6„ im

⁰ COPY wesentlichen konstant ist, im wesentlichen sinusförmige Wellen formen - ''lft WiKdStQ-Srrcrecrenei-nander versnhohfin cHnrl. H.h. Püinfl nru-1

EcosG_n, wobei E eine Konstante ist und G_n sich verändert. Die Ausgangssignale EsinG_Q und EcosG_Q der Erregerschaltung ^r 80 werden den Primärwicklungen 11 bzw. 12 zugeführt.

Der Drehfeldgeber 10 und die Schaltungen 20, 30, 40, 50, 60, 70 und 80 bilden eine Phasen-Regelschleife (PLL), welche die Phasen der beiden Mengen an Signalen vergleicht und dazu dient, eine Null-Phasen-Beziehung zwischen den beiden Mengen an Signalen beizubehalten. Durch die Funktion des PLL wird das Ausgangssignal G_n des Frequenzteilers 70 so gesteuert, daß die induzierte Spannung (G_Q-G) in Phase mit den BezugsSignalen G gehalten wird.

Im einzelnen ist das Ausgangssignal des Phasen-Komparators 40,

[* -ι G - (G_n-G) J , was ,linear

in Beziehung steht ;zu [ θ -(G_n-G)J > soweit £θ -(G_n-G)J klein ist und die Richtung (Polarität) der Änderung von sin Γ θ -(G_n-G)J identisch ist zu derjenigen der Änderung von I G -(G_n-G)J , sofern die Größe [ G -(G_n-G)] 90° nicht überschreitet. Infolgedessen läuft eine Steuerung zur Annäherung von sinjG -(G_n-G)J auf eine Steue-·-- rung hinaus, den Ausdruckte -(Gq-G)J an null anzunähern. Solange die Null-Phasen-Beziehung aufrechterhalten wird, wird der Ausgangspegel des Steuerverstärkers 50 unverändert beibehalten. Ferner wird die Ausgangsfrequenz F_ßn des V/F-Wandlers 60 unverändert gehalten, und es wird die Geschwindigkeit der Änderung von G_n

das von dem Frequenzteiler 70 ausgegeben wird, d.h. die Frequenz der erregenden Spannungen, unverändert gehalten. Wenn die induzierte Spannung (G-G) nacheilt, was zu einem positiven Wert des Phasen-

Γ * 7
differenz-Signals sin{_ G -(G_Q-G)J führt, so wird der Ausgangspegel des Steuerverstärkers 50 erhöht, es wird die Ausgangsfrequenz F_cn des V/F-Wandlers 60 erfüllt, und es wird die Geschwindigkeit

der Änderung von G₀ das durch den Frequenzteiler 70 ausgegeben wird, d.h. die Frequenz der erregenden Spannungen erhöht, so daß die induzierte Spannung (G_n-G) vorgeschoben wird, um die Bezugs-

* ^u

signal G einzuholen. Wenn die induzierte Spannung (G_n-G) voreilt, wird die Ausgangsfrequenz des V/F-Wandlers 60 verringert,

J COPY '

und es wird die Frequenz der erregenden Spannungen verringert, so daß die induzierte Spannung (θ_η-θ) ve.

* ^u
mit den Bezugssignalen θ übereinstimmt.

so daß die induzierte Spannung (θ_η-θ) verzögert wird, so daß sie

* ^u

Wie beschrieben, dient die PLL dazu, die folgende Beziehung aufrechtzuerhalten

und damit

θ=θ_η-θ*

θ_η und θ sind die Winkel der Ausgangssignale des Frequenzteilers 70 und des Bezugssignal-Generators. Somit kann, wenn Signale er-

* halten werden, die für die Werte 9„ und θ bezeichnet sind.,, der -

Wert von θ welcher die Rotation-Position darstellt, durch Sub-

*
traktion von θ von θ_η bestimmt werden.

Wenn wahlweise ein Taktimpuls erzeugt wird, wenn einer der Werte

*
θ oder θ sich auf einem bestimmten Wert befindet, beispiels-

weise T_n oder T , und wenn ein Signal erhalten wird, das für den anderen Wert von θ_η und θ bezeichnet ist, dann kann der Wert von

^u *

θ entweder durch Subtraktion von ¹S von θ_η oder durch Subtraktion

* ^u

von θ von T_n bestimmt werden. Wenn ein solcher Taktimpuls er-

^u *

zeugt wird, wenn einer der Größen von θ_η und θ null ist, so

* ^υ ist der Wert von Q gleich Θ« oder -Θ .

In dem Ausführungsbeispiel nach Figur 1 wird der Wert Q_Q in dem Augenblick ausgelesen, wenn θ = 0, und es wird dieser Wert als Wert verwendet, der für θ bezeichnend ist. Um dieses Konzept zu verwirklichen, ist eine Verriegelungsschaltung 90 vorgesehen, welche das Bezugs-Takt-Signal Sr vom Bezugssignal-Generator 30 erhält und den Zählwert G_n vom Frequenzteiler 70 ausliest und speichert, wenn die rückwärtige Kante des Bezugs-Takt-Signals Sr erscheint, d.h., wenn θ = 0. Das Ausgangssignal der Verriegelungsschaltung 90 ist bezeichnend für den Wert von Θ, d.h., die Position des überwachten Körpers beim letzten vorhergehenden Auftreten der rückwärtigen Kante des Bezugs-Takt-Signales Sr, und dieses Ausgangssignal ändert sich jedesmal dann, wenn die

COPY }

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rückwärtige Kante erscheint, d.h. mit jedem Zyklus des Bezugssignals.

Ein Computer/■- wie ein Mikrocomputer 100, liest die in der Verriegelungsschaltung 90 gespeicherten Werte. Er führt auch die arithmetischen Operationen aus, um die Geschwindigkeit des überwachten Körpers zu bestimmen und die Position oder die Geschwindigkeit des überwachten Körpers zu kontrollieren.

Die Geschwindigkeit des Körpers kann in Übereinstimmung mit der Differenz zwischen den Auslesungen an zwei getrennten Augenblicken,-geteilt durch die seitliche Länge zwischen den beiden getrennten Augenblicken, bestimmt werden. Dies kann erfolgen, indem die Diffe- . renz zwischen den aufeinanderfolgenden Auslesungen der Verriege^y '. lungsschaltung 90· genommen wird, da die Länge der Periode eines Zyklus des Bezugssignals Sr konstant ist.

Der Vorgang zur Bestimmung der Geschwindigkeit ist in Figur 2 · gezeigt. Die rückwärtige Kante des Bezugs-Takt-Signals Sr wird zum Einleiten der Unterbrechung verwendet (Schritt 1000). Dann wird der Wert Θ, der in der Verriegelungsschaltung 90 gespeichert .ist, ausgelesen und in einem nicht gezeigten ersten Register (1001/ 1002) gespeichert. Der in dem ersten Register gespeicherte Wert wird subtrahiert von dem in einem nicht gezeigten zweiten Register gespeicherten Wert, welches der in dem zuletzt vorhergehenden Zyklus aus der Verriegelungsschaltung 9 0 ausgelesene Wert ist (1003).'Das Ergebnis, d.h. die erhaltene Differenz, ist bezeichnend für die Geschwindigkeit, und es wird in einem nicht gezeigten dritten Register für eine weitere Verwendung oder Verarbeitung (1004) gespeichert. Dann wird der Wert in dem ersten Register in das zweite Register übertragen (1005). Dies beendet das Unterbrechungsprogramm, und es wird die Rückkehr zum Hauptprogramm bewirkt (1006).

Für die weitere Beschreibung des Ausführungsbeispiels nach Fig.1 wird angenommen, daß beispielsweise die maximale Rotationsgeschwindigkeit 19 20 U/min, ist. Es wird ferner angenommen, daß die

copy

gewünschte Auflösung bei der Positionsbestimmung 15 bits ist, d.h. 2~¹⁵ χ 360° .(, = 0/003% χ 360°). In diesem Falle enthält der Ausgang des F^re<3^uenzteil^ers 70 einen Zähler von 15 bits. Mit anderen Worten, es ist der Teilungsfaktor N₇₀ des Frequenzteilers 2¹⁵= 32.768.

Da die PLL dazu

dient, die folgende Beziehung aufrechtzuerhalten '...⁶O -6=9%.

• d. ' d ' d · *

" " ■ . ;: *·"α!Γ^θ0 " "dF^{9 =} ~dF⁸

i.e., ω. - ω = ω

wobei w_Q, ίο ,ω Winkelfrequenzen undo = "^t^-9O'^ ~" ^ö/

Infolgedessen ist,

f₀ - f - f

wobei fp/ f, f Frequenzen sind und f_Q =

Die Frequenz f kann einen Wert im Bereich zwischen -f und f

^ . max max

annehmen, wobei f die maximale Frequenz entsprechend der maximalen Rotationsgeschwindigkeit in einer Richtung oder in Vorwärtsrichtung d
U/min./60 = 32 Hz.

Vorwärtsrichtung des untersuchten Körpers ist, das ist f = 1920

max

Die Frequenz f_n der erregenden Ströme kann einen Wert über dem ^u * *

Bereich zwischen (f -f ) und (f + f ) annehmen. Die Frequenz if max max

f des Bezugssignals wird beispielsweise gewählt mit 128 Hz, so daß f_Q = f - f immer positiv ist, und so daß der Bereich der-Änderung von f_Q in Bezug auf die Mittelfrequenz f verhältnismäßig

' COPY]

klein ist.

Die maximale Frequenz f-, der erregenden Ströme ist f + f

^ Omax ^ max

= 128 + 32 = 160 Hz. Da der Teilungsfaktor N__Q des Frequenzteilers 70 32.768 ist, muß der V/F-Wandler 60 in der Lage sein, einen Ausgang bis zu etwa 5,3 MHz ( = 160 χ 32.768)zu erzeugen.

Die Verriegelungsschaltung 90 ist so gewählt, daß sie 15 Bits besitzt, ebensoviel« wie der Frequenzteiler 70. "

Mit der oben beschriebenen Anordnung wird die Me ung der Position Θ« des überwachten Körpers bei jeder Abtastperiode von 7,8 msek. vorgenommen, und es besitzt der gemessene Wert eine Auflösung von 2~?⁵ χ 360°. '

Die Me.'.ung der Rotationsgeschwindigkeit erfolgt ebenfalls während

jeder Abtastperiode von 7,8 msek. die Anzahl von Bits des ge- /- /■*}■■ messenen Wertes der Geschwindigkeit hängt von der Geschwindigkeit/: y ab. Wenn die Geschwindigkeit 960 U/min. (= 16 U/sek.)beträgt " * tritt 1/8 (= 2 ) Umdrehungen über der Abtastperiode von 7,8 msek. auf, so daß der gemessene Wert als ein Wert von 12 Bits gegeben ist.

Figur .3 zeigt im einzelnen ein Beispiel der Erregerschaltung 80, :* >~.

die ein paar Festwertspeicher (ROM's) 81, 82 enthält, die als -r

• eine Adresse die 8 Bits mit hohem Stellenwert unter den 15 Bits "- . .

des Signals Θ. vqm Frequenzteiler 70 erhalten. Der Speicher 81

8
speichert an den '256 (2 ) Adressen, deren Werte identisch mit den 8 Bits hohen Stellenwertes Θ- sind, die Werte von sine... Der

Uq U

Speicher 82 speichert an den 256 {= 2 ) Adressen, deren Werte ; ·! identisch sind mit den 8 Bits hohen Stellenwertes 9_Q, die Werte '■■ von cosÖq. Wenn die 8 Bits hohen Stellenwertes von θ_η, als Adressen in die Speicher 81, 82 eingegeben werden, werden die Inhalte der Adressen in Form ,von digitalen Signalen ausgegeben, die bezeichnend sind für sinö und cosöß. Die Aufeinanderfolgende ^ι der

¹ COPY '

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digitalen Signale sinG bzw. cosG» bilden Sinus- und Cosinus-Wellenformen, d.h. Zweiphasen-Sinus-Wellen.

Die Digital-Analog-Wandler (im folgenden als D/A-Wandler bezeichnet) 83, 84 erhalten die digitalen Signale und wandeln sie in analoge Signale mit 256 Schritten in jedem Zyklus um. Tiefpassfilter 85, 86 erhalten die analogen Signale von den D/A-Wandlern 83, 84 und entfernen die Stufenänderungen aus den Wellenformen, um sich kontinuierlich ändernde Sinus-Wellenformen ; zu erzeugen. . _:

Es ist einzusehen, daß die Verwendung der Tiefpassfilter 85, 86 I die Verwendung aller 15 Bits von G_n bei der Bestimmung sinG. und

cos9_n unnötig macht und nur die 8 Bits erfordert. Infolgedessen

8
müssen die ROM's 81, 82 nur 256 (= 2 ) Adressen oder Bytes anstei: von 2 Adressen, die erforderlich sein würden, wenn-alle 15 Bits verwendet würden,■ haben.

Figur 4 zeigt im einzelnen ein Beispiel der Phasenverschiebungsschaltung 20. Dies ist eine anjsich bekannte Schaltung/und sie wire eine Allpass-Filterschaltung genannt. Sie enthält einen Tiefpassfilter 21, einen Verstärker 22 und einen Subtrahierer 23. Wenn die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters 21 so gewählt wird, daß sie die Sinuswellen-Eingangsfrequenz ist, ist das Ausgangssignal eine Sinuswelle, die hinter dem Eingang um 45° nacheilt und eine Amplitude von 1/2 besitzt. Die Amplitude des Ausgangssignals wird durch den Verstärker 22 verdoppelt. Der Subtrahierer 23 bestimmt die Differenz zwischen dem Ausgangssignal des Verstärkers 22 und dem Eingang zur Phasenverschiebungsschaltung 20:

2 χ —cos (G₀ - θ - -2-) - CuS(O₀ - θ) \ = sin(6₀ - θ)

Somit besitzt das Ergebnis, d.h. das Ausgangssignal des Subtrahierers 23, eine Phase, die dargestellt wird durch sin (θ -θ) ,

die um 90° in Bezug auf das Eingangssignal cos (θ -θ) verzögert ist.

Figur 5 zeigt im einzelnen ein Beispiel des Bezugssignals-Generators 30. Wie gezeigt, enthält der Bezugssignal-Generator 30 einen Kristall-Oszillator 31, eine Oszillatorschaltung 32, die mit dem Kristalloszillator 31 zusammenarbeitet, um ein Signal

22 mit einer Frequenz von beispielsweise 2 Hz (= 4.194.3 04Hz) zu

erzeugen. Der Bezugssignal-Generator enthält ferner einen "Frequenzteiler 33, der einen Zähler von 15 Bits enthält, welcher

das Ausgangssignal der Oszillatorschaltung 32 erhält und es in !ι der Frequenz !.teil+ durch einen Teilungsfaktor 2 (=32.768), um •ein Bezugs-Takt-Signal Sr von 128 Hz zu erzeugen. Die Verwendung des Kristall-Oszillators 31 ist insofern vorteilhaft, als die sich ergebende Schwingung stabil ist und die Oszillatorfrequenz genau ist.

* Der Frequenzteiler 33 erzeugt auch den Zählwert θ von 15 Bits.

Der Bezugssignal-Generator 30 enthält ferner ein paar Festwertspeicher (ROM's) 34, 35, die als eine Adresse die 8 Bits mit hohem Stellenwert unter den 15 Bits des Signals Q_n vom Frequenz-

8 teiler 33 erhalten. Der Speicher 34 speichert an 256 (= 2 ) Adressen, deren Werte identisch mit den 8 Bits hohen Stellenwertes von θ_η sind, die Werte von sinG . Der Speicher 35

8 0 '

speichert an den 256 (=2 ) Adressen, deren Werte gleich mit den 8 Bits hohen Stellenwertes von Q~ sind, die Werte von cos9_. Wenn die 8 Bits hohen Stellenwertes von 9_Q als Adresse in die Speicher 34, 35 eingegeben werden, werden die Inhalte der Adressen in Form von digitalen Signalen ausgegeben, die bezeichnend sind für sine, und cosG^. Die Aufeinanderfolgen der digitalen Signale sinö. bzw. cosö bilden Sinus- und Cosinus-Wellenformen, d.h., Zweiphasen-^inuswellen.

Figur 6 zeigt im einzelnen ein Beispiel des Phasen-Komparators 40, der multiplizierende Digital-Analog (D/A)-Wandler 41 und 42

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enthält, von denen jeder eine Funktion der Multiplikation des analogen Eingangssignals mit einem digitalen Eingangssignal besitzt. Ein Beispiel eines im Handel befindlichen Wandlers mit einer solchen Funktion ist eine integrierte Schaltung AD7523, die durch die Firma Analog Devices, Inc./USA geliefert wird. Den Wandlern 41 und 42 werden als digitale Eingangssignale die Signale

* * zugeführt, die bezeichnend sind für sinG und cosG von dem Bezugssignal-Generator 30. Als analoge Eingangssignale werden diejenigen Signale zugeführt, die bezeichnend für cos (θ_ο~θ) und sin (θ -Θ) von der Wicklung 13 und von der Phasenverschiebungs-Schaltung 20. Die Ausgangssignale der Wandler 41 und 4 2 sind analoge Signale, die bezeichnend sind für die Produkte:

*
sin8 χ cos(e_Q - θ), and

cos6 χ sin(e_Q - θ) ,

Ein Subtrahierer 4 3 subtrahiert das Ausgangssignal des Wandlers 43 von dem Ausgangssignal des Wandlers 41 , um folgende Operation auszuführen:

sin0 χ cos(e_Q - Θ) - cos6 χ sin(e_Q - θ) ,

um zu erhalten ·

sin[6* - (θ₀ - θ)].

Somit wird ein analoges Signal erhalten, das bezeichnend ist für

*
die Differenz zwischen θ (θ -θ).

Figur 7 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die mit den Bezugszeichen in Figur 1 identischen Bezugszeichen bezeichnen identische oder ähnliche Komponenten. Wie ersichtlich, ist eine Geschwindigkeits-Meßschaltung 110 hinzugefügt, die einen Zähler 111 mit 15 Bits enthält, welcher die Ausgangsimpulse von dem V/F-Wandler 60 erhält und zählt. Ein monostabiler Multivibrator 112 erhält das Bezugs-Takt-Signal Sr, und er wird

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beim Auftreten der rückwärtigen Kante des Signals Sr in

einem quasi-stabilen Zustand getriggert, und er kehrt nach :

einer kurzen Verzögerungszeit in den ursprünglichen stabilen [

Zustand zurück. Diese· Verzögerungszeit ist kürzer als ein ^:

Zyklus des Ausgangssignals des V/F-Wandlers 60 (wenn es von j

höchster Frequenz ist). Der Zähler 111 erhält an der Lösch- j

Klemme CR das Ausgangssignal des monostabilen Multivibrators j

112,und wenn der monostabile Multivibrator 112 in den Ursprung- j liehen stabilen Zustand zurückkehrt, wird der Zähler 111 gelöscht. Eine Verriegelungsschaltung 113 erhält das Ausgangssignal des Zählers 111. Sie erhält auch an der Takt-Klemme T das Bezugs-Takt-Signal Sr. Wenn die rückwärtige Kante des Signals Sr auftritt, speichert die Verriegelungsschaltung "113 den Zählwert des Zählers 111. Unmittelbar danach, d.h. nach Ablauf der Verzögerungszeit, kehrt der monostabile Multivibrator

112 in den stabilen Zustand zurück, und es wird der Zähler dadurch gelöscht.

Es wird angenommen, daß die Frequenz des Signals Sr 128 Hz beträgt und daß der Ausgang des Frequenzteilers 70 15 Bits beträgt. Für die Geschwindigkeiten 0, 960, -960 U/min. (0, 16,-16 ü/sek.) beträgt die Frequenz des Ausganges des V/F-Wandlers 60 4.194.304

(='2¹⁵ x 128) Hz, 4.718.592 (=2¹⁵ χ (128 + 16) Hz, 3.670.016

ι 5
(=2 χ (128 -16)) Hz. Die Anzahl von Impulsen, die von dem V/F-Wandler 60 ausgegeben werden und während der Abtastperiode von 7,8 msek. (=1/128 sek.) in den Zähler 111 eingegeben werden, beträgt 32.768; 36.864; bzw! 28.672. Der Zähler 111 weist 15 Bits auf und überschreitet den Bereich mit dem 32.768^ten Impuls. Infolgedessen ist am Ende der Abtastperiode der Zählwert des Zählers 111 null (32.768 - 32.768), 4.096 (36.864 - 32.768), 28.672. Diese Werte werden durch die Verriegelungsschaltung

113 gespeichert, und sie werden wiederum in dem Computer 100 weiterverarbeitet.

Wie üblich, werden die digitalen Werte innerhalb des Bereiches von Null bis zur Hälfte des Endwertes als positive Werte behandelt,

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und es werden die digitalen Werte innerhalb des Bereiches des Maximalwertes bis zum halben Wert als negative Werte behandelt, wobei die Größe gleich der Differenz zwischen dem maximalen Wert und dem in Frage stehenden digitalen Wert ist. Infolgedessen wird der erhaltene Wert 4.096 als positiver Wert 4.096 und der erhaltene Wert 28.672 als negativer Wert 4.096 ( = 32.768 - 28.672) behandelt*

Wie oben erläutert, erzeugt die oben beschriebene Anordnung digitale Werte, die bezeichnend sind für die Geschwindigkeit, so daß der Computer 100 keine arithmetische Operation ausführen muß, um die. Geschwindigkeit zu bestimmen, so daß die geladene Software verringert werden kann.

Figur 8 zeigt eine andere Ausführung der Erfindung zur,' Erzeugung von Impulsen synchron mit der Rotation des überwachten Körpers. Die mit den Bezugszeichen in Figur 1 identischen Bezugszeichen bezeichnen identische oder ähnliche Komponenten.

Es ist ein Impuls-Komparator 120 hinzugefügt, der eine D-Flip-Flop-Schaltung enthält, die an der Takt-Klemme CK die Ausgangsimpulse Qr von der Oszillator-Schaltung 32 innerhalb des Bezugssignal-Generators 30 erhält, der die innere Konstruktion nach Figur 5 besitzt, und der an der Daten-Klemme D die Ausgangsimpulse vom V/F-Wandler 60 erhält.

Wenn die D-Flip-Flop-Schaltung 120 an den Klemmen CK und D Impulse verschiedener Frequenzen erhält, arbeitet sie in der in Figur dargestellten Weise und erzeugt Impulse verschiedener Frequenz an der Ausgangsklemme Q.

In Figur 9 ist der Einfachheit halber angenommen, daß Impulse von 10Hz der Klemme CK zugeführt werden und daß Impulse von 8 Hz der Klemme D zugeführt werden. Wie sich aus Figur 9 ergibt, erscheinen in diesem Falle Impulse von 2 Hz an der Ausgangsklcmme Q.

J COPY ] .

Das Ausgangssignal der Oszillator-Schaltung 32 besitzt eine Frequenz 32.768 χ f . Das Ausgangssignal V/F-Wandlers 60 besitzt eine Frequenz 32.768 χ f . Infolgedessen besitzt das Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung 120 eine Frequenz von 32.768 χ (f₀ - f ). Wie vorher erläutert, ist f_Q - f = f, da das Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung 120 eine Frequenz von 32.768 χ f besitzt, mit anderen Worten, es werden Impulse mit einer Frequenz, die 32.768 χ die Frequenz f entsprechend der Rotationsgeschwindigkeit des überwachten Körpers erzeugt. Es wird somit eine Anordnung erhalten, die äquivalent ist mit einem rotierenden Impulsgenerator, der 32.768 Impulse pro Umdrehung erzeugt, und sie kann deshalb für eine Bewegungsmessungmit hoher Auflösung verwendet werden.

In den beschriebenen Ausführungsbeispielen werden Schleifringe und Bürsten verwendet, um die Wicklungen des Rotors mit einer außerhalb des Drehfeldgebers befindlichen Schaltung zu verbinden, Stattdessen kann aber auch ein rotierender übertrager verwendet werden.

In den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen sind auf dem Starter Wicklungen vorgesehen, und es ist die Sekundärwicklung auf.dem Rotor vorgesehen. Jedoch können wahlweise die Primärwikklungen auf dem Rotor vorgesehen sein, während die Sekundärwicklung auf dem Stator vorgesehen sein kann.

In den beschriebenen Ausführungsbeispielen ist die Polpaar-Zahl des Drehfeldgebers 1. Jedoch kann wahlweise auch ein Drehfeldgeber mit m (m^1) Polpaaren verwendet werden. In diesem Falle wird der mechanische Rotationswinkel· θ auf den elektrischen Winkel πιθ reflektiert, so daß die Meß-Auflösung 1/m wird.

Die Erfindung ist auch anwendbar, wenn ein linearer Drehfeldgeber statt des beschriebenen rotierenden Drehfeldgebers verwendet wird, um die Position und die Geschwindigkeit einer linearen Bewegung zu messen.

Wie beschrieben, erhält der Phasen-Komparator 40 nach der Erfindung sinusförmige Signale, so daß die im Ausgangssignal des Phasen-Komparators 40 enthaltenen Komponenten diejenigen

* aufgrund der Stufen-Änderungen der digitalen Werte sin9 und cos9 sind. Infolgedessen sind die Wechselstromkomponenten von relativ hoher Frequenz, so daß die Grenzfrequenz des Steuerverstärkers 50 höher gemacht werden kann, wodurch die Anordnung für die Tiefpassfilteroperation einfacher gemacht wird, jedoch ist die Ausschaltung der Wechselstromkomponenten sichergestellt. Infolgedessen ergibt sich eine geringere Schwankung in der Frequenz des V/F-Wandlers 60, es wird die Meß-Ansprechzeit kürzer, und es wird die Meßgenauigkeit erhöht. .

Ferner wird eine Phasenverschiebungs-Schaltung verwendet, um ein in der Phase verschobenes Signal zu erzeugen, so daß der Drehfeldgeber selbst nicht Zweiphasen-Signale erzeugen muß. Infolgedessen ist ein Drehfeldgeber mit einer Einphasen-Sekundärwicklung verwendbar, der in der Konstruktion einfach ist. Dieses verringert die Größe und die Kosten des gesamten Systems beträchtlich.

Leerseite

Claims

PATE NTAN SPRÜCHE

( 1 .) Anordnung zum Feststellen der mechanischen iJowcjung eines überwachten Körpers, gekennzeichnet durch einen Drehfeldgeber (10) mit mehrphasigen Primärw Loklungt.-n (II, 12) und mit einer Sekundärwicklung (13), wobei eine dar Primärwicklungen oder die Sekundärwicklung mit dan Körper verbindbar ist, durch eine ErregerschaJ bung (BO) nur Erzeugung von mehrphasigen, sinusförmigen Erregerspannungen für die Primärwicklungen, wobei die Sekundärwicklung ein sinusförmiges Signal induziert, wenn die Primärwicklungen erregt werden, durch einen Bezugssignal-Generator (30) zur Erzeugung einer ersten Menge· von ^.weiphasigen, sinusförmigen Bezugssignalen ■ mit vorbestimmter Frequenz, durch eine Phasenverschiebungsschaltung (20), welche das in der Sekundärwicklung induzierte Signal erhält und ein in der Phase verschobenes Signal erzeugt, dessen Phase gegenüber dem induzierten Signal um 90° verschobenen ist, durch einen Phasenkomparator (4 0), welcher die erste Menge von zweipha.sigen, sinusförmigen Bezugssignalen und eine zweite Mengo von zwoiphasigen Signalen, die aus dem induzierten Signal und dein in der i'h.isi,· verschobenen Signal bestehen, vergleicht und ein Phasendifferenz-Signal erzeugt, welches bezeichnend ist für die Phasendifferenz zwischen beiden Mengen von Signalen, durch eine auf das Phasendifferenz-Signal ansprechende erste Vorrichtung (50, 60) zur Erzeugung von Impulsen mit einer der Phasendifferenz entsprechenden Frequenz, durch einen Frequenzteiler (70) , welcher die Impulse zählt und ein or:.te:.; digitales Signal erzeugt, welches bezeichnend Lst für den Zählwert in jedem Augenblick, wobei die Errogerschaltung (80) auf das erste digitale Signal vom frequenz teiler (70) anspricht um die Augenblickswerte der Errc.-gar.-jpaiinungen in jedem Augenblick zu bestimmen, wobivi. ferner d-.-.x: Drchf uJc!- geber (10), der Bezugssignal-Generator (10), die Phasenverschiebungs-Schaltung (20) , der Phasun-Kompara lot; (40) , der Frequenzteiler^) und die Er tregoir-Scha i. rntvi (80) ein.·

»An ORIGINAL ^C0PY

-i-

die induzierte Spannung steuernde Phasop.-lUHjelKch 1 ο 1 i\i- bilder., um diese Spannung in Phase mit tk-n Bc:zu'jssi<-jLki.Li:n >-.l. tirinf₍an, und durch eine auf die Phasun-Keqolsclili.· ί Le nns/Jiv.dionde xwc.U.o Vorrichtung zur Erzeugung eines sieh auC die Bewoqu.ig des überwachten Körpers beziehenden zweiten digitalen Signals.
2. Anordnung nach Anspruchi , dadurch gekennzeichnet, clab die Frequenz der durch die erste Vorrichtunq c γ·.:ο\ι<ι r.iiii liu;,iil:se unverändert gehalten wird, solange das jndu·/. ir;cte Siijna] in Phase mit dem sinusförmigen Bezugssignal· ist, daß dj.e Frequenz der Impulse herabgesetzt wird, wenn das induzierte Signal in der Phase voreilt, und daß die Frequenz der Impulse erhöht wird, wenn das induzierte Signal in der Phase nacheilt.
3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Erregerschaltung einen Speicher enthält, der als eine Adresse die Zählwerte vom Frequenzteiler erhält und als die Augenblickswerte die an diese Adresse gespeicherten Inhalte erzeugt, wobei die Folge der so erzeugten Inhalte sinusförmige Signale bildet.
4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dall die zweite Vorrichtung eine auf den Bezugssignal-Generat-.or und doü Frequenzteiler ansprechende Vorrichtung für die Bestimmung άο. Differenz zwischen den Phasenwinkeln von deren Ausgängen enthalt, wobei diese Differenz bezeichnend ist für die Position des überwachten Körpers und wobei das zweite digitale Signal bezeichnend für die Differenz ist.
5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugssignal-Generator ein Bezugs-Takts i.-jnal synchron zu deA sinusförmigen Bezugssignalon erzeugt und daß dii·; zweite Vorrichtung eine Verrieqelungsschal tung enlliälL, vA.-J.clw den Zähi\.r-cr. vom Frequenzteiler und das Bezugs-Tak^t:::: Lqna L orU.Ä I t- und dt.·η Zählwert speichert, wenn das sinusförmige Bo2uqs:;.Lq!ial einen ,--»·.-bestimmten Phasenwinkel besitzt, wobei d.is zv/cit.- digitale-Signal bezeichnend ist für den in di-.r speicherten Zählwert.

' BAD ORIGINAL
6. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gckenniuu Lchiul., daß d>.-r Beüugssignal-Generator ein Bi;zuqs-T>ik t-S i <)un I ·.: /tiohron üilr den sinusförmigen Bezugösigiui Lcn cry.oug I; und ü:iu die ::'./·.■ ι Li.: Vorrichtung das Bezugs-Takt-Signal und die Impulse von Jcrr ersten Vorrichtung erhält und ein digitales Signal erzeugt., das bezeichnend ist füi~ die Geschwi ndigkoit des überwachten Körpers.
7. Anordnung nach Anspruch G, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Vorrichtung einen Zähler, welcher die Impulse der ersten Vorrichtung zählt, eine Verriegelungsschaltung, welche den Zählwert vom Zähler und das Bezugs-Takt-Signal erhält und welche den Zählwert speichert, wenn das sinusförmige Bezugssignal einen Phasenwinkel aufweist, und eine Vorrichtung enthält, welche das Bezugs-Takt-Signal erhält und den Zähler löscht, unmittelbar nachdem der Zählwert in der Verriegelungsschaltung gespeichert worden ist.
8. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugssignal-Generator eine Taktimpulse mit vorbestimml.o Frequenz erzeugende Vorrichtung und einen Frequenzteiler enthält, welcher die Taktimpulse zählt und ein in der Frequenz geteiltes Signal erzeugt, welches als ßuzugs-Takt-Signal verwendet wird.
9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Vorrichtung auf die Taktimpuls vom Bezugssignal-Generator und die Impulse von der.ersten Vorrichtung anspricht und Impulse mit einer Frequenz erzeugt, die gleich der Di i'l'e-

renz zwischen den Frequenzen der Taktinifju] t.:o und der Iiiijju I iw von der ersten Vorrichtung ist.
10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch yukonii;:e LHinot, daß Jj-. zweite Vorrichtung eim; D-Flip-Flop-Schaltung enthält, w·..·'· ehe die Taktimpulse und die Dnpulse von der η r r; l" < ■ η Vorrichtung an der Taktiinpuls-lSingeingsklcüume und an der Π.·ι I. en-Eingin.'-j :- klemme erhält und die Impulse mit d^r Differenzfrequenz

zeugt. „,

BAD ORIGINAL

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11. Anordnung nach Anspruch 1., dadurch gekennzeichnet, daß der Phasen-Komparator ein analoges Siqnal erzeugt, das bezeichnend ist für die Phasendifferenz zwischen den beiden Mengen an Signalen, und daß die erste Vorrichtung einen Spannungs-Frequenz-Wandler enthält, welcher Impulse mit einer Frequenz erzeugt, die sich in Abhängigkeit von dem analogen Signal ändert.
12. Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vorrichtung einen Steuerverstärker enthält, welcher das analoge Signal erhält und welcher einen Proportional-Integral-VerStärkungsfaktor besitzt, wobei der Spannungs-Frequenz-Wandler den Ausgang des Steuerverstärkers erhält.
13. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß der

• Bezugssignal-Generator sinusförmige Zweiphasen-Signale

* * mit einer Phase von sinG bzw. cos9 erzeugt und daß der Phasen-Komparator eine erste Multiplizierschaltung für die Multiplikation des induzierten Signals mit der Phase cos (θ_η-θ) und eines der ersten Menge von Signalen mit der

Phase sinö enthält, um ein mit sinö χ cos (e_Q-9) in Beziehung stehendes Signal zu erzeugen, eine zweite Multiplizierschaltung für die Multiplikation des phasenverschobenen Signals mit der Phase sin (θ_η-θ) und dem anderen der ersten Menge von Signalen mit der Phase cos Q , um ein mit cos θ χ sin (β_β-θ) in Beziehung stehendes Signal zu erzeugen, und eine auf die Ausgangssignale der ersten und dor zweiten MuItiplizierschaltung ansprechende· Vorrichtung enthält, um ein in Beziehung zu der Differenz

sine* x COs(O₀ - Θ) - cose v. sin ^ - O) = sin[6* - (0_O - O)]

stehendes Signal, zu erzeugen, das als Ausyany des Phasen-· Komparator^ verwendet wird.

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BÄD ORIGINAL
14. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugssignal-Generator eine Vorrichtuny, w^cho Taktimpulse bei einer vorbestimmten Frequenz erüeuqc, einen Frequenzteiler, welcher die Taktimpulse zählt und ein digitales Signal erzeugt, das bezeichnend ist für den Zählwert in jedem Augenblick, eine erste Speichervorrichtung, welche den Zählwert als Adresse erhält und die Speicherung des Inhaltes an der Adresse bewirkt, und eine zweite Speichervorrichtung enthält, welche den Zählwert als Adresse erhält und die Speicherung des Inhaltes an der Adresse bewirkt, wobei die Folgen der durch die erste und die zweite Speichervorrichtung erzeugten Inhalte die sinusförmigen Zweiphasen-Signale bilden.
15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß jede Multiplizierschaltung einen multiplizierenden Digital-Analog-Wandler, welcher an einer Analog-Eingangsklemme ein Signal der zweiten Menge von Signalen erhält und an einer digitalen · Eingangsklemme ein Signal der ersten Menge von Signalen erhält und ein analoges Signal erzeugt, das in Beziehung steht zu dem Produkt der eingegebenen Analog-Digital-Signale.