DE2855734A1

DE2855734A1 - Verfahren und vorrichtung zur steuerung eines induktionsmotors

Info

Publication number: DE2855734A1
Application number: DE19782855734
Authority: DE
Inventors: Ryoichi Kurosawa
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1977-12-23
Filing date: 1978-12-22
Publication date: 1979-06-28
Also published as: AU528970B2; DE2855734C2; JPS5498923A; AU4295978A; US4267499A; JPS5911271B2; BR7808429A

Description

Firma TOKYO SHIBAURA. DENKI KABUSHIKI KAISHA, 72, Horikawa-Cho, Saiwai-Ku, Kawasaki-Shi, Kanagawa-Ken, Japan

Verfahren und Vorrichtung zur Steuerung eines Induktionsmotors.

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Steuerung eines Induktionsmotors, der von einem Frequenzwandler gespeist wird, insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung zur digitalen Steuerung eines Induktionsmotors.

Beim Betrieb eines Induktionsmotors (im folgenden einfach Motor genannt) aus einem Frequenzwandler, dessen Ausgangsspannung und Ausgangsfrequenz verändert werden können, ist die Geschwindigkeit des Motors durch Steuerung der Schlupffrequenz gesteuert worden. Die Schlupffrequenz ist als Funktion des Primärstromes gesteuert worden, um so den Drehmomentwirkungsgrad (das Verhältnis des Ausgangsdrehmoment zum Primärstrom) zu verbessern, indem die magnetische Sättigung des Motors berücksichtigt worden ist, oder man hat das Ausgangsdrehmoment dem Primärstrom proportional gemacht. Diese Verfahren arbeiten zufriedenstellend, wenn der Primärstrom konstant ist oder sich langsam verändert. Wenn diese Verfahren aber auf einen Fall angewendet werden, in welchem ein schnelles Ansprechverhalten erwünscht ist, so daß es erforderlich ist, eine schnelle Steuerung zu bewirken, treten Ausgleichsschwingungen des Primärstromes im Ausgangsdrehmoment auf, wodurch die Steuerung

909826/0951

unstabil wird.

Es ist festgestellt worden, daß ein geringes Steuer-Ansprechverhalten des Motors durch die Tatsache bewirkt wird, daß der Frequenzwandler dem Motor den Primärstrom zuführt, so daß bei einer Änderung des Leisujtngsfaktors aufgrund der Laständerung des Motors sich die Phase der Spannung in Bezug auf den Strom verändert, d.h. es verändert sich die Frequenz des magnetischen Flusses, wodurch eine instabile Erscheinung hervorgerufen wird. Diese Probleme die auftreten, wenn das Drehmoment des Motors verändert wird, sind durch Veränderung der Schlupffrequenz und der Amplitude und der Phase des Primärstromes entsprechend den Motorkonstanten gelöst worden. Infolgedessen kann für Induktionsmotoren ein Steueransprechverhalten ähnlich wie bei Gleichstrommotoren erreicht werden.

Um aber eine solche Steuerung zu bewirken, ist es erforderlich, den Primärstrom als Vektorgröße zu behandeln, die nicht nur dessen Amplitude und Frequenz, sondern auch dessen Phase enthält. Aus diesem Grunde ist es erforderlich, arithmetisch zu arbeiten, indem auch die Motorkonstanten beachtet werden, so daß der Rechenkreis sehr kompliziert wird und eine Anzahl von Multiplikatoren und Dividierwerken enthält. Um also die Motorgeschwindigkeit zu steuern, und zwar einschließlich der Drehzahl Null, ist es erforderlich, die Frequenz zu steuern, und zwar beginnend mit Null, so daß es schwierig ist, die Schlupffrequenz genau synthetisch zu erzeugen. Außerdem ist die Justierung des Rechenkreises störanfällig. Wenn Motoren verschiedener Nennleistungen oder Typen gesteuert werden

909826/0951

sollen, muß der Betrieb justiert werden. Auch wenn die Justierung genau durchgeführt wird, verhindern die Änderung der Wicklungstemperatur und die Änderung in den Motorkonstanten aufgrund der magnetischen Sättigung ein optimales Steuer-Ansprechverhalten, so daß sehr viel Zeit und Arbeit für eine genaue Justierung erforderlich sind.

Ziel der Erfindung ist die Schaffung eines neuen Verfahrens und einer neuen Vorrichtung zur Steuerung eines Induktionsmotors, wodurch es ermöglicht wird, den Motor so zu steuern, daß er ein Betriebsverhalten ähnlich demjenigen eines Gleichstrommotors hat.

Durch die Erfindung wird auch ein verbessertes Verfahren und eine verbesserte Vorrichtung zur Steuerung eines Induktionsmotors geschaffen, um dessen Schlupffrequenz digital zu steuern, und zwar mit vereinfachten Schritten und einer Schaltung, die genau arbeitet und die leicht für Induktionsmotoren verschiedener Konstanten justiert werden kann.

Die Steuerung der Schlupffrequenz eines Induktionsmotors kann leicht mit Hilfe eines Mikrocomputers ausgeführt werden.

Das erfindungsgemäße Verfahren ist durch folgende Schritte gekennzeichnet:

zu

Es werden aufeinanderfolgend einer Schlupffrequenz des Induktionsmotors entsprechende Digitalgrößen in einem vorbestimmten Zeitinter-

909826/0951

vall addiert; es wird die Summe dieser aufeinanderfolgend addierten Digitalgrößen zu einer einem Rotationswinkel des Motors proportionalen Digitalgröße addiert, um einen Summenwert zu erhalten; es wird ein Primärstromvektor des Induktionsmotors aus dem Summenwert und einer Stromkomponente errechnet, die nur das Drehmoment des Motors beeinflußt, und es wird der Primärstrom des Induktionsmotors aufgrund des Primärstromvektors gesteuert.

Eine erfindungsgemäße Vorrichtung zum Steuern eines Induktionsmotors ist gekennzeichnet durch einen Frequenzwandler mit einem Gleichrichter und einem Inverter für die Speisung des Motors mit einem Wechselstrom mit veränderbarer Frequenz, durch eine auf eine vorbestimmte Drehmomentinstruktion T und eine vorbestimmte Flußinstruktion $ ansprechende Vorrichtung zur Erzeugung eines Schlupffrequenzsignals Δ θ , durch eine auf das Schlupffrequenzsignal ansprechende Vorrichtung zur Erzeugung eines Schlupfwinkelsignals θ , durch eine auf die Rotation des Motors ansprechende Vorrichtung zur Erzeugung eines Rotationswinkelsignals θ , durch einen ersten Addierer zum Addieren des Rotationswinkelsignals θ und des Schlupfwinkel^signals θ , durch eine erste Wahl-Schaltvorrichtung zur Auswahl eines vorbestimmten Rotationswinkels θ von mehreren Rotationswinkeln des Motors, durch einen zweiten Addierer zum Addieren des Ausgangssignale des ersten Addierers und der ersten Übertragungs-Schaltvorrichtung, durch eine auf die Drehmomentinstruktion und die Flußinstruktion ansprechende Vorrichtung zur Erzeugung eines Stromsignals i, , welches das Drehmoment des Motors beeinflußt, durch eine auf die Flußinstruktion und die Flußände-

- 10 -

909828/0951

rung des Motors während einer Abtastperiode ansprechende Vorrichtung zur Erzeugung eines Stromsignals i-i^/ welches den Magnetfluß des Motors beeinflußt, durch eine Funktionsschaltung zur Erzeugung einer Kosinus-Funktion des Ausganges des zweiten Addierers, durch einen Multiplikator zum Multiplizieren des Ausganges der Funktions schaltung mit einem der Stromsignale i, und i-,^/ durch eine auf den Ausgang des Multiplikators ansprechende Vorrichtung zur Steuerung des Frequenzwandlers und durch eine Folge-Steuervorrichtung zur aufeinanderfolgenden Betätigung verschiedener der vorgenannten Elemente.

Weitere Merkmale ergeben sich aus den übrigen Ansprüchen.

Die Erfindung ist im folgenden anhand der Zeichnung und Ausführungsbeispielen näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1: eine schematische Darstellung eines Induktionsmotors zur Erläuterung des Prinzips der Erfindung,

Fig. 2: ein Vektordiagramm des in Fig. 1 schematisch dargestellten Induktionsmotors,

Fig. 3: ein Vektordiagramm, welches die Beziehung zwischen dem Primär-Stromvektor des in Fig. 1 gezeigten Induktionsmotor und den Primärstromvektoren der jeweiligen Phasen eines Dreiphasen-Induktionsmotors zeigt,

Fig. 4: ein Blockschaltbild, welches den Grundaufbau der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung zeigt,

Fig. 5A graphische Darstellungen zur Erläuterung des Verfahrens und 5B:

- 11 -

909826/0951

zur Ableitung eines Schlupfwinkels durch Abtast-Berechnung,

Fig. 6: ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 7: eine graphische Darstellung der Beziehung zwischen der Abtastzeit und den Schrittsignalen, welche die Abtastberechnung weiterstellen,

Fig. 8: eine graphische Darstellung, welche die Art und Weise der Addition des Schlupfwinkels und des Rotationswinkels eines Induktionsmotors durch Abtastberechnung darstellt,

Fig. 9: eine graphische Darstellung, welche den einer gegebenen Phase eines Induktionsmotors zugeführten Strom darstellt,

Fig.10 Blockschaltbilder, welche abgewandelte Ausführungen der und 11:

Erfindung zeigen, und

Fig. 12: Wellenformen, die zur Erläuterung der Wirkungsweise der Ausführung nach Fig. 11 geeignet sind.

bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben werden, soll zunächst das Prinzip erläutert werden.

Fig. 1 ist eine schematische Darstellung, welche das Prinzip eines Induktionsmotors mit einer Primärwicklung 1, und einer Sekundärwicklung 2, zeigt, welche eine magnetomotorische Kraft in Richtung einer d-Achse erzeugen, die parallel zur Richtung des Magnetflusses $ ist, welcher die Sekundärwicklung des Motors verketter, und es sind transformierte Primär- und Sekundärwicklungen 1 und 2 vorgesehen, welche eine magnetomotorische Kraft in Richtung einer q-Achse erzeugen, die rechtwinklig zur d-Achse verläuft. Es

- 12 -

909826/0951

wird nun angenommen, daß der Fluß <j) sich im Gegenuhrzeigersinn dreht, und zwar mit einer Winkelgeschwindigkeit ä> , und daß sich die Sekundärwicklung (Rotor) im Gegenuhrzeigersinn mit einer Winkelgeschwindigkeit von <a dreht.

Eine Sekundär-q-Achse-Wicklung 2g schneidet den Fluß (j) bei einer Schlupfwinkelgeschwindigkeit Q (=63 - d ), um eine geschwindigkeits-elektromotorische Kraft zu erzeugen, so daß ein Strom i-(i₂ = —η— · $q) fließt so, wie es dargestellt ist, wobei R„ den Widerstand der Sekundärwicklung darstellt. Da die d-Achsen-Sekundärwicklung 2, den Fluß φ einschließt, ergibt sich keine geschwindigkeits-elektromotorische Kraft, jedoch fließt ein Strom ⁱ2d ^ⁱ2d ⁼ —R— ^ aufgrund der zeitlichen Änderung des Flusses

Figur 2 zeigt einen Raumvektor, der unter Verwendung eines Einheitsvektors d in Richtung der d-Achse und eines Einheitsvektors q in Richtung der q-Achse bildlich dargestellt ist, wobei der Sekundärstrom durch einen Stromvektor I gezeigt ist, der die gleiche Richtung wie J und einen Wert i (i = =-^— ) , wobei L2 die Sekundär-Induktivität darstellt und wobei die Ströme durch Stromvektoren i~j und ±2 ausgedrückt sind, die die gleiche Richtung haben wie diejenige der magnetomotorischen Kraft, die durch entsprechende Windungen erzeugt wird, und die gleiche Größe haben wie diejenige des Stromes, wobei der Fluß φ als der Magnetisxerungsstrom behandelt wird, welcher den Fluß <| erzeugt. Der Primärstrom-Vektor i- ist durch einen Vektor dargestellt, welcher der Summe der

- 13 -

909826/0951

Vektoren I , ~i_2cj ^un(^ i? entspricht, die mit einem Koeffizienten L~/M multipliziert ist, wobei der Koeffizient bestimmt wird unter Berücksichtigung der magnetischen Kopplung zwischen den Primär- und Sekundärwicklungen, wobei M die Gegeninduktivität der Primär- und Sekundärwicklungen des Motors darstellt.

Die folgende Gleichung (1) ist eine Vektorgleichung,welche diese Beziehung zeigt, während die Gleichung (2) das Ausgangsclrehmoment T des Motors darstellt, und zwar ausgedrückt durch das Produkt des Flusses (j) und des dazu rechtwinkligen Stromes i_? .

<v'V*°>5i .... α»

^{T =} T~ ' ^Φ°^{2 Mü}s

Die Gleichungen (1) und (2) bedeuten, daß, wenn die Schlupf-Winkelfrequenz cd und der Fluß $ bekannt sind, der Primärstrom-

vektor I₁ und das Ausgangsdrehmoment T bestimmt werden können.

Umgekehrt, wenn der Primärstromvektor i.. und die Schlupf-Winkelfrequenz α) gegeben sind, können der Fluß $ und seine Änderungs-

S O

geschwindigkeit bestimmt werden, wodurch man das Ausgangsdrehmoment T erhält.

Durch Abwandlung der Gleichung (3) erhält man

R
^ω ₃ ⁼-2-'^Τ (3)

909826/0951

- 14 -

Wenn also ein gewünschtes Drehmoment T und ein gewünschter Fluß δ gegeben sind, kann eine dementsprechende Schlupffrequenz CU bestimmt werden. Ferner ist der durch die Gleichung (1) dargestellte Primärstromvektor i. für die Bestimmung des gewünschten Drehmomentes T notwendig, und es kann der Fluß $ aus diesen Werten φ und Ct bestimmt werden. Infolgedessen ist es möglich, das tat-

sächliche Drehmoment und den tatsächlichen Fluß des Motors mit dem gewünschten Drehmoment T und dem gewünschten Fluß φ zusammenfallen zu lassen, wenn der Primärstrom des Motors entsprechend dem

so bestimmten Primärstromvektor I₁ gesteuert wird.

Es ist somit möglich, eine Steuerung zu bewirken, die der Feldsteuerung eines Gleichstrommotors äquivalent ist, so daß es möglich wird, eine Steuerung mit schneller Ansprechcharakteristik zu schaffen ähnlich der Steuerung eines Gleichstrommotors, und zwar auch dann, wenn das Steuersystem so ausgebildet ist, daß es eine Geschwindigkeitssteuerung und eine Positionssteuerung bewirkt.

Da die Gleichung (1) durch Vektorgrößen ausgedrückt ist, ist es möglich, das vorgenannte Prinzip auf die tatsächliche Steuerung des Primärstromes eines Induktionsmotors anzuwenden.

Wenn die Einheitsvektoren d und q durch solche Polarkoordinate, wie d = (1,θ ) ausgedrückt werden, ist es, da die Achsen q und d sich unter rechten Winkeln schneiden, möglich, folgende Gleichung aufzustellen:

- 15 -

909826/0951

wobei θ den Rotationswinkel des Vektors d darstellt, ο

Da der Vektor d sich in Bezug auf die Sekundärwicklung (Rotor) mit einer Schlupf-Winkelfrequenz von o) dreht_y ist

θ = θ +θ
ο r s

wobei θ die Stellung des Rotors und θ den Schlupfwinkel eines Zeitintegrals der Schlupfwinkelfrequenz darstellt.

Wenn der Motor ein Dreiphasen-Induktionsmotor ist und die Positionen entsprechender Phasenwicklungen a,b und c durch θ , θ, und θ be-

a ο c

zeichnet werden, werden die relativen Winkelpositionen der Windungen

27C '

a,b und c durch die folgenden Ausdrücke dargestellt 0, —·=- und

—zr. Das Verhältnis zwischen den jeweiligen Phasenströmen i , i, 3 a Jd

und i des Primärstromvektors I₁ ist in Fig. 3 dargestellt, wobei der Primärstromvektor i.. auf die Achsen der jeweiligen Phasenwicklungen projiziert ist. Das in Figur 3 gezeigte Symbol K ist ein Konversionskoeffizient, der eine dem Ausdruck /^- gleiche Konstante ist im Falle eines Dreiphasenmotors, so daß es nicht notwendig ist, ihn bei der Ausführung einer gewünschten Steuerung in Betracht zu ziehen. Infolgedessen ergeben sich die Primärströme i , i, und i der jeweiligen Phasen als folgende Gleichungen:

¹ = r¹⁽j ⁺ -

909826/0951

-₂ „₂ ³ Φ_ο ° 3 2

(6)

Ferner können diese Primärströme auch folgendermaßen ausgedrückt werden:

i = i -cos("_o + 9 ) (7)

i_b = X_x-COS(O_{0 +} O_x -ψ (8)

i_c = I_x-COS(O₀ + θ_χ - ψ) (9)

i = L- \ + JL) + (J

wobei χ K M \| EJ ^₂ ^{dt φ}°

i = tan

T
-1 *

db

Da in den Gleichungen (4) bis (9) K eine Konstante ist, wie oben dargelegt, und da L₀/M auch als eine Konstante angenommen werden kann, weil die Sekundärinduktivität L und die Primär/Sekundär-Gegeninduktivität M sich im wesentlichen in gleicher Weise durch die magnetische Sättigung verändern, werden diese Konstanten in der folgenden Beschreibung vernachlässigt.

Fig. 4 ist ein Blockschaltbild, welches den Grundaufbau der Anord-

- 17 -

909826/0951

nung nach der Erfindung zeigt, die folgende Teile enthält: einen Induktionsmotor 10, einen Positionsdetektor 11, welcher die Winkellage des Rotors des Motors feststellt, einen Additionskreis 12, welcher aufeinanderfolgend einen Wert Δ β entsprechend einer Schlupffrequenz α addiert, und der dann einen Wert θ , der pro-

S IC

portional der Stellung des Rotors ist, zu der Summe addiert, um den Rotationswinkel θ eines Vektors d zu errechnen, einen Computer 13 für die Errechnung des Primärstromvektors des Motors 10 aufgrund von θ und dem Strom i-, , welcher nur das Motordrehmoment beeinflußt, oder aufgrund von θ , eines Stromes, der nur das Drehmoment des Motors beeinflußt, und eines Stromes i,,, der den Motorfluß beeinflußt, und einen Frequenzwandler, welcher dem Motor 10 Wechselstrom zuführt.

Figur 4 zeigt eine Anordnung zur Steuerung der Schlupffrequenz auf einen konstanten Wert, wobei aber das Drehmoment und der Fluß veränderbar gesteuert wird, wie es oben erwähnt ist, wobei der Primärstromvektor auch in Übereinstimmung mit einer Drehmomentinstruktion und einer Flußinstruktion errechnet werden kann.

In der folgenden Ausführung wird eine Digitalsteuerung in Übereinstimmung mit den Berechnungen der Gleichungen (4), (5) und (6) bewirkt, wenn eine Drehmomentinstruktion T und eine FlußInstruktion ijj gegeben sind.

Wenn diese Instruktionen gegeben sind, kann der Strom i, , welcher nur das Drehmoment beeinflußt, in folgender Weise aus den Gleichungen

- 18 -

909826/0951

(1) und (2) bestimmt werden:

JL

¹Iq Φο (10)

Da ferner der Schlupfwinkel θ ein integrierter Wert der Schlupffrequenz Q ist, ist er durch die folgende Gleichung gegeben:

R,

0 =

s ~ I Φ72

Da der Schlupfwinkel θ durch eine Abtastberechnung bestimmt wird, gilt folgende Gleichung:

= ^üs(n-l)

wobeiΔ. das Abtast-Zeitintervall, θ , _₁. den Wert der Abtastberechnung θ zu einer um Δ. früheren Zeit und θ . . den errechneten Wert nach Δ, aufweist.

Angenommen daß das Abtast-Zeitintervall Δ, durch A₊. = κ~ ausgedrückt ist (wobei C eine Proportionalitätskonstante ist), und daß, wenn ^ dem Sekundärwiderstand R₂ des Motors umgekehrt proportional ist, so gilt die folgende Gleichung:

s (η) s(n-l) Φ_Ο2

- 19 -

909826/0951

Infolgedessen ist es nicht notwendig, den Wert des Sekundärwiderstandes R„ zu berechnen.

Dies bedeutet, daß die Abtastberechnung nur für -χ—-^ bewirkt wird.

*o

Wenn aber das Abtastzeitintervall Δ. konstant ist, ist es erforderlich, den Wert des Sekundärwiderstandes R„ der Rechnung hinzuzufügen. Zum besseren Verständnis ist in den Figuren 5A und 5B eine Art der Abtastberechnung eines Falles gezeigt, in dem der Wert des Sekundärwiderstandes R₂ aufgrund eines Temperaturanstieges verdoppelt worden ist. Figur 5A zeigt einen Fall, in dem der Widerstandswert des Sekundärwiderstandes R„ ist, während Figur 5B einen Fall zeigt, in welchem der Sekundärwiderstand 2R„ ist. In jedem Falle ist es

ungeachtet der Tatsache, daß nur »—=■ zu jeder Abtastperiode be-

*o
rechnet wird, da sich Δ. mit dem Widerstand R„ ändert, möglich, den

gewünschten Schlupfwinkel Δ zu erhalten.

Aus Gleichung (1) kann der Strom i. ,, der den Fluß des Motors be einflußt, folgendermaßen dargestellt werden:

Φ' ι d'I>
¹Id = Lj +R₂-IiIf

Wie oben beschrieben, entspricht der Ausdruck *°· dieser Gleichung

^L2 dem Flußstrom i , so daß bei Berücksichtigung der Änderung in der Sekundärinduktivität L„ , hervorgerufen durch die 'magnetische Sättigungscharakteristik des Motors 10, der Flußstrom i bestimmt

wird durch tatsächliche Messung der Charakteristik des Motors, um einen Funktionskreis zu bilden, und es wird eine FlußInstruktion

- 20 -

909826/0951

φ dem Kreis zugeführt, wodurch der Flußstrom i vom Ausgang dieses Kreises bestimmt wird.

Der Ausdruck — . -J-⁰- wird durch die Abtastberechnung bestimmt. Bezeichnet man das Intervall der Abtastungen mitA. , den Wert dieser Zeit vor Δ, durch φ , _.. > und den Wert hinter £ mit | , . , so kann dieser Ausdruck folgendermaßen ausgedrückt werden:

J-⁰J a.= 1
Ro dt ' IC

°(n) ^Ψ°(η-Ρ

Da, wie oben erwähnt, das Abtastintervall Δ. dem Sekundärwiderstand R„ umgekehrt proportional ist, d.h. gleich ^r- , erhält man

^A ^R2

durch Einsetzen des Wertes von /\ in die Gleichung (15)

Rj' -fft- * έ^[Φ°(η) - ^Φ°(η-1)^] (16)

Wenn, wie oben beschrieben, eine Drehmomentinstruktion T und eine FlußInstruktion $ gegeben sind, kann θ bestimmt werden aus dem

ο ο

Strom I₁ , der das Drehmoment beeinflußt, dem Strom I₁,r der den Fluß beeinflußt, dem Schlupfwinkel θ und dem Rotationswinkel θ des Rotors, so daß es möglich ist, die Phasenströme i , i, und
i , die in den Gleichungen (4), (5) und (6) gezeigt sind, zu bestimmen.

Figur 6 ist ein Blockschaltbild, welches Einzelheiten eines Ausführungsbeispiels der Erfindung zeigt. Hier enthält der Motor 10 drei Phasenwicklungen a, b und c. Es ist ein Positionsdetektor 11 vorgesehen, welcher ein Digitalsignal erzeugt, das dem Rotations-

909826/0951 " ²¹ "

winkel des Rotors proportional ist. Das Digitalsignal nimmt von einer Bezugsposition aus im Verhältnis zum Rotationswinkel zu und nimmt dann nach der Drehung von 360° auf Null ab. Der Ausgang des Positionsdetektors 11 wird einem Verriegelungskreis (latch circuit) 15 zugeführt. Eine Drehmomentinstruktion T in einer Digitalgröße wird einem Verriegelungskreis (latch circuit) 16 zugeführt, und es wird eine Flußinstruktion, auch in einer Digitalgröße, einem weiteren Verriegelungskreis (latch circuit) 17 zugeführt. Der Ausgang der Verriegelungskreise 16 und 17 werden einem Dividierwerk zugeführt, welches ein Signal i.. erzeugt, welches nur das Drehmoment dss Motors beeinflußt. Dieses Signal i.. wird durch die Flußinstruktion $ durch das Dividierwerk 19 dividiert, um ein Signal Λ θ entsprechend der Schlupffrequenz ο zu erzeugen. Die durch den Verriegelungskreis 17 erzeugte Flußinstruktion ijj wird in einen Flußstrom i umgewandelt, der für die magnetische Sättigung durch einen Funktionskreis 20 kompensiert wird, der von einem Festwertspeicher gebildet ist. Ferner wird die von dem Verriegelungskreis 17 erzeugte FlußInstruktion Φ einem Register 21 und einem Eingang eines Subtrahierwerkes 22 zugeführt, welches in Abhängigkeit von der Flußinstruktion und einem anderen Eingang vom Register 21 die Änderung A<$ des Flusses während der Abtastperiode berechnet. Der Flußstrom i und die Flußänderung Δ$ werden einem Addierwerk 23 zugeführt, um den Strom i., zu errechnen, welcher den magnetischen Fluß des Motors beeinflußt.

Es ist ein Addierwerk 24 vorgesehen, um das Signal ΔΘ entsprechend

der Schlupfwinkelfrequenz Q zu einem vorherigen Schlupfwinkel Θ

5 S

- 22 -

909826/0951

zu addieren, der in einem Register 25 gespeichert worden ist, um einen neuen Schlupfwinkel θ zu erhalten, der in einem Register 25 gespeichert worden ist. Wenn gewünscht, kann zwischen dem Addierwerk 24 und dem Register 25 ein geeigneter Verzögerungskreis eingesetzt werden, um eine genaue Operation des Registers sicherzustellen. Dieser neue Schlupfwinkel θ und das Signal θ ent-

S -L

sprechend dem Rotationswinkel des Motors, das durch den Verriegelungs kreis 15 erzeugt ist, werden einem Addierwerk 26 zugeführt, um ein Signal θ entsprechend dem Rotationswinkel der Achse d zu erhalten.

Es ist ein Addierwerk 27 vorgesehen, um θ und Θ- zu addieren, um deren Summe zu erhalten, wobei θ_ 0°, Τζ/2, -271/3 oder Tf/6 ist, und zwar ausgewählt durch einen Übertragungsschalter 28.

In Abhängigkeit von der Summe (Θ + θ^) erzeugt ein Funktionskreis 29 ein Ausgangssignal cos (Θ + θ), welches durch einen Multiplikator 30 mit χ·, oder i-, , - ausgewählt durch einen Übertragungsschal-

zu.

ter 31 - multipliziert wird, um einen Ausgang i-, .cos(ö +0-7 erzeugen, der einem Verriegelungskreis (latch circuit) 32 zugeführt

signal
wird, oder ein Ausgangs!, .cos(θ +θ-)/ das einem Verriegelungskreis (latch circuit) 33 zugeführt wird. Die Ausgangssignale der Verriegelungskreise 32 und 33 werden durch ein Addierwerk 34 addiert, und es wird dessen Digitalausgang durch einen Digital/Analog-Wandler 35 in ein Analogsignal umgewandelt.

Das von dem D/A-Wandler 35 erzeugte Analogsignal wird von den Verriegelungskreisen 36 und 37 zu jeder Abtastperiode erhalten, und

- 23 -

■909826/0351

es steuert der Frequenzwandler 14 in Abhängigkeit von dem durch diese Verriegelungskreise gehaltenen Analogsignal den dem Motor 10 zugeführten Wechselstrom.

Wie bekannt und später beschrieben, enthält der Frequenzwandler einen Gleichrichter und einen Inverter, welcher eine Dreiphasenwechsel spannung veränderbarer Frequenz und veränderbarer Spannung erzeugen kann.

Taktsignale für die Betätigung der Übertragungsschalter 28 und 31 und ein Schrittsignal zur Durchführung der Abtastoperation werden von einer Folgesteuerung 39 erzeugt. Ein Impuls für die Bestimmung des Abtastintervalls wird der Folgesteuerung 39 von einem Oszillator 40 zugeführt. Wie oben beschrieben, wird das Abtastintervall durch den Temperaturdetektor 41 des Motors verändert, so daß es dem Wert des Sekundärwiderstandes R₂ umgekehrt proportional ist.

Die in Fig. 6 dargestellte Schaltung arbeitet in folgender Weise: die Abtastimpulse und ein Schritt 1-Signal werden zur gleichen Zeit durch die Folgesteuerung 39 erzeugt, und als Folge von diesem Schritt 1-Signal halten die Verriegelungskreise 15,16 und 17 &_r, die Drehmomentinstruktion T und die FlußInstruktion $ .

Aufgrund dieser Signale , die durch die entsprechenden Verriegelungskreise gehalten werden, errechnet das Dividierwerk 18 ein Signal i, , das in dem Dividierwerk 19 durch die Flußinstruktion f_Q dividiert

- 24 -

909826/0951

wird, um ein Signal Δ θ entsprechend der Schlupffrequenz zu bilden.

Durch die Wirkung des Addierwerkes 24 wird dieses Signal θ dem

vorher erwähnten Schlupfwinkelsignal θ hinzuaddiert, das in dem Register 25 gespeichert worden ist, um ein neues Schlupfwinkelsignal θ zu erhalten. Dieses neue Schlupfwinkelsignal wird in dem Register 25 unter der Kontrolle eines Schritt-2-Signals gespeichert, das von der Folgesteuerung 39 geliefert wird.

Dieses Schlupfwinkelsignal θ wird zu dem Rotationswinkelsignal

θ des Rotors, das durch den Verriegelungskreis 15 gehalten wird, durch den Addierer 26 addiert, um ein Signal θ zu bilden.

Die Flußinstruktion φ , die von dem Verriegelungskreis 17 gehalten ist, wird mit der früheren, im Register 21 gespeicherten Flußinstruktion durch die Wirkung des Subtrahierwerkes 22 subtrahiert, um ein Flußänderungssignal Δ$_Q zu erzeugen, das in einer Abtastperiode auftritt. Wenn die Flußinstruktion <| konstant wäre, würde die FIußänderung Λ$ Null sein.

Der Funktionskreis 20 erzeugt einen Flußstrom i entsprechend der FlußInstruktion φ die in dem Verriegelungskreis 17 gehalten wird, und es wird dieser Flußstrom dem Ausgang des Subtrahierwerkes 22 hinzuaddiert, und zwar durch das Addierwerk 23, um ein Signal i,, zu erzeugen.

In Abhängigkeit von einem Schrittsignal 3, das durch die Folgesteuerung 38 erzeugt ist, wählt der Übertragungsschalter 28 θ 0,

- 25 -

909826/0951

so daß das Addierwerk 27 ein Ausgangssignal θ erzeugt. Infolgedessen erzeugt die Funktionsschaltung 29 ein Digitalsignal entsprechend cos θ .

In Abhängigkeit zum nächsten Schritt-4-Signal, das von der Folge steuerung 39 erzeugt worden ist, führt der Übertragungsschalter 31 ein Signal i,, dem Multiplikator 30 zu, um ein Signal I₁^x cos9 zu erzeugen, das durch das nächste Schritt-5-Signal vom Verriegelungskreis 33 gehalten wird.

Durch die oben beschriebene Folge wird der Ausdruck (f + Tr— . -JfP- cos θ errechnet und in dem Verriegelungskreis

L„ R„ at O

33 gehalten.

Dann wird das Schritt-3-Signal von Neuem erzeugt, so daß der Übertragungsschalter 28 dem Addierwerk 27 ein Digitalsignal entsprechend -^ zuführt, so daß er ein Ausgangssignal (Θ + 9) erzeugt, und es erzeugt die Funktionsschaltung 29 ein Ausgangssignal cos(9 + ^).

Dann wird das Schritt-4-Signal von Neuem erzeugt, so daß der Übertragungsschalter 31 dem Multiplikator 30 ein Signal i, zuführt, um ein Ausgangssignal i, χ cos(θ + ~) zu erzeugen, das durch das nächste Schritt-5-Signal von dem Verriegelungskreis 32 gehalten wird.

In Antwort auf das nächste Schritt-6-Signal, das von der Folgesteuerung 39 erzeugt worden ist, werden die von den Verriegelungskreisen 32 und 33 gehaltenen Signale durch das Addierwerk 34 und

- 26 -

909826/0951

den D/A-Konverter 35 in Analogsignale umgewandelt, und es werden diese Analogsignale in dem Abtast-Haltekreis 36 gehalten. Durch die oben beschriebene Reihenfolge der Behandlung wird der der Phase a des Motors zugeführte Strom i bestimmt.

cL

Durch den Verlauf der Folge, in welcher Schrittsignale in der Ordnung von 3,4,5,3,4,5 und 6 erzeugt werden, hält der Abtast-Haltekreis 37 den der Phase b zugeführten Strom i,.

Da der Wechselstromkreis ein symmetrischer Dreiphasenkreis ist,

wobei i + i, + i = 0, wird der c-Phasenstrom i durch eine Bea D c c

Ziehung i = -(i +i, ) ausgedrückt.

O 3. S3

Infolgedessen ist der c-Phasenstrom automatisch bestimmt, wenn der a-Phasenstrom i und der b-Phasenstrom i, bestimmt sind.

a b

Nach Vervollständigung der Berechnungen der jeweiligen Phasenströme i , i, und i wird das vorher in dem Register 21 gespeicherte Flußsignal durch eine neue FlußInstruktion φ ersetzt, die in dem Verriegelungskreis 17 gehalten ist, wodurch ein Berechnungszyklus vervollständigt wird. Im einzelnen vervollständigt sich der Folgezyklus während eines Abtastintervalls Δ. zwischen dem zuerst erzeugten Schritt-1-Signal und dem das nächste Mal erzeugte Schritt-1-Signal.

Figur 7 zeigt die Beziehung zwischen einem Abtastintervall Δ . und dem Fortschreiten der durch die Folgesteuerung 39 erzeugten

- 27 -

909826/0951

jeweiligen Schrittsignale. Es wird also die Folge zur Zeit t begonnen, zur Zeit t.. wird ein neues θ bestimmt, zur Zeit t₂ wird der a-Phasenstrom bestimmt, und es werden zur Zeit t₃ die d-Phasen- und c-Phasenströme bestimmt. Zur Zeit t, wird der Inhalt des Registers 21 wieder eingeschrieben mit der vorliegenden Flußinstruktion φ . Das Intervall zwischen der Zeit t_ und der Zeit ο 3

tr , zu der der nächste Abtastimpuls ankommt, entspricht einer Steuerperiode.

Figur 8 zeigt die Art und Weise der Veränderungen von Signalen θ , θ . θ_η und Signalen (θ + %), (θ - \-) und (θ - %) bei normaler

ro OZOj Oo

Arbeitsweise, bei welcher der Rotationswinkel des Rotors θ sich über 5 Perioden verändert, während der Schlupfwinkel θ sich über zwei Perioden verändert. Während einer Abtastperiode zur Zeit t (da deren Breite vernachlässigbar klein ist, ist die Breite von £. nicht dargestellt) ist die Digitalgröße D gleich der Summe der Digitalgrößen D und D .

5 3Γ

Angenommen, es wird die Digitalgröße entsprechend 2T( durch D

bezeichnet, so wird D₁ ausgedrückt durch (D + jDntf) ' ^D2

1 1

(D — -^γ/Α und D_ durch (D - -r= Do-J · Wie aus der vorhergehenden Beschreibung und Fig.7 zu ersehen ist, ist die Zeit, zu der D bestimmt wird, die Zeit t₁ , und es wird D-, zur Zeit t_?1 bestimmt, wie es in Fig. 7 gezeigt ist. Obwohl unterschiedliche Abhängigkeit von der verwendeten Art des Rechenkreises vorhanden ist, wird es, wenn das Intervall zwischen t und t. 200με beträgt, etwa 140με zwischen einer Zeit, zu der D bestimmt ist, und einer Zeit, zu

- 28 -

909828/0951

der D_ bestimmt ist dauern. Eine solche kleine Zeitdifferenz ist schwer darzustellen, so daß in Figur 8 diese Punkte als die gleichen Punkte gezeigt sind.

Figur 9 zeigt Wellenformen, welche das Verhältnis zwischen dem Signal θ und dem a-Phasenstrom i darstellt. Es werden also nach Beo a

Stimmung von θ durch den Additionskreis 26 in Fig. 6 jeweils in dem Addierwerk 27 θ = 0 und θ= ?r jeweils zu θ addiert, um θ
und θ + ^ zu bestimmen. Es werden dann diese Signale in die
Funktionen cos9 und cos (Θ + ^) umgewandelt, und zwar durch den Funktionskreis 30, und sie werden dann mit i, ., und i, durch den Multiplikator 30 multipliziert. Wenn i,, =1,5 und i, = 2, so ist beispielsweise i,- . cos9 eine Kosinusfunktion mit einem Maximalwert von 1,5 und i. .cos(ö . ^) eine Kosinusfunktion mit einem
Maximalwert von 2. Durch Addition dieser Kosinusfunktionen durch das Addierwerk 36 wird eine Kosinusfunktion mit einem Maximalwert von 2,5 erhalten, der durch den Konverter 35 in das Bezugssignal

i des a-Phasenstromes i umgewandelt wird. Die Ströme der Phasen a a

b und c werden in gleicher Weise erhalten. Somit werden in jeder Abtastzeit die Bezugsströme für die Phasen a,b und c bestimmt.

Obgleich die vorhergehende Beschreibung sich auf einen Fall bezieht, in welchem die Gleichungen (4), (5) und (6) zur Ausführung der
Steuerung errechnet werden, können die Gleichungen (7), (8) und
(9) errechnet werden, wenn dies erwünscht ist.

Eine Rechenschaltung für den letzteren Fall ist in Fig. 10 gezeigt,

- 29 -

909826/0951

in welcher Schaltungselemente entsprechend denjenigen nach Fig. 6 mit gleichen Bezugszeichen versehen sind, und es sind Berechnungen für die Bestimmung der Signale θ , θ , θ , i,, und i, mit denjeni-

S 10 O J_CL -"-Si

gen nach Fig. 6 identisch. In Fig. 10 werden die Signale i-, und ΐ_Ί, dem Dividierwerk 42 zugeführt, und es wird dessen Ausgangssignal dem Funktionskreis 43 zugeführt, um das Signal θ zu bestimmen, welches dem Addierwerk 27 zusammen mit dem Signal θ zugeführt wird,

um θ +θ zu erhalten,
ο χ

Die Signale i, und i-, , werden jeweils den Multiplikatoren 44 und zugeführt, um deren Quadrate i, ² und i--,-,² zu berechnen. Diese Quadrate werden durch das Addierwerk 46 addiert, und es wird eine Wurzel i von dessen Ausgangssignal durch den Funktionskreis 47 erhalten. Dieses Wurzelsignal wird dem D/A-Konverter 49 über einen D/A-Konverter 48 zugeführt, wobei der D/A-Konverter 49 die Funktion eines Multiplikators hat.

Unter der Steuerung des Schritt-3-Signals von der Folgesteuerung 39 wählt ein ubertragungs schalter 50 0 , - ■=— oder ·=— als Signal θ unter der Steuerung des Schritt-3-Signals von der Folgesteuerung 31 und führt das ausgewählte Signal dem Addierer 34 zu, um ein Ausgangssignal (Θ + θ + θ ) zu erzeugen.

O Λ. Xl

Wenn in der in Fig. 10 gezeigten Schaltung das Schritt-1-Signal den Verriegelungskreisen 15,16 und 17 von der Folgesteuerung zugeführt wird, halten diese Verriegelungskreise neue Signale θ , Τ und |>, um ein neues Signal θ zu bestimmen.

- 30 -

9098 2 6/0351

Wenn das Schritt-2-Signal dem Register 25 zugeführt wird, wird dessen Inhalt durch ein neues Schlupfwinkelsignal θ ersetzt,

welches durch das Addierwerk 26 zu dem Signal θ addiert wird, um ein neues Signal θ zu bestimmen.

Aufgrund des Schritt-3-Signals wählt der Übertragungsschalter θ = 0, wodurch der Addierer ein Ausgangssignal (Θ + θ ) erzeugt, und es wird das Ausgangssignal des D/A-Wandlers 49 i = cos(ö +

X O

θ ). Aufgrund des Schritt-4-Signals hält der Abtast-Haltekreis

das Bezugssignal i , das Ergebnis der vorher beschriebenen Berech-

Unter der Steuerung des nächsten Schritt-3- und Schritt-4-Signals

2TC

wird eine Funktion i, = i . cos(9 + θ - =—) errechnet, die durch

*3 X OXo

den Abtast-Haltekreis 37 gehalten wird. Dann wird durch die folgenden Schritt-3- und Schritt-4-Signale eine Funktion i = i . cos

^ ex

47C
(Θ + θ - ■=—) errechnet und in dem Abtast-Haltekreis 38 gehalten. Schließlich wird aufgrund des Schritt-5-Signals der Inhalt des Registers 21 durch eine vorhandene FlußInstruktion φ ersetzt. Es wird also eine Reihe von Berechnungen einer gegebenen Abtastperiode vervollständigt, und es werden solche Berechnungen in jeder Abtastperiode wiederholt.

Auf diese Weise wird der dem Motor vom Frequenzwandler zugeführte Strom so gesteuert, daß er gleich dem in jeder Abtastperiode bestimmten Bezugsstrom ist.

- 31 -

909826/0951

Die durch das Ausführungsbeispiel nach Fig. 10 ausgeführten Berechnungen sind etwas komplizierter als diejenigen des Ausführungsbeispiels nach Fig. 6. Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 6 wird der Bezugsstrom errechnet unter Verwendung zwei Sinuswellen mit einem Phasenunterschied von ?, während in dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 10 durch die Konstruktion der Funktionsschaltung 29, nämlich eine gewünschte Funktion zu bilden, es möglich ist, den Motor 10 mit einer Stromwelle entsprechend dieser Funktion zu steuern.

Obwohl die Stromwelle eine Sinuswelle sein muß, um die Erfindung

nach der Theorie zu erfüllen, kann in einem Fall, in dem eine gewisse DrehmomentSchwankung zulässig ist, eine stabil/ere Steuerung auch erreicht werden, wenn der Frequenzwandler 14 einen verhältnismäßig wenig kostspieligen Steuerumrichter enthält, der stumpfförmigen Strom liefert, oder einen Stromwandler, der rechteckförmigen Strom liefert. Dies ist leicht von der Tatsache her verständlich, daß das Prinzip der Erfindung auf die Grundwelle angewendet ist, welche den Hauptteil des stumpfförmigen oder rechteckförmigen Stromes enthält.

Obgleich in den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen die Drehmomentinstruktion T und die Flußinstruktion φ verändert wurden, wird in einigen Anwendungen nur das Drehmoment verändert, während der Fluß konstant gehalten wird. In diesem Falle kann der Rechenkreis für den Fluß weggelassen werden, wodurch die Rechenschaltung vereinfacht wird.

- 32 -

909826/0951

Figur 11 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das auf eine solche Anwendung anwendbar ist, bei welcher der Frequenzwandler einen Gleichrichter und einen Strom-Inverter bzw. Stromrichter enthält.

Im einzelnen wird der von einer Wechselstromquelle AC gelieferte Wechselstrom von einem gesteuerten Gleichrichter CREC gleichgerichtet, und es wird der Gleichstrom über eine Gleichstromdrosselspule DCL einem sogenannten Seriendioden-Stromrichter zugeführt,

der Thyristoren S.., S„, S_g, Dioden D., D₃, D_ und

Kommutationskondensatoren C₁, C₀, C, enthält, um Wechselstrom

mit einer gewünschten Frequenz zu erzeugen, der für den Antrieb des Motors 10 verwendet wird.

Da die Konstruktion und die Arbeitsweise des Stromwandlers allgemein bekannt ist, ist eine ins E in ζ ergehende Beschreibung nicht erforderlich. Diese Art des Wandlers ist dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitude seines Ausgangsstromes durch den gesteuerten Gleichrichter gesteuert wird, während seine Ausgangsfrequenz durch die Änderung der Zündimpulse der Thyristoren S₁ bis S_g gesteuert wird.

Wie in den früher beschriebenen Ausführungsbeispielen, werden der Rotationswinkel θ des Rotors des Motors, der durch den Positionsdetektor 11 festgestellt wird, und eine Drehmomentinstruktion T jeweils durch Verriegelungskreise 15 und 16 gehalten unter der Steuerung der von der Folgesteuerung 39 erzeugten Schrittsignale, wie es durch gestrichelte Linien gezeigt ist. Da der Fluß auf einem konstanten Wert gehalten wird, ist es möglich, den Schlupf-

909826/0951

winkel θ unmittelbar aus der Drehmomentinstruktion T zu ers

rechnen, und zwar durch das Addierwerk 24 und das Register 25, und es wird das Ausgangssignal des Registers 25 zu dem Signal θ addiert, und zwar durch das Addierwerk 26, um ein Signal θ zu erhalten. Die Drehmomentinstruktion T wird unmittelbar einem Funktionskreis 43 zugeführt und dort einer tan -Funktions-Umsetzung unterworfen, wodurch ein Signal θ gebildet wird. Die Signale θ und θ werden durch das Addierwerk 27 addiert, und

O X

es wird die Summe (Θ + θ ) einem Funktionskreis 51 zugeführt,

ο χ

der mit Schaltfunktionen entsprechend den Zündsignalen der jeweiligen Thyristoren des Stromrichters eingestellt ist, von denen jeder eine leitende Periode von 2/371" hat.

Wie in Fig. 12 gezeigt, erzeugt der Funktionskreis 51 ein Ausgangssignal G₁ für einen Wert von O - -~— des Eingangssignals (Θ + θ ), ein Aus gangs signal G„ für einen Wert von % bis ·=—, ein Ausgangssignal G.. für einen Wert von ^- bis -=—, ein Ausgangssignal G. für einen Wert von O - 4r-, ein Ausgangssignal G,- für einen Wert von τ— - 2% und ein Ausgangssignal G, für einen Wert von ^-Tt . Diese

-J O O

Ausgangssignale G₁ bis G_fi werden in Impulse umgewandelt, die als Zündsignale der Thyristoren S₁ bis S_fi des Wandlers durch einen Zündsignalverstärker 52 geeignet sind.

Für die Ausgangssignale G₁ bis G, entsprechend den jeweiligen Zündsignalen S₁ bis S, sind die jeweiligen Phasenströme i , i, und

ID a D

i des Motors 10 in Fig. 12 gezeigt.

- 34 -

909826/0951

Die Drehmomentinstruktion T wird in ein Signal i , , ,

³ χ umgewandelt,

und zwar durch eine Primärstrom-Amplitudenfunktion der Drehmomentinstruktion (unter der Voraussetzung eines konstanten Flusses),
die in einen Funktionskreis eingegeben ist, und es wird das Signal i durch einen D/A-Wandler 54 in ein entsprechendes Analogsignal
i umgewandelt. Dieses Analogsignal i und das Ausgangssignal eines Stromdetektors CT, welcher den dem Wandler von dem gesteuerten
Gleichrichter CREC zugeführten Gleichstrom mißt, werden zur
Steuerung eines Phasenreglers 55 verwendet, um den Ausgangsstrom
des Gleichrichters so zu steuern, daß er proportional dem Ausgangsstrom i ist. Mit anderen Worten, es werden die Amplitude der jeweiligen Phasenströme i , i, und i so gesteuert, daß sie dem
Ausgangsstrom i proportional sind. Obwohl die Wellenform des dem
Motor zugeführten Stromes rechteckförmig ist, wird die Grundwelle, welche den Hauptteil davon enthält, entsprechend dem Ausgangsstrom i aus den oben angegebenen Gründen gesteuert.

Obgleich in den vorhergehenden Ausführungsbeispielen die für die
Steuerung notwendige Abtastberechnung unter Verwendung von Verriegelungskreisen, Funktionskreisen und Registern ausgeführt wurde, ist es selbstverständlich, daß solche Berechnungen mit Hilfe eines Mikrocomputerprogramms ausgeführt werden können. Diese verschiedenen Additions-, Subtraktions-, Multiplikations- und Divisionsoperationen werden durch eine zentrale Datenverarbeitungseinheit des Computers ausgeführt, und es können die aufeinanderfolgende Steuerung dieser arithmetischen Operationen und verschiedenen Funktionen der Folge-

- 35 -

909826/0951

steuerung auch durch die zentrale Datenverarbeitungseinheit bewirkt werden. Die Verriegelungskreise, Funktionskreise, Register usw. können durch solche Speichereinrichtungen,

wie Festwertspeichereinrichtungen oder Speicher mit wahlfreiem Zugriff, ersetzt werden, die durch die zentrale Datenverarbeitungseinheit gesteuert werden.

Wie in dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 11 gezeigt, können bestimmte Berechnungen weggelassen werden, und zwar abhängig von der Art des Frequenzwandlers oder in Abhängigkeit davon, ob die Ausgangs-Drehmomentcharakteristik linear oder nicht linear in Bezug auf die Flußsteuerung oder die Drehmomentinstruktion sein sollte.

Ferner wurden für die Differenzierung der Flußinstruktion die Differenz zwischen einer vorherigen FlußInstruktion und einer neuen FlußInstruktion verwendet. Wenn Signale in Form von digitalen Größen in der Rechenschaltung verarbeitet werden und wenn die Zahl der.Bits der Signale klein ist, kann eine wirksamere Steuerung bewirkt werden durch Mittelwertbildung der kleinen Zeiten (minute times), deren Differenz durch Verlängerung der kleinen Zeiten für die Berechnung des Schlupfwinkels erhalten werden muß, oder durch Verringerung des Fehlers der Abtastberechnung durch Verwendung eines Digitalfilters.

Da, wie oben beschrieben, gemäß der Erfindung in Abhängigkeit von einer Drehmomentinstruktion das wirkliche Drehmoment durch Steuerung

- 36 -

909826/0951

nicht nur der Amplitude sondern auch der Phase des Primärstromes so gesteuert wird, daß der wirkliche Fluß des Motors direkt proportional einer FlußInstruktion wird, ist es möglich, den Strom, der nur das Drehmoment beeinflußt, und den Strom, der den Fluß beeinflußt, so zu steuern, daß sie rechtwinklig zueinander verlaufen. Aus diesem Grunde besteht keine Gefahr, daß die rechtwinklige Bedingung vorübergehend verlassen wird, was zu einer unstabilen Erscheinung, wie einer Schwingung, führt, was unvermeidbar gewesen ist, wenn nur die Amplitude des Primärstromes gesteuert worden ist, wie es früher der Fall gewesen ist.

Ferner ist es auch möglich, die Nachteile auszuschalten, die durch die Änderung der Konstanten des Motors bewirkt worden ⁱⁿ , welche das Steueransprechverhalten beeinträchtigen, das ist die magnetische Sättigung oder die Änderung des Sekundärwiderstandes, die durch Temperaturänderungen hervorgerufen wird. Insbesondere die nachteilige Wirkung,die durch die Änderung des Sekundärwiderstandes hervorgerufen wird, kann durch Veränderung der Abtastperiode vermieden werden, ohne daß der Rechenkreis geändert wird, durch die einzigartige Verwendung der Arbeitsweise der Abtaststeuerung. Für verschiedene Motoren ist es deshalb nur notwendig, die Abtastperiode und die Verstärkung des Ausgangsstromes in Bezug auf das Stromnormal des Frequenzwandlers zu justieren. Insbesondere dann, wenn digitale Rechnungen mit einem Mikrocomputer ausgeführt werden, können Berechnungen mit gewünschten Genauigkeiten durchgeführt werden, ohne daß der Rechenkreis justiert wird, wodurch Abweichungen der Steuercharakteristik, die durch die Justierung bewirkt werden, vermieden werden.

- 37 -

909826/0951

Wenn die Feldsteuerung des Motors bewirkt wird, ist es möglich, alle Steuerungen mit einem einzigen Frequenzwandler auszuführen, ohne Verwendung irgendwelcher spezieller Maßnahmen. Wenn in das System nach der Erfindung ein Geschwindigkeits-Rückführ-Steuersystem, ein Positions-Rückführ-Kontrollsystem oder ein automatisches Feld-Schwächungs-Kontrollsystem enthalten ist, ist es möglich, eine Geschwindigkeitssteuerung und eine automatische
Feldschwächungs-Steuerung für Induktionsmotoren vorzusehen, und zwar in genau der gleichen Weise, wie es bei Gleichstrommotoren der Fall ist.

909826/0951

Claims

£ (^i'ch>i<i "f er?

DlPL.-ING. KLAUS BEHN

DIPL.-PHYS. ROBERT MÜNZHUBER

PATENTANWÄLTE

WIDENMAYERSTRASSE 6 D-8000 MÜNCHEN 22 TEL. (089) 222530-295192

22.12.1978 A 270 78 Be/De

PATENTANSPRÜCHE

( 1.JVerfahren zum Steuern eines Induktionsmotors, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

es werden aufeinanderfolgend einer Schlupffrequenz des Induktionsmotors entsprechende Digitalgrößen zu einem vorbestimmten Zeitintervall addiert;

es wird die Summe dieser aufeinanderfolgend addierten Digitalgrößen zu einer einem Rotationswinkel des Motors proportionalen D-.gitalgröße addiert, um einen Summenwert zu erhalten; es wird ein Primärstromvektor des Induktionsmotors aus dem Summenwert und einer Stromkomponente errechnet, die nur das Drehmoment des Motors beeinflußt, und

es wird der Primärstrom des Induktionsmotors aufgrund des Primärstromvektors gesteuert.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das vorbestimmte Zeitintervall dem Sekundärwiderstand des Induktionsmotors umgekehrt proportional ist.

909826/0951 - ₂ -

OFIfG(NAL INSPECTED

Bankhaus Merck. Ffnck & Co., München Bankhaus H. Aufhäuser, München Postscheck: München

(BLZ 700 30400) Konto-Nr. 254 649 (BLZ 700 30600) Konto-Nr 261300 (BLZ 7001OO 80) Konto-Nr 209 04-8OO

Telegrammadresse- Patentsenior
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Primärstromvektor aus dem Summenwert, der Stromkomponente, die nur das Drehmoment des Motors beeinflußt, und deren Magnetfluß errechnet wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schlupffrequenz aus einer Drehmomentinstruktion und einer Flußinstruktion des Induktionsmotors errechnet wird und daß der Primärstromvektor aus dem Summenwert, einer aus der Drehmomentinstruktion und der FlußInstruktion errechneten und nur das Drehmoment des Motors beeinflussenden Stromkomponente und einer Stromkomponente errechnet wird, die den Fluß des Motors beeinflußt.
5. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Primärstromvektor aus dem Summenwert, einer Stromkomponente, die nur das Drehmoment des Motors beeinflußt, und einer Stromkomponente, die den Fluß des Motors beeinflußt, errechnet wird.
6. Verfahren zum Steuern eines Induktionsmotors, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

zu einem dem Sekundärwiderstand des Motors umgekehrt proportionalen Zeitintervall werden aufeinanderfolgend einer Schlupffrequenz des Motors entsprechende, aus einer Drehmomentinstruktion und deren FlußInstruktion errechnete Digitalgrößen addiert, um einen ersten Summenwert zu erhalten;

dieser erste Summenwert wird zu einer Digitalgröße addiert, die einem Rotationswinkel des Motors proportional ist, indem die

909826/0951

Digitalgröße zu dem Zeitintervall ausgetastet wird, um einen zweiten Summenwert zu erhalten;

es wird durch Abtasten ein Primärstromvektor des Induktionsmotors zu einem zweiten Zeitintervall, das dem ersten Zeitintervall proportional ist, errechnet, und zwar aus dem zweiten Summenwert einer aus dem zweiten Summenwert, der Drehmomentinstruktion und der Flußinstruktion errechneten und nur das Drehmoment des Motors beeinflussenden Stromkomponente und einer den Fluß des Motors beeinflussenden Stromkomponente, und es wird der Primärstrom des Induktionsmotors aufgrund des Primärstromvektors gesteuert.
7. Vorrichtung zum Steuern eines Induktionsmotors, gekennzeichnet durch einen Frequenzwandler mit einem Gleichrichter und einem Inverter für die Speisung des Motors mit einem Wechselstrom mit veränderbarer Frequenz, durch eine auf eine vorbestimmte Drehmomentinstruktion T und eine vorbestimmte Flußinstruktion φ ansprechende Vorrichtung zur Erzeugung eines Schlupffrequenzsignals Δ θ , durch eine auf das Schlupffrequenzsignal ansprechende Vorrichtung zur Erzeugung eines Schlupfwinkelsignals θ , durch eine auf die Rotation des Motors ansprechende Vorrichtung zur Erzeugung eines Rotationswinkelsignals θ , durch einen ersten Addierer zum Addieren des Rotationswinkelsignals θ und des Schlupfwinkelsignals θ , durch

IC S

eine Wahl-Schaltvorrichtung zur Auswahl eines vorbestimmten Rotations winkeis θ~ von mehreren Rotationswinkeln des Motors, durch einen zweiten Addierer zum Addieren der Ausgangssignale des ersten Addierers und der ersten Übertragungs-Schaltvorrichtung, durch eine auf die Drehmomentinstruktion und die Flußinstruktion ansprechende Vorrichtung zur Erzeugung eines Stromsignals i, , das das Drehmoment

909826/0951 - 4 -

des Motors beeinflußt, durch eine auf die FlußInstruktion und die Flußänderung des Motors während einer Abtastperiode ansprechende Vorrichtung zur Erzeugung eines Stromsignals i, .,, welches den Magnetfluß des Motors beeinflußt, durch eine Funktionsschaltung zur Erzeugung einer trigonometrischen Funktion des Ausganges des zweiten Addierers, durch einen Multiplikator zum Multiplizieren des Ausganges der Funktionsschaltung mit einem der Stromsignale i, und i_ldf durch eine auf den Ausgang des Multiplikators ansprechende Vorrichtung zur Steuerung des Frequenzwandlers und durch eine Folgesteuervorrichtung zur aufeinanderfolgenden Betätigung verschiedener der vorgenannten Elemente.
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Folge-Steuervorrichtung (39) einen elektrischen Oszillator (40) und einen auf die Temperatur des Motors ansprechenden Temperaturfühler (41) zur Steuerung des Betriebes des Oszillators enthält.
9. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zur Erzeugung des Stromsignals (i, ,) eine auf die Flußinstruktion (f) ansprechende Funkt ions schaltung zur Erzeugung eines Stromsignals i , eine auf die Flußinstruktion <j) ansprechende Vorrichtung zur Erzeugung eines Flußänderungssignals .Δ. φ während der Abtastperiode und einen Addierer zum Addieren des Flußstromsignals i_{Q und des Flußänderungssignals} A$_q enthält.
10. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zur Erzeugung des Schlupfwinkfelsignals θ ein Register

909826/0951

und einen Addierer enthält, welcher das Schlupffrequenzsignal Δ θ und ein vorhergehendes Schlupfwinkelsignal θ aufnimmt, das in dem Register gespeichert worden ist und das Ausgangssignal dem Register zuführt.

909826/0951