DE1613512C3 - Schaltung zur Speisung eines Drehfeldmotors - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Steuerung eines einen Drehfeldmotor speisenden Umrichters nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine solche Anordnung zur Speisung eines Synchronmotors mit gleichstromerregtem Polrad ist aus der schweizerischen Patentschrift 4 01 250 bekannt Dort wird z. B. mittels Hallsonden ein in seiner Amplitude drehzahlunabhängiges, periodisches Rotorstellungssignal mit einer der Polraddrehzahl entsprechenden Frequenz und aus diesem Stellungssignal weiterhin ein Sollwertsignal für den Motorspeisestrom erzeugt Dieses Stromsollwertsignal hat eine in bezug auf die Polradstellung unveränderliche Phasenlage, so daß für die Drehmomenteinstellung nur die Amplitude des Stromsollwertsignals als Steuergröße verfügbar ist Dies gilt auch für den Fall der stetigen Abbildung der Polradstellung durch einen Stellungsgeber mit stetig veränderlichem Ausgangssignal, z. B. einer Hallsonde, weil nur eine Multiplikation eines sinusförmigen Signals mit einem einzigen Stromsollwert erfolgt

Eine ähnliche Schaltung ist aus der US-Patentschrift 32 54 285 bekannt, die zusätzlich verschiedene elektronische Multiplikatorschaltungen für die Steuerung der Amplitude des Sollwertsignals zeigt Eine gesteuerte Phasenverschiebung des Sollwertsignals oder dafür geeignete Schaltungsmittel sind dort nicht vorgesehen.

Aufgabe der Erfindung ist demgegenüber die Schaffung einer Schaltungsanordnung der vorausgesetzten Art, bei der ein vorgegebenes Drehmoment auch im Stillstand einstellbar ist wobei jedoch die Drehmomenteinstellung nicht allein vom Amplitudensollwert des Motorspeisestromes abhängig sein soll. Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst

Die Drehmomenteinstellung erfolgt bei einer solchen Anordnung durch entsprechende Bemessung des Verhältnisses und der absoluten Größe zweier um 90° elektrisch gegeneinander versetzter Komponenten des Speisestromsollwertsignals. Hierdurch ergibt sich ein Vektor des Ankerrückwirkungsflusses von bestimmter Größe und Phasenlage bezüglich des resultierenden Feldes und damit auch ein bestimmter Winkel zwischen

dem Vektor des resultierenden Feldes und dem Vektor des Rotorfeldes. Der letztgenannte Winkel, welcher im Fall der Synchronmaschine dem Polradwinkel und im Fall der Asynchronmaschine der relativen Winkelstellung zwischen dem resultierenden Drehfeld und dem induzierten Rotorfeld entspricht, bestimmt in jedem Fall das Drehmoment, welches somit wie verlangt einstellbar ist. Die Einstellung bzw. laufende Steuerung der Komponenten des Speisestromsollwertsignals kann dabei sowohl im Fall der Synchronmaschine in Abhängigkeit von der z. B. mittels einer Sonde erfaßten Winkelstellung des resultierenden Drehfeldes sowie im Fall der Synchronmaschine und auch durch unmittelbare Erfassung der Rotorstellung z. B. mittels eines Rotorstellungsgebers oder ebenfalls mittels einer geeigneten Sonde durchgeführt werden. Auch kommt eine Steuerung oder Regelung mit unmittelbarer Drehmomentvorgabe, speziell bei Asynchronmaschinen mit Vorgabe einer bestimmten Schlupffrequenz in Betracht Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß durch entsprechende Einstellung der Komponenten des Speisestrom-Sollwertsignals auch der Phasenwinkel zwischen Klemmenspannung und Speisestrom, d.h. der Leistungsfaktor der Maschine gesteuert werden kann.

Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Ansprüchen 2 bis 5 gekennzeichnet

Die Erfindung wird an Hand der Zeichnungen erläutert Hierin zeigt

F i g. 1 das vereinfachte Zeiger- bzw. Vektordiagramm der Magnetflüsse und Spannungen eines Synchronmotors als Grundlage für die Erläuterung der Wirkungsweise einer erfindungsgemäßen Speiseschaltung,

F i g. 2 das Prinzipschaltbild einer erfmdungsgemäßen Speiseschaltung für einen Synchronmotor,

F i g. 3 ein abgewandeltes Schaltungsteil der Speiseschaltung gemäß F i g. 1 für die Anwendung auf einen Asynchronmotor,

Fig.4 eine schematische Darstellung eines für die erfindungsgemäße Schaltung verwendbaren Taktgebers,

Fig.5 die Prinzipschaltung eines für Zwecke der Erfindung verwendbaren Multiplikators und

F i g. 6 ein Spannungs-Zeitdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des Umrichters einer erfindungsgemäßen Speiseschaltung.

In F i g. 1 ist der Vektor des Erregerflusses (Rotor bzw. Polrad) mit Φ_Λ derjenige des Ankerrückwirkungsflusses mit Φ; und derjenige des resultierenden Flusses mit Φι bezeichnet Der Vektor der im Anker (Statorwicklung) erzeugten elektromotorischen Kraft Ei steht senkrecht auf dem Vektor des resultierenden Statorflusses Φ\ und setzt sich mit dem ohmschen Spannungsabfall I\ ■ Ri in der Ankerwicklung der Maschine zur Klemmenspannung Ukx zusammen. Der Winkel zwischen Φ-, und Φ_β ist mit α bezeichnet und bestimmt zusammen mit dem absoluten Beitrag von Φ,-unter Berücksichtigung des jeweiligen Φ_ε die (in F i g. 1 nicht bezeichneten) Winkel zwischen Φι und Φ_ε einerseits sowie Φι und Φ,- andererseits. Von den beiden letztgenannten Winkeln entspricht ersterer dem drehmomentbestimmenden Polradwinkel, während letzterer den Leistungsfaktor bestimmt Die erfindungsgemäße Komponenteneinstellung des Speisestromes und damit von Φ,- ermöglicht somit nicht nur die erstrebte Drehmomenteinstellung bis herab zum Stillstand, sondern auch eine Leistungsfaktorsteuerung bzw. -regelung. Der Leistungsfaktor hat den anzustrebenden Wert 1, wenn Un und I\ in Phase sind, d.h. bei rechtwinkliger Relativstellung zwischen Φι und Φα Die Abhängigkeit des Winkels α vom Strom Ii beim jeweiligen Betriebszustand kann bei einer erfindungsgemäßen Schaltung entsprechend einem gewünschten Leistungsfaktor berücksichtigt werden.

In der Schaltung gemäß F i g. 2 wird ein Synchronmotor 2 aus einem Wechselstromnetz RSTüber Umrichter

ίο 1 gespeist. Die Erregung des Motors ist durch seine nicht näher bezeichnete Feldwicklung angedeutet.

Die Umrichter werden über den Steuersatz 3 gesteuert Für die Phase R ist nun die Steuerung genauer dargestellt. Die Steuerspannung für den Steuersatz 3 wird in ersten Multiplikatoren in Form von elektronischen Potentiometern 4 und 5 erzeugt Diese stellen die zwei von dem Taktgeber 6 als Rotorstellungsgeber erzeugten, um 90° gegeneinander verschobenen sinusförmigen Spannungen ein. Beide Komponenten werden im Mischglied 48 zusammengesetzt Je nach der Höhe der beiden Komponenten ergibt sich eine resultierende Spannung bestimmter Höhe und Phase, die den Sollwert für den Motorstrom oder die Motorspannung bildet Die Stellung der Potentiometer muß nun so bestimmt werden, daß sich die verlangte Spannung am Motor einspielt Zu diesem Zweck werden die Potentiometer durch die Ausgangsspannung von zweiten Multiplikatoren in Form zweier weiterer Potentiometer 7 und 8 eingestellt. Die Höhe dieser Gleichspannungen wird durch die Funktionsbildner 9 und 10 vorbestimmt Diese geben in Abhängigkeit vom Winkel α zwischen dem Erregerfluß Φ_ί und dem Ankerrückwirkungsfluß Φ; (F i g. 1) die zugehörigen Funktionen cos α und sin α an. Der Wert α wird in dem Funktionsbildner 11 erhalten, welcher die in F i g. 1 dargestellte Abhängigkeit des Winkels α vom Strom U (bzw. des ihm proportionalen Flusses Φ,) nachbildet Dieser Strom /i wird als stromproportionale Spannung eingegeben. Die aus den Funktionsbildnern 9 und 10 erhaltenen Spannungen ändern nun über die Potentiometer 7 und 8 den einzustellenden Strom h so ab, daß die in den Taktgebern 6 entstehenden Sinusspannungen eine bestimmte Höhe erhalten und zusammengesetzt dann die Steuerspannung für den Steuersatz 3 abgeben, der daraus in bekannter Weise Zündimpulse für die Umrichter- oder Wechselrichteranordnung erzeugt Bei einer Regelung wird dem Ausgang der Potentiometer 4 und 5 noch die aus dem Stromwandler 47 gewonnene Ist-Größe zugeführt, so daß der Steuersatz 3 dann die Differenz von Soll- und Ist-Wert erhält. In der beschriebenen Schaltung bilden die Elemente 7, 8 insgesamt eine Steuereinrichtung für die Amplituden- und Phasenbeeinflussung des Motorspeisestromes.

Fig.3 zeigt die entsprechende Anordnung für die Speisung von Asynchronmotoren. Sie unterscheidet sich insbesondere darin, daß nicht der Winkel <x, sondern die erforderliche Schlupffrequenz f_s vorgegeben werden muß. Soll der resultierende Fluß in der Maschine seinen Nennwert behalten, so gibt es eine bestimmte Abhängigkeit zwischen der Schlupffrequenz und dem Strom. Statt des Funktionsbildners 11 ist daher der Funktionsbildner 12 vorgesehen, welcher diese Abhängigkeit nachbildet. Den Potentiometern 7 und 8 wird dann die Spannung der Frequenz /j zugeführt, und zwar

h j dem Potentiometer 7 die im Glied 13 um 90° verschobene Spannung und dem Potentiometer 8 die Spannung ohne zusätzliche Phasenverschiebung. Man erhält dann einen um die Schlupffrequenz stetig

ansteigenden Winkel α. Die Potentiometer 7 und 8 werden dann also im Takte der Schlupffrequenz verstellt. Dies wirkt sich so aus, als wenn der Winkel α (Fig. 1) stetig vergrößert wird. Hierdurch werden die Frequenz des Taktgebers und die Frequenz des Potentiometers, also die Schlupffrequenz überlagert. Die Umrichter werden dann durch eine Frequenz, die um die Schlupffrequenz vergrößert oder verkleinert ist, gesteuert. Die ganze Anordnung wirkt auf diese Weise wie ein elektronisches Differential.

Der Taktgeber 6, der die besondere Eigenart hat, Spannungen mit gleicher Frequenz, die der Drehzahl des Motors entspricht, zu erzeugen, und die Höhe der Spannung dabei gleichzuhalten, kann nun beispielsweise ausgeführt werden, wie Fig.4 zeigt. Der Taktgeber bildet den Motor nach. Als Rotor ist ein permanenter Magnet 14 vorgesehen, der sich synchron mit dem Motor dreht. Als Stator sind Hall-Sonden 15 bis 20 vorgesehen, deren Spannung nur vom durchgehenden Steuerstrom und dem Fluß zwischen Rotor und Stator abhängt Für jede Phase sind zwei solcher Sonden vorhanden, die bei Drehung des Ankers 14 zwei um 90° verschobene Spannungen erzeugen. In diesen Taktgebern entsteht eine Spannung, die proportional dem Fluß ist Steht der Anker still, so entsteht ein Gleichfluß. Bewegt er sich, so ändert sich die Spannung mit dem durchtretenden Fluß, also sinusförmig, mit der Frequenz, die der Drehzahl des Ankers entspricht. Bei kleinen Drehzahlen sind Motor und Taktgeber mehrpolig ausgeführt, so daß dann die Frequenz um die Polpaarzahl vervielfältigt. gegenüber der Drehzahl erscheint

Es genügt, je Phase Hall-Sonden nur für eine Phasenlage vorzusehen, wenn man die so gewonnenen Spannungen mit Hilfe von 90° -Schaltungen umwandelt. Diese Anordnung ist nicht näher dargestellt, da solche Schaltungen an sich bekannt sind.

In der Fig.5 ist ein als Multiplikator geeignetes elektronisches Potentiometer gezeigt F i g. 6 zeigt die zugehörige Wirkungsweise. Die Aufgabe ist die Spannung i/_a die eine beliebige Form haben kann, stetig zu verkleinern, so daß am Ausgang des Potentiometers nur die Spannung U₃ herauskommt. Zu diesem Zweck wird die Spannung einer Schalteinrichtung zugeführt die aus Übersichtlichkeitsgründen durch Schalter dargestellt ist. Diese Schalter sind aber auch elektronisch durch Transistoren nachzubilden. Die Steuerung erfolgt mit Hilfe der einstellbaren Gleichspannung U_x und der konstanten Hilfs-Wechselspannung U_H. Diese besitzt eine höhere Frequenz als die zugeführte Spannung U₀. Die Hilfsspannung Uh wird in dem Generator 25 'erzeugt, sie ist dreieckförmig. Die Gleichspannung U_x wird an der Klemme 26 zugeführt. Beide Spannungen werden über Widerstände dem Vergleichsglied 28 zugeführt In diesem Vergleichsglied geschieht nun folgendes: Solange der Momentanwert der Hilfsspannung Uh kleiner ist als die Gleichspannung U_x, entsteht kein Impuls am Ausgang des Vergleichsgliedes 8. In diesem Fall bleiben die Schalter 21 und 24 geschlossen. Wenn aber der Momentanwert der Spannung Uh die Gleichspannung U_x übersteigt, so entsteht ein Impuls. Dieser bewirkt daß die Schalter 21 und 24 geöffnet (also der entsprechende Transistor gesperrt) werden und die Schalter 22 und 23 schließen. Dadurch wird die Polarität der zugeführten Spannung U_e umgedreht Die Spannung U_e wird hierbei über den Umkehrverstärker 31 geführt und gelangt dann über den Schalter 23 an den Ausgang bzw. den Widerstand 29. Die so entstehende Impulsfolge an dem Vergleichsglied 28 ist in der Fig.6 als U_AC dargestellt Die Eingangsspannung U_e ist sinusförmig angenommen. Die Ausgangsspannung U_a folgt so lange dieser Sinuskurve, solange der Momentanwert von Uh kleiner als U_x ist, kehrt ihre Polarität aber um, wenn {///größer als U_x ist. Im Mittel ist diese Spannung dann kleiner als die zugeführte Spannung U* Sie wird dann noch in dem Widerstand 29 und der Kapazität 30 geglättet, so daß dann eine angenäherte Sinusform entsteht, die mit U_am bezeichnet ist Macht man nun U_x kleiner oder größer, so verändert sich der Wert U_3n, entsprechend. Erreicht U_x die Amplitude von Uh, so wird die ganze Eingangsspannung durchgelassen. Ist U_x gleich Null, so ist die Spannung U₃ ebenfalls Null, da dann die positiven und negativen Teile der Spannung sich gegenseitig aufheben. Man kann nun mit diesem Potentiometer auch negative Werte erhalten, so daß die zugeführte Spannung U_e von - U_e über Null bis + U_e gesteuert werden kann. Die negativen Werte erhält man dann, wenn die Spannung U_x ebenfalls negativ gemacht wird, so daß sie die Kurve U_H auf der negativen Seite schneidet Dann wird der Mittelwert der Ausgangsspannung gegenüber der Eingangsspannung negativ.

Die zugeführte Spannung kann jede beliebige Kurvenform haben. Sie kann eine Gleich- oder eine Wechselspannung sein. Für Gleichspannung werden die Potentiometer 7 und 8 (F i g. 2), für Wechselspannung die Potentiometer 4 und 5 benutzt

Die Funktionsbildner werden nicht besonders beschrieben, da ihre Ausführung allgemein bekannt ist und nichts Neues darstellt Sie werden durch Verstärkeranordnungen gebildet die die verlangte Abhängigkeit besitzen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Steuerung eines einen Drehfeldmotor speisenden Umrichters, enthaltend einen Wechselstrom-Rotorstellungsgeber, der ein in seiner Amplitude drehzahlunabhängiges, in seiner Frequenz drehzahlproportionales und mit seinem Augenblickswert von der Rotorstellung abhängiges Stellungssignal liefert, und eine Multiplikationseinrichtung, von deren Eingängen ein erster mit einem Amplitudensollwertgeber für den Motorspeisestrom und ein zweiter mit dem Ausgang des Rotorstellungsgebers und deren Ausgang mit dem Steuersatz des Umrichters verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Multiplikationseinrichtung wenigstens zwei einer Phase des Wechselstrom-Rotorstellungsgebers (6) zugeordnete erste Multiplikatoren (4,5) mit je einem ersten und einem zweiten Eingang aufweist, daß die ersten Eingänge der beiden ersten Multiplikatoren (4, 5) mit um 90° elektrisch gegeneinander versetzten Stellungssignalen beaufschlagt sind, daß die zweiten Eingänge der beiden ersten Multiplikatoren (4, 5) an zugehörige Steuerausgänge einer Steuereinrichtung (7 bis 10) für die Amplituden- und Phasenbeeinflussung des Motorspeisestroms angeschlossen sind, daß die Ausgangsgrößen der beiden ersten Multiplikatoren (4, 5) in einem Mischglied (48) überlagert sind, daß die Steuereinrichtung (7 bis 10) für jeden der ersten Multiplikatoren (4,5) einen zweiten Multiplikator (7 bzw. 8) mit je einem ersten und einem zweiten Eingang sowie mit einem an den zweiten Eingang des zugehörigen ersten Multiplikators (4 bzw. 5) angeschlossenen Ausgang aufweist und daß die ersten Eingänge der zweiten Multiplikatoren (7, 8) mit dem Amplitudensollwert (It) des Motorspeisestromes und die zweiten Eingänge der zweiten Multiplikatoren (7, 8) mit gesonderten Stellsignalen beaufschlagt sind, die zueinander im Verhältnis von Sinus und Cosinus eines vorgebbaren Winkels (α) zwischen den Vektoren des Erregerflusses (<P_e) und des Ankerrückwirkungsflusses (Φ,) stehen.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zur Speisung eines Synchronmotor, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Eingänge der zweiten Multiplikatoren (7, 8) an je einen zugehörigen Funktionsbildner (9, 10) angeschlossen sind, denen über Argumenteingänge der Winkel («) für das Sollwertsignal des Motorspeisestromes zugeführt wird und die in Abhängigkeit davon eine Sinus- bzw. Cosinusfunktion bilden, und daß die Argumenteingänge der Funktionsbildner (9, 10) an einen Funktionsgeber (11) angeschlossen sind, der in Abhängigkeit von dem jeweiligen Amplitudensollwert (Ii) des Motorspeisestromes den Winkel (α) bildet, der einer wenigstens annähernd rechtwinkligen Zuordnung der Vektoren des Ankerrückwirkungsflusses (Φ,) und des resultierenden Flusses (Φι) entspricht (F ig. 2). so

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zur Speisung eines Asynchronmotors, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Eingänge der zweiten Multiplikatoren (7, 8) mit zwei sich zeitlich sinusförmig entsprechend einer vorgegebenen, t>^r> einem stetig ansteigenden Winkel (oc) zugeordneten Schlupffrequenz (f_s) des Asynchronmotors ändernden und um 90° gegeneinander verschobenen

Signalen beaufschlagt sind (F i g. 3).

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der beiden um 90° gegeneinander verschobenen, zeitlich sinusförmigen Signale durch einen Funktionsgeber (12) gemäß einer vorgegebenen funktioneilen Zuordnung der Schlupffrequenz (f_s) des Asynchronmotors zum Amplituden-Sollwert (I\) des Motorspeisestromes bestimmt ist (F i g. 3).

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Multiplikatoren (4, 5) einen Umkehrverstärker (31), eine elektronische Schalteinrichtung (21 bis 24), einen Generator zur Erzeugung einer Dreieckspannung (Uh) von auf die Frequenz des Rotorstellungsgebers (6) bezogen höherer Frequenz und eine Gleichspannungsquelle (U_x) von einstellbarer Spannung aufweisen und daß die elektronische Schalteinrichtung (21 bis 24) in Abhängigkeit von der Unterschreitung der Augenblickswerte der Dreieckspannung (Uh) durch die Gleichspannung (U_x) betätigbar ist (F i g. 5).