DE2804297C2 - Anordnung zur Regelung der Drehzahl eines Asynchron-Kurzschlußläufermotors - Google Patents
Anordnung zur Regelung der Drehzahl eines Asynchron-KurzschlußläufermotorsInfo
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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Description
30
jeweils das Ausgangssignal berechnet ist, wobei /T
das Ausgangssignal des Drehzahlreglers und /E das Ausgangssignal des Erregerstromsieuergebers und
K1 und K2 Konstanten bedeuten.
2. Anordnung nach Anspruch 1, wobei der zweite Funktionsgeber ab Typenpunkt der Maschine aufwärts
drehzahlabhängig korrigeirt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Erregerstromsteuergeber (24)
drehzahlabhängig geführt ist derart, daß im Drehzahlbereich bis zum Typenpunkt sein Ausgangssignal
konstant ist und danach abfällt.
45
50
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Regelung der Drehzahl eines Asynchron-Kurzschlußläufeimotois
nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Bei bisherigen derartigen Anordnungen liefert ein mit variabler Frequenz arbeitender Umrichter den elektrischen
Strom für den Kurzschlußläufennotor, so daß der elektrische Strom eine Frequenz besitzt, die sich durch
die algebraische Summe des Ausgangssignals eines Schlupffrequenzsignalgenerators, abhängig von einem
Führungsdrehmoment, und des Ausgangssignals eines Drehzahlreglers bestimmt. Die Spannung zur Speisung
des Kurzschlußläufermotors ist dem Absolutwert der so bestimmten Frequenz proportional. Mit derartigen Anordnungen
können die Eigenschaften bzw. Kennlinien des erzeugten Drehmoments mehr oder weniger verbessert
werden; jedoch spricht der Schlupf des Kurzschlußläufermotors nicht genügend schnell auf das erforderliche
Drehmoment an. Außerdem verändert sich der Luftspaltfluß im Kurzschlußläufermotor, wobei es
ziemlich lange dauert, bis diese Änderung des Luftspaltflusses aufgehoben ist.
Zur Ausschaltung dieser Schwierigkeiten wurde der Kurzschlußläufermotor bereits mit einem Luftspalt-Magnetfühler
versehen, um mit dessen Hilfe die Wechselstromzufuhr zum Kurzschlußläufermotor in Abhängigkeit
von der gemessenen Position des Luftspaltflusses oder der Phase einer inneren bzw. eigenen elektromotorischen
Kraft zu regeln. Diese Maßnahme führt jedoch zu einem komplizierten, aufwendigen Aufbau.
Aus der DE-AS 15 63 228 ist eine weniger aufwendige
Anordnung der eingangs genannten Art bekannt, bei der die ein Drehmomentsignal darstellende Ausgangsgröße
des Drehzahlgebers in drei verschiedenen Funktionsgliedern verarbeitet wird, wobei, um'eine schnelle
Änderung des Drehmomentes zu erreichen, der Winkel zwischen Ständerstrom und Hauptfluß bei Lastwechsein
geändert wird.
Es ist nun Aufgabe der Erfindung, die eingangs genannte Anordnung zu verbessern, daß mit dieser eine
lineare Regelung ohne Zeitverzögerung genauer möglich ist.
Diese Aufgabe wird bei einer Anordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 ei findungsgemäß
durch die in dessen kennzeichnendem Teil enthaltenen Merkmale gelöst.
Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ergibt sich aus Patentanspruch 2.
Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung im Vergleich zum Stand der Technik anhand
der beigefügten Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. la ein Druckschaltbild einer bisherigen Induktionsmotor-Regelanordnung,
Fig. Ib eine graphische Darstellung zur Erläuterung
der Arbeitsweise der Anordnung gemäß Fig. 1.
Fig. 2 ein Blockschallbild einer Induktionsmotor-Regelanordnung
mit Merkmalen nach der Erfindung.
Fig. 3 und 4 eine graphische Darstellung von drei Wechselstromparametern bzw. ein Vektordiagramm zur
Erläuterung des Grundprinzips der Erfindung.
Fig. 5 eine schematische Darstellung der räumlichen Leiterstromverteilungen für einen Primär- und einen
Sekundärstrom, die durch einen erfindungsgemäß geregelten Induktionsmotor fließen, und
Fig. 6 ein Schaltbild eines vereinfachten Äquivalentschaltkreises für Induktionsmotoren mit Kurzschluß-Sekundärleiter,
Bei einer in Fig. la veranschaulichten, bisherigen Anordnung weist ein Kurzschlußläufermotor 10. im fragenden
kurz «Motor» genannt, eine nicht darstellende Primärwicklung, die von einer frequenzveränderlichen
Stromversorgung 12 gespeist wird, und eine kurzgeschlossene Sekundärwicklung (nicht dargestellt) auf. Die
Stromversorgung 12 kann ein Umrichter sein. Bei einer solchen Anordnung zeigt die Drehzahlregelung des
Motors 10 infolge des Vorhandenseins der kurzgeschlossenen Sekundärwicklung eine komplizierte, nicht-lineare
Ansprechkennlinie. Genauer gesagt: Im Vergleich zu Gleichstrommotoren oder kommutatorlosen Motoren,
wie Synchronmotoren, ist dabei die Drehmonienterzcugung
mit einer Zeitverzögerung verbunden, wobei sich das erzeugte Drehmoment schwingend ändert. Die bisherigen
frequenzveränderlichen Regelanordnungen für Kurzschlußläufermotoren haben sich also dann als ungeeignet
erwiesen, wenn ein schnelles Ansprechen erforderlich ist.
ΐ" Zur Ausschaltung der genannten Mangel weist die
Anordnung gemäß Fig. la ein Addierwerk 16 auf, das
:r-: sowohl ein Ausgangssignal ωΝ von einem Drehzahldetektor
14. wie einem an dem Motor 10 angeschlossenen
: Drehzahlregler, als auch ein Ausgd.ngssignal u>s von
- einem Führungs-Schlupffrequenzsignalgenerator 18, an den ein Führungsdrehmoment τ angelegt wird, aufnimmt
und die algebraische Summe ω' beider Ausgangssignale erzeugt, die ihrerseits die Frequenz ω des in den Motor 10
eingespeist;/: elektrischen Stroms bestimmt. Die alge- Ό
' braische Summe o/ wird sowohl der frequenzveränderlichen
Stromversorgung 12 als auch einen Spannungsgenerator 20 eingegeben, der als quadratischer Detektor
''- wirkt und eine der Absolutgröße der Frequenz ω proportionale Spannung VM liefert. Die Stromversorgung 12
regelt somit den Motor 10 in Abhängigkeit von der ihr aufgeprägten Spannung VM und der Frequenz ω. Eine
solche Anordnung ist als Schlupffrequenz-Regelanord- ;. nung bekannt.
·.; Die bisherigen Regelanordnungen der Art gemäß
< Fig. 1 sind mit dem Nachteil behaftet, daß ein das
Drehmoment bestimmender Winkel nicht schnell genug ,': auf eine Drehmomentänderung anspricht. Der Ausdruck
f. «das Drehmoment bestimmender Winkel» bezieht sich
f auf einen Abweichwinkel einer primären von einer f? sekundären Stromverteilung. Wenn sich insbesondere
.'[ das Führungsdrehmoment τ, wie in Fig. Ib bei (i)
Γ· angedeutet, stufenweise ändert, spricht die Winkel-E.
Schlupffrequenz ojs, wie bei (ii) in Fig. Ib dargestellt,
augenblicklich auf das Drehmoment an, während eine ri Änderung des Winkels Ox. d.h. ein integrierter Wert der
'A Schlupffrequenz cus. entsprechend der Eigenfrequenz
des Systems schwingt, wie dies bei (iii) in Fig. Ib gey
zeigt ist. Diese natürliche bzw. Eigenfrequenz wird sowohl
durch einen Erzeugungskoeffizienten eines Ruhestand-Drehmoments als auch die Trägheit des Systems bef/r
stimmt, wobei die Schwingung ausklingt, wie dies durch t' den sekundären Widerstand und die Induktivität des be-
■ treffenden Motors wird. Der verwendete Ausdruck «sekundäre
Induktivität» bedeutet eine Streuinduktivität,
v. von der Sekundärwicklungsseite des Motors her gesehen. für mit Stromquellen verbundene spannungsgeregelte
■ Stromversorgungsvorrichtungen oder eine an der Sekun-
! därwicklungsseite auftretende Eigeninduktivität für mit
Stromquellen verbundene Stromregel-Stromversor-Γ'
gungsvorrichtungen. Dies bedeutet, daß sich ein bei dieser Schwingung durch den betreffenden Motor
fließender Magnetfluß infolge des Vorhandenseins des Kurzschlusses an der Sekundärwicklung nicht innerhalb
einer kurzen Zeit ändern kann und sich als Übergangs-,-erscheinung
vergleichsweise kurzer Dauer so bemerkbar
macht, wie dies beim Magnetläufer eines Synchronmotors der Fall ist. Infolgedessen treten, ebenso wie bei
Synchronmotoren, übermäßige Stromschwankungen auf. Außerdem tritt dabei eine Änderung im Luftspalt-Magnetfeld
auf, wobei es ziemlich lange dauert, bis diese Änderung wieder ausgeglichen ist.
Fig. 2, in welcher den Teilen von Fig. la entsprechende
oder ähnelnde Teile mit denselben Bezugsziffern wie dort bezeichnet sind, veranschaulicht eine Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Anordnung unter Verwendung einer stromgeregelten Stromversorgung.
Die Führungs- bzw. Soll-Drehzahl Ns und die Ist-Drehzahl
N von einem Drehzahlfühler 14 werden einem Komparator 22« eingegeben, in welchem die Ist-Drehzahl N
von der Soll-Drehzahl Ns unter Bildung eines Führungsbzw. Soll-Drehmoments τ subtrahiert wird. Das SoIl-Drehmomentsignal
τ wird einem Block 22h eingegeben.
der zusammen mit dem Komparator 22t/ eine Drehzahlregelschaltung
22 bildet. Der Block 22b liefert in Abhängigkeit vom Drehmoment τ eine aktive Führungsstromkomponente
Jx (τ) entsprechend dem gewünschten
bzw. Soll-Drehmoment τ. Diese aktive Stromkomponente /r (τ) wird dem Führungs-Schlupffrequenzsignalgenerator
18 eingegeben. Ein Erregerstromsteuergeber 24 erzeugt in Abhängigkeit vor. der ihm eingespeisten
Ist-Drehzahl N einen Führungs-Erregungsstrom /E entsprechend
einem Luftspallmagnetfluß Φ in einem Hochdrehzahlbereich.
Der Führungs-Erregungsstrom/£ wird in den Führungs-Schlupffrequenzsignalgenerator 18 eingespeist,
in welchem er zusammen mit der aktiven Stromkomponente Ix in eine Soll- bzw. Führungs-Winkelschlupffrequenz
a>s umgewandelt wird. Diese Schlupffrequenz
(us wird dem Addierwerk 16 zugeliefert, wobei
die Ist-Winkeldrehfrequenz ωΝ vom Drehzahlfühler 14
ebenfalls zugeführt wird, um eine Führungs-Winkelfrequenz ω zu liefern. Das Addierwerk 16 arbeitet somit
als Führungs-Frequenzgenerator.
Der Ausdruck «Winkeldrehfrequenz» bezieht sich auf eine Winkelfrequenz, in welche eine Drehzahl umgewandelt
wird und die eine Synchrongeschwindigkeit entsprechend der Drehzahl ergibt. Die Winkelfrequenz kann
im folgenden einfach als «Frequenz» bezeichnet werden.
Gemäß Fig. 2 sind die Drehzahlregelschaltung 22. der Erregerstromsteuergeber 24 und das Addierwerk 16
an eine drei Wechselstromparameter umfassende Regelschaltung 26 angeschlossen. Letztere umfaßt einen ersten
Funktionsgenerator 28, einen zweiten Funktionsgenerator 30 und einen Mehrphasen-Wechselstromwellenformgenerator
32. der mit den beiden Funktionsgeneratoren 28 und 30 verbunden ist. Die aktive Stromkomponente
Ix von der Drehzahlregelschaltung 22 und die Führungs-Erregerstromkomponente IH vom Erregerstromsteuergeber
24 werden dem ersten Funktionsgenerator 28 aufgeprägt, durch den der Führungsspeisestrom
/M erzeugt wird. Dieser Führungsstrom /M ist
eine Kombination aus den aktiven und Erregerstromkomponenten I, bzw. /E, welcher der Gleichung
1M = KiI1Ie+!? (D
genügt, in welcher K1 eine Proportionalitätskonstante
bedeutet. Es ist ohne weiteres ersichtlich, daß die Erregerstromkomponente lE unter konstanten Magnetflußbedingungen
unverändert bleibt, so daß IF als Proportionalitätskonstante
angesehen werden kann.
Der zweite Funktionsgenerator 30 nimmt ebenfalls die aktive Stromkomponente Ix und die Erregerstromkomponente
/t zur Bildung eines Führungsphasenwinkels Ox ab, welcher dem Misch- bzw. Führungsstrom /Λ,
aufgeprägt wird. Dies bedeutet, daß Ox einen Phasenwinkel
des Mischstroms IM auf der Grundlage der Erregerstromkomponente
IE bezeichnet und folgender Gleichung
genügt:
Außerdem genügt die νοΘ entsprechenden Generator 18 gelieferte Führungs-Schlupffrequenz e«s der Beziehung
in welcher K2 eine Proportionalitätskonstante bedeutet.
Im Fall magnetischer Sättigung ändert sich A.'2 entweder
mit /t oder /t und insbesondere mit /,.-, so daß die Größe
K1 um so größer wird, je größer die magnetische Sättigung
ist.
Fig. 3 veranschaulicht graphisch die obigen Bezie-
' hungen(l), (2) und (3) für/M, θ, bzw. cos, wobei/, oder τ
auf der Abszisse aufgetragen sind. Dabei ist es wünschenswert, daß die Schlupffrequenz <ws in einem Bereich
hohen Drehmoments und sowohl in der Antriebs- als auch in der Bremsbetriebsart gesättigt ist, wie dies durch
die strichpunktierte Linie wsi (welche eine flache Sättigungskennlinie
angibt) oder durch eine gestrichelte Linie <jjS2 (welche eine quadratische proportionale Kennlinie
zeigt) in Fig. 3 dargestellt ist. Dies ist darauf zurückzuführen, daß der Leistungsfaktor des Induktionsmotors 10
bei übermäßig hohem Schlupfeher abnimmt.
Fig. 4 ist ein Vektordiagramm der Erregerstromkomponente IE sowie der Aktivstromkomponente Ix des erwähnten
Speisestroms IM. Gemäß Fig. 4 erzeugt der Motor in seiner im ersten Quadranten von Fig. 4 dar- !5
gestellten Antriebsbetriebsart ein Antriebsdrehmoment τ und in seiner im vierten Quadranten veranschaulichten
Bremsbetriebsart ein Bremsdrehmoment τ. Das Drehmoment ist in der Antriebsbetriebsart positiv und in der
Bremsbetriebsart negativ.
Ebenso sind der Erregerstrom /£ und eine elektromotorische
Eigenkraft E1 gezeigt, wobei diese Größen als Bezugsvektoren unverändert bleiben. Zudem sind auch
die Erreger- und Aktivstromkomponenten IE bzw. Ix gezeigt.
Wenn sich das Drehmoment τ oder die Aktivstromkomponente Ix ändert, bildet die Endgröße des Mischstroms
/M eine gerade Linie H—H senkrecht zur Erregerstrornkomponente
IE, während sich der Winkel zwischen dem Erregerstrom fE und dem Strom IM bzw. die Führungsphase
Ox iindert.
Gemäß Fig. 2 werden der Führungsspeisestrom /Λί
und seine Führungsphase Ox an den mehrphasigen Wechselstrom-Weüenformgenerator
32 angelegt, welcher auch die Führungsfrequenz vj vom Addierwerk 16 abnimmt.
Sodann überträgt dieser Generator 32 zur Stromversorgung 12 den Führungs-Absolutwert IM , den Führungsphasenwinkel
(L und die Führungsfrequenz w. Dabei wirkt die Stromversorgung 12 als Strom- bzw. Leistungsstufe, die ihrerseits einen Führungswechselstrom IM mit
den drei Führungsparametern zum Motor 10 liefert, um to diesen auf vorgesehene Weise anzutreiben.
Obgleich die Erfindung vorstehend in Verbindung mit einer Stromregelung dargestellt und beschrieben ist.
ist sie ersichtlicherweise gleichermaßen auf die Spannungsregelung anwendbar. In diesem Fall wird eine
spannungsgeregelte Stromversorgung verwendet, wobei der erste Funktionsgenerator 28 so abgewandelt wird,
daß er eine Führungsspeisespannung VM liefert, während
der Führungs-Erregungsgenerator 24 so ausgelegt wird, daß er eine erste Führungsspannungskomponente
VE zur Bildung des Führjr.gscrregersirorns IE
erzeugt, wobei der Aktivstrom /. durch eine zweite
Führungsspannungskomponente \\ zur Bildung dieses Stroms ersetzt ist. In diesem Fall wird der vorher beschriebene
Vorgang wiederholt.
Wenn andererseits eine Positionssteuerung bzw. -regelung vorgenommen werden soll, wird ein Lagen- bzw.
Stellungsfühler 34 mit dem Drehzahlfühler 14 und somit mit dem Motor 10 verbunden. Die vom Lagenfühler 34
abgegriffene Ist-Stellung XM des Motors 10 wird zu einem
Lagen- bzw. Stellungskomparator 36 geliefert, in welchem sie von einer diesem Komparator 36 eingegebenen
Führungsposition X subtrahiert wird. Der Unterschied zwischen der Führungs- und der Ist-Position X bzw. XM
wird als Äquivalent für eine Führungsdrehzahl Ns dem
Drehzahlkomparator 22« aufgeprägt. Danach wird der vorher beschriebene Vorgang wiederholt.
Der auf die vorstehend beschriebene Weise geregelte Motor 10 besitzt die in Fig. 5 dargestellte Stromverteilung
des Primär- und des Sekundärstromflusses. In Fig. 5 veranschaulicht eine äußere Ringanordnung von
Kreisen die räumliche Verteilung des Primär- oder Speisestroms /M zur Primärwicklungsseite, während eine innere
Ringanordnung von Kreisen die entsprechende Verteilung eines durch die Sekundärwicklungsseite fließenden
Sekundärstroms /, veranschaulicht. Der Pfeil Φβ gibt die
Verteilungsrichtung eines Luftspalt-Magnetflusses an, der durch einen zugeordneten sekundären Leiter und
einen Eisenkern an der Sekundärwicklungsseite fließt. Der Primärstrom IM wird in die Erregerstromkomponente
IE und die Aktivstromkomponente Ix aufgelöst,
die ihrerseits typischerweise durch mit den betreffenden Bezugszeichen IK bzw. Ix bezeichnete Punktleiler dargestellt
sind. In Fig. 5 bezeichnen außerdem die Kreuze die in der Zeichunungsebene fließenden Ströme und die
Punkte, die aus der Zeichnungsebene herausfließenden Ströme. Der Speisephasenwinkel (Ix ist in Fig. 5 als
Winkel zwischen der Mittelachse des Magnetflusses bzw. einer Magnetachse α der Verteilung des Erregerstroms
/£ und einer Magnetachse b der Verteilung des Speisebzw.
Mischstroms IM angedeutet; dieser Winkel ist
vorher als der das Drehmoment bestimmende Winkel oder als Abweichwinkel zwischen der primären und der
sekundären Stromverteilung bezeichnet worden. Die Drehrichtung ist außerdem durch den Pfeil c;v angedeutet.
Wenn eine schnelle Änderung des Drehmoments erforderlich ist, wird die vorstehend beschriebene Regelung
durchgeführt, wobei die Erregerstromkomponente I1
unverändert bleibt, während ihr Phasenwinkel und somit ihre Magnetachse b in Koinzidenz mit der zentralen
Achse des Luftspalt-Magnetflusses <f>tf gehalten wird.
Außerdem wird dem Motor die Komponente des Primärstroms aufgeprägt, die einen Sekundärstrom /. zur
Erzeugung des Führungsdrehmoments τ induziert, nämlich mit der Aktivstromkomponente Ix. wobei letztere
zu einer schnellen Änderung gebracht wird. Außerdem wird die Führungsschlupffrequenz c>% verblockt und
in einem vorbestimmten Verhältnis derart geändert, daß der Sekundärstrom ix unter den Bedingungen für konstanten
Luftspalt-Magnetfluß Φ9 gehalten wird und
der Raumstrom sowie die Magnetverteilungen in ihren Zuständen gehalten werden, die sie nach der Änderung
der Verteilungen einnehmen.
Infolgedessen entspricht die bei der Anordnung gemäß Fig. 2 durchgeführte Regelung vollständig den Dauerzustandsbedingungen
nach Änderung des Drehmoments, während sich der Magnetfluß gegenüber dem betreffenden
Rotor bzw. Läufer kaum ändert. (Es ist darauf
hinzuweisen, daß der Magnetfluß durch einen Streumagnetfluß der Kopplung bzw. Verblockung bei einer
Änderung des Sekundärstroms ix geändert wird).
Induktionsmotoren entsprechen in an sich bekannter Weise dem Äquivalenzschaltbild gemäß Fig. 6, bei
welchem der Strom IM durch eine primäre Streuinduktivität
/,, einen Widerstand r, der Primärwicklung und eine Gegeninduktivität M zwischen Primär- und Sekundärwicklung
fließt und einen Sekundärstrom ι", über die Gegeninduktivität M induziert. Der Sekundärstrom ;T
fließt über einen äquivalenten Lastwiderstand RL, einen
Widerstand r2 der Sekundärwicklung und eine sekundäre
Streuinduktivität I2.
Eine Änderung der primären Aktivstromkomponente ist um AI12 größer als diejenige des Sekundärstroms /t.
und die Aktivstromkomponente I1 läßt sich wie folgt ausdrucken:
L= L +Air.
(4)
Dies bedeutet, daß der induzierte Sekundärstrom it
um Δ/,2 kleiner ist als der primäre Aktivstrom Ix. Dies
bedeutet wiederum, daß im Äquivalentschaltbild gemäß Fig. 6 eine durch die Gegeninduktivität M fließende
Stromkomponente durch (ΓΕ + AI12) gebildet ist, so daß
der Luftspalt-Magnetfluß der Kopplung bzw. Verblokkung um einen Betrag entsprechend einem Magnetfluß
(/2/t) der Kopplung mit der sekundären Streuindiktivität
/2 aufgrund des Sekundärstroms i, (Fig. 4) vergrößert
wird. Durch dieses Inkrement wird ein Spannungsabfall über die sekundäre Streureaktanz kompensiert und eine
konstante Spannung Ex über dem äquivalenten Lastwidersland
RL erhalten. Diese Faktoren unterscheiden !5
sich in gewisser Hinsicht von der für gewöhnlich angewandten Theorie, daß eine Sekundärspannung E9 (vergleiche
Fig. 4) auf konstanten Wert geregelt oder aber ein Spannungs/Frequenz-Verhältnis durch Regelung
konstant gehalten werden soll.
Wie aus der vorstehenden Beschreibung hervorgeht, sind die drei Parameter, d.h. Drehmoment τ, Schlupffrequenz
ω5 und Aktivstromkomponente Z1, einander
linear proportional.
Aufgrund der augenblicklichen bzw. sofortigen Zufuhr von Wechselstrom 1M mit dem Führungsphasenwinkel
Ox ist es möglich, den Sekundärstrom /, zu induzieren,
der mit dem Luftspalt-Magnetfluß Φ9 oder einer davon
herrührenden Magnetflußdichtenverteilung koinzidiert, wodurch sichergestellt wird, daß das Drehmoment ohne
jede Zeitverzögerung erzeugt wird.
Auf diese Weise kann die lineare, schnell ansprechende Regelung durchgeführt werden, bei welcherdas Führungsdrehmoment τ und die Führungs-Aktivstromkomponente
Ix als Eingangssignale eingespeist werden.
Darüber hinaus kann die den Luftspalt-Magnetfluß schwächende Regelung bzw. die das Magnetfeld schwächende
Regelung durch Änderung der Führungs-Erregerstromkomponente Z£ oder des Luftspalt-Magnetflusses
Φβ oder aber durch den Erregerstromsteuergeber 24
durchgeführt werden.
Zwar ist die qualitative Beschreibung der dynamischen Eigenschaften der erfindungsgemäßen Anordnung Einschränkungen
unterworfen, doch kann zusammengefaßt werden, daß die Aktivstromkomponente Ix zur Berücksichtigung
der gewünschten Drehmomentänderung rechtwinklig bzw. orthogonal zu einer lastfreien Erregerstromkomponente
erzeugt wird, während die beiden Funktionsgeneratoren 28 und 30 sowie der Frequenzgenerator
18 vorgesehen sind, damit diese beiden Ströme bzw. Strornkornponenien sowohl die Bedingung, daß der
Dauerzustand erreichbar ist, als auch die Anfangsbedingungen zu erfüllen vermögen.
Zur eindeutigen Belegung der vorstehend genannten Umstände ist es nötig, auf die Grundtheorie bezüglich
Induktionsmotoren zu verweisen. Die grundsätzlichen Gleichungen für Induktionsmotoren mit kurzgeschlossenen
Sekundärleitern bzw. Sekundärwicklungen lassen sich wie folgt ausdrücken:
60
65 transformiert auf Koordinaten d und q, wobei bedeuten:
Vds = Spannung in der Koordinate d über dem Stator, Vqs = Spannung in der Koordinate q über dem Stator,
ids = Strom in der Koordinate d über dem Stator,
iqs = Strom in der Koordinate q über dem Stator,
idr = Strom in der Koordinate el über dem Rotor bzw.
iqs = Strom in der Koordinate q über dem Stator,
idr = Strom in der Koordinate el über dem Rotor bzw.
Läufer,
iqr = Strom in der Koordinate q über dem Rotor bzw. Läufer,
iqr = Strom in der Koordinate q über dem Rotor bzw. Läufer,
ρ = Zahl der Polpaare,
P = Differentialoperator,
L1 = primäre Eigeninduktivität,
L2 = sekundäre Eigeninduktivität und
P = Differentialoperator,
L1 = primäre Eigeninduktivität,
L2 = sekundäre Eigeninduktivität und
' s' = wie vorher definiert.
Γι, r2
Γι, r2
Die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 2 umfaßt die beiden Funktionsgeneratoren 28
und 30 sowie den Führungs-Schlupffrequenzgenerator 18, die in Übereinstimmung mit den Gleichungen (1),
(2) bzw. (3) arbeiten. Allgemein gesagt, unterliegt die erfindungsgemäße Anordnung Steuer- bzw. Regelbedingungen,
die sich wie folgt ausdrücken lassen:
ids = IE cos O0 — j T sin O0
iqs = Ix cos O0 + IE sin O0
und ws = r2IxIL2IE = K2IJIE
iqs = Ix cos O0 + IE sin O0
und ws = r2IxIL2IE = K2IJIE
K1S | τ = | Γ,+PL, | -(J)Li | -PM | ωΜ | 'ids' |
Ks | ω Lx | η+PL1 | -ωΜ | -PM | ils | |
0 | -PM | (OSM | -(OsL2 | idr | ||
0 | -ω5Μ | -PM | WsL2 | r2+PL2 | iqr | |
id | oMüdiiq | r-iqsidr) | (5) (6) |
|||
worin O0 einen beliebigen Winkel bedeutet und daher
eine beliebige Konstante darstellt, die angibt, daß die Bezugsachsen für die Achsentransformation oder einen
anfänglichen Phasenwinkel wahlfrei sind, d.h. nach Belieben gewählt werden können. Es ist zu beachten, daß
Gleichung (7c) der Gleichung (3) entspricht.
Lediglich zum Zwecke der Erleichterung des Verständnisses der Theorie sei vorausgesetzt, daß O0 gleich 0
ist; durch Einsetzen der Gleichungen (7a), (7b) und (7c) in die Grundgleichung (5) und durch Umordnung dieser
Gleichung erhält man folgende Gleichungen:
ids = IE
iqs = I,
iqr = IxMjL2 = I,
idr = 0
Vds
Vqs
wLiIE+rlIx+PLl(i-M2ILlL2)Ix
Es ist somit ersichtlich, daß die durch Gleichungen (7a), (7 b) und (7 c) definierten Regelbedingungen dazu führen,
daß der Sekundärstrom untergeordnet unter durch die Gleichungen (8) vorgegebene Werte geregelt wird, während
ein den Differentialoperator P enthaltende Ausdruck
bzw. Übergangsausdruck unterdrückt wird. Ebenso ist ersichtlich, daß Gleichung (4) nichts anderes aussagt
als Gleichung (8).
Andererseits besitzt die Spannungsgleichung (9) an der Läuferseite Spalten oder Abschnitte entsprechend
Null, so daß den Kurzschlußerfordernissen entsprochen wird, ohne Übergangsspannungen oder unausgeglichene
Spannungen im Dauerzustand hervorzurufen.
Weiterhin geht aus der Spannungsgleichung (9) hervor, daß an der Statorseite der einzige Einschwing- bzw.
Übergangsausdruck, welcher den Differentialoperator P enthält, auf der (/-Achse verbleibt. Ein dem Differentialoperator
P zugeordneter Koeffizient (X-M1JLx L1) bedeutet
jedoch einen Streukoeffizienten σ, weshalb σΖ-,
eine Streuinduktivität bedeutet. Der Ausdruck σLJ bedeutet
daher, daß nur eine Änderung des Streuflusses der Kopplung einen Faktor darstellt, der das Ansprechen
verzögert.
Andererseits bestimmt sich das Drehmoment t durch
Andererseits bestimmt sich das Drehmoment t durch
= pM2lt:lTIL2
(10a) (10b)
10
so daß es proportional zu Ix oder cjs ist. Durch Rücktransformierung
der Regelerfordernisse gemäß den Gleichungen (7a) und (7b) auf das Wechselstromsystem mit
der Frequenz ω wird deutlich, daß die Phasenströme dem Wechselstromsystem mit Spitzenwerten oder Effek-
tivwerten entsprechend Gleichung (1) und einem Phasenwinkel ihrer Bezugsphasenfolgekomponente gemäß
Gleichung (2) zugeführt werden.
Auf die durch die Gleichung (7a) und (7b) bzw. die Gleichung (8) definierten Komponenten auf den Achsen
d und q können als Stromkomponenten auf den imaginären
und realen Achsen des Vektordiagramms gemäß Fig. 4 mit weggelassenen Proportionalitätskonstanten
angesehen werden.
Aus den Gleichungen (8) bis (10) geht ohne weiteres hervor, daß die erfindungsgemäße Anordnung bei Einstellung
der Parameter auf vorbestimmte Weise die vollkommene lineare Regelkennlinie zeigt, wie sie vorstehend
in Verbindung mit der Arbeitsweise der Ausführungsform gemäß Fig. 2 beschrieben wurde. Diese
Kennlinie ähnelt der Drehmomentregelkennlinie, wie sie
getrennt erregte Gleichstrommotoren mit Kompensationswicklungen zeigen.
Claims (1)
1. Anordnung zur Regelung der Drehzahl eines von einem Halbleiterschaltelement enthaltenden Umrichter
mit Strömen einstellbarer Amplitude. Phasenlage und Frequenz gespeisten Asynchron-Kurzschlußläufermotors,
mit einem drei Funktionsglieder enthaltenden, den Umrichter führenden Sollwertbildner,
wobei das ein Drehmomentsignal darstellende Ausgangssignal eines Drehzahlreglers den drei Funktionsgliedern zugeführt ist, von denen das Ausgangssignal
des ersten Funktionsgliedes die Stromamplitude, das Ausgangssignal des zweiten Funktionsgliedes die
Phasenlage und das ein Schlupffrequenzsignal darstellende Ausgangssignal des dritten Funktionsgebers
nach Summation mit dem Drehzahl-Istwert die Frequenz bestimmt, gekennzeichnet durch einen
Erregerstromsteuergeber (24), dessen Ausgangssignal (/£) ebenfalls den drei Funktionsgliedern (18, 28, 30)
zugeführt ist, und daß im ersten Funktionsgleed nach der Gleichung
Im
im zweiten Funktionsglied nach der Gleichung
6>T = tan- L
m dritten Funktionsgeber nach der Gleichung
ω.= K2- Jl
ω.= K2- Jl
25
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1036977A JPS5396423A (en) | 1977-02-01 | 1977-02-01 | Control system for induction motor |
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---|---|
DE2804297A1 DE2804297A1 (de) | 1978-08-03 |
DE2804297C2 true DE2804297C2 (de) | 1983-12-01 |
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ID=11748233
Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2858066A Expired DE2858066C2 (de) | 1977-02-01 | 1978-02-01 | Anordnung zur Regelung der Drehzahl eines Asynchronmotors |
DE2804297A Expired DE2804297C2 (de) | 1977-02-01 | 1978-02-01 | Anordnung zur Regelung der Drehzahl eines Asynchron-Kurzschlußläufermotors |
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