SE437746B - Varvtalsregleringsanordning for en kortsluten asynkronmotor - Google Patents

Description

7801151-7 2 det i luftspalten, för att med dess hjälp reglera-växelströms- tillförseln till motorn i beroende av det mätta luftspaltsflö- det eller fasen för en inre resp. egen elektromotorisk kraft.

Detta leder emellertid till en komplicerad och dyrbar konstruk- tion.

Genom DE-AS 15 63 228 är känd en mindre dyrbar och komplicerad anordning av inledningsvis nämnt slag, där varvtalsgivarens en vridmomentsignal framställande utgângsstorhet bearbetas i tre olika funktionselement, varvid man för att få snabb ändring av vridmomentet, vid belastningsändringar ändrar vinkeln mellan primärströmmen och huvudflödet.

Det är nu ett syfte med uppfinningen att förbättra den inled- ningsvis angivna anordningen på sådant sätt, att en linjär reg- lering utan tidsfördröjning kan noggrannare uppnås.

Denna uppgift löses enligt uppfinningen därigenom att en anord- ning av inledningsvis nämnt slag utföres med de i patentkravets kännetecknande del angivna kännetecknen.

Uppfinningen förstås bättre av den följande, detaljerade beskriv- ningen med hänvisning till ritningarna.

Fig. la är ett blockschema över ett konventionellt reglersystem för en induktionsmotor.

Fig. lb är en graf som tjänar till att förklara hur anordningen i fig. la fungerar.

Fig. 2 är ett blockschema över ett utföringsexempel enligt upp- finningen.

Fig. 3 och 4 visar en graf över tre växelströmsparametrar resp. ett vektordiagram, som är användbart för att förklara uppfin- ningens principer.

Fig. 5 visar schematiskt hur strömmen i primär- och sekundärlind- ningarna är fördelad vid en induktionsmotor, som styres enligt uppfinningen. _POOR QUALITY 7801151-7 Fig. 6 visar en förenkiad ekvivaientkrets för induktionsmoto- rer, innefattande en kortsiuten sekundäriedare.

Vid ett konventioneiit regiersystem för induktionsmotorer, viiket visas i fig. ia, har en induktionsmotor i0 en primär- iindning (ej visad) som matas från en effektkäiia i2 med vari- abei frekvens, jämte en iikaiedes ej visad, kortsiuten sekundär- iindning. Induktionsmotorn i0 är i detta faii en "ekorrbursmotor", och strämkäiieanordningen i2 kan var en inverterare eiier en cykiokonverter. I detta faii erhåiier vridmomentsstyrningen tiii motorn i0 en kompiicerad, icke-iinjär karakteristika på grund av närvaron av den kortsiutna sekundäriedaren. Jämfört med iikströms- motorer eiier kommutatorfria motorer av synkrontyp sker nämiigen aistringen av vridmomentet med en tidsförskjutning, och det aistra- de vridmomentet ändras osciiiatoriskt. Detta gör att konventionei- ia regiersystem med variabei frekvens har varit mindre iämpiiga för induktionsmotorer, där man viii ha snabb regiering.

För att eiiminera ovannämnda nackdeiar har man i ett utförande eniigt fig. ia anordnat en adderare i6, som erhåiier både en ut- gângssignai mN från en hastighetsdetektor 14, exempeivis en tacho- generator koppiad tiii motorn i0, samt en utgängssignai ms från en börvärdesgenerator i8 för den siäpfrekvens som tiiihör ett bör- värde I på vridmomentet, för att aistra den aigebraiska summan m av båda signaierna, viiken i sin tur bestämmer frekvensen m för den tiii motorn iO ievererade eiektriska effekten. Den aigebraiska summa m som anbringas både tiii effektkäiian i2 med variabei fre- kvens och tiii en spänningsgenerator 20, som verkar som en kva- dratiagsdetektor anordnad att aistra en spänning VM, som är pro- portioneii mot frekvensens w absoiutvärde. Strömkäiian i2 styr därmed induktionsmotorn i0 i motsvarighet tiii spänningen VM och frekvensen m. Denna metod betecknas såsom ett styrsystem byggt på siäpfrekvensen.

Konventioneiia siäpfrekvensstyrsystem såsom det i fig. ia visade, har visat sig ha nackdeiar däri, att den vinkei som avgör vrid- momentet, ej snabbt nog reagerar på en ändring i vridmomentet.

Beteckningen "vinkei som avgör vridmomentet" avser en deviations- vinkei meiian primär- och sekundärströmsfördeiningen. När närmare PÛOR 780115i-7 bestämt börvärdet på vridmomentet I ändras stegvis såsom i fig. lb (i), erhålles omedelbart en vinkelsläpfrekvens enligt fig. lb (ii), men ändringen i vinkeln Gi, som är ett integrerat värde för släpfrekvensen ms, kommer att svänga med systemets naturliga frekvens enligt fig. lb (iii). Denna naturliga frekvens är bestämd av dels en koefficient för alstring av ett konstant vridmoment, dels av systemets tröghet, och svängningen kommer att avklinga i beroende av det sekundära motståndet och induktansen i induktions- motorn ifråga. Med termen "sekundärinduktansen“ menas här en läck- induktans, sedd från induktionsmotorns sekundärsida, för de spän- ningsstyrda effektkällor som är kopplade till spänningskällor, eller självinduktansen på sekundärsidan för strömstyrda effekt- källor, kopplade till strömkällor. Direkt uttryckt kan sägas att det magnetflöde som går genom motorn ifråga vid denna svängning ej ändras på kort tid på grund av närvaron av den kortslutna sekundärkretsen, varvid verkan av relativt korta transienta feno- men liknar den som man har vid magnetrotorer i synkronmotorer.

Man får därför väldiga effektsvingar liknande den som förekommer i synkronmotorer. Dessutom sker en ändring i luftgapets magnetiska flöde, vilken tar lång tid innan den stabiliseras.

För att lösa de problem som föranledes av de nämnda effekterna har tidigare föreslagitssystem med avkännare för magnetgapsflödet med styrning av den tillförda effekten till induktionsmotorn i motsvarighet till läget för det avkända magnetgapsflödet eller fasen för den inre elektromotoriska kraften. Dessa system har emellertid varit komplicerade och dyrbara på grund av avkänningen av det magnetiska flödet.

Det är därför som man enligt föreliggande uppfinning avser att åstadkomma ett reglersystem för en induktionsmotor, vilket system har enkel konstruktion och ger snabb reglering utan att man be- höver ha avkänningsmedel i magnetgapet och av dessa beroende styr- medel.

I fig. 2 betecknar lika referenssiffror identiska eller motsvar- ande komponenter jämfört med de i fig. la visade, och figuren vi- sar ett utföringsexempel av uppfinningen med användning av en strömstyrd effektkälla för motorn. En börvärdeshastighet NS jämte QQOY- Qfißllïæï 7so11§1-7 värdet på den faktiska hastigheten N, kommande från hastighets- avkännaren l4, levereras till en komparator 22a, där den fakti- ska hastigheten N drages från börvärdet NS, varvid man får ett börvärde t för vridmomentet. Börvridmomentet I ledes till ett block 22b, som tillsammans med komparatorn 22a bildar en hastig- hetsstyrkrets, allmänt betecknad 22. Blocket 22b avkänner bör- vridmomentet I och alstrar en aktiv strömkomponent IT (T), Denna aktiva ström- komponent IT (T) , ledes till en generator l8 för alstring av ett börvärde för eftersläpningsfrekvensen. svarande till det önskade vridmomentet t.

En generator 24 för ett magnetiseringsbörvärde avkänner den fak- tiska hastigheten N och alstrar en magnetiseringsbörvärdesström IE, svarande till ett magnetgapflöde o i ett höghastighetsinter- vall. Magnetiseringsbörvärdesströmmen IE ledes till börvärdesgene- ratorn l8 för eftersläpningsfrekvensen, där den tillsammans med den aktiva strömkomponenten IT omvandlas till ett börvärde för vinkeleftersläpningsfrekvensen ms. Denna släpfrekvens ms ledes till adderaren lö, med den faktiska vinkelrotationsfrekvensen mN, som även kommer från hastighetsavkännaren l4, för att alstra ett börvärde för vinkelfrekvensen m. Adderaren l6 tjänar sålunda som en börvärdesgenerator för frekvensen.

Termen "vinkelrotationsfrekvensens" betyder den vinkelfrekvens, till vilken rotationshastigheten kan omvandlas och vilken ger en synkronhastighet motsvarande rotationshastigheten. Vinkelfrekven- sen kan i fortsättningen benämnas bara "frekvens".

Som framgår av fig. 2, är hastighetsstyrkretsen 22, börvärdes- generatorn 24 för magnetisering samt börvärdesgeneratorn l6 för frekvensen koppladetill en krets 26, som styr tre växelströms- parametrar. Denna krets 26 innefattar en första funktionsgenerator 28, en andra funktionsgenerator 30 samt en flerfasig generator l06 för alstring av växelströmsvâgformer och som är kopplad till de båda funktionsgeneratorerna 28 och 30.

Den aktiva strömkomponenten IT från hastighetsstyrkretsen 22 jämte börvärdet för magnetiseringsströmkomponenten IE från bör- 7801151-7 s värdesgeneratorn 24 ledes till den första funktionsgeneratorn 28, där en börvärdesmatningsström IM alstras. Denna börvärdes- ström IM är en sammansättning av respektive aktiva och magneti- seringsströmkomponenterna IT och IE, enligt formeln: må i z IM = K]\M/IE + IT (1) där K] betecknar en proportionalitetskonstant. Man inser att under konstanta flödesförhâllanden magnetiseringsströmskomponenten IE förblir oförändrad, i vilket fall den även kan betraktas som en proportionalitetskonstant.

Den andra funktionsgeneratorn 30 har även den som ingångssignal den aktiva strömkomponenten IT jämte magnetiseringsströmskomponen- ten IE, varigenom bildas en börvärdesfasvinkel Sr, vilken pålägges på den sammansatta strömmen IM. Detta betyder att 61 betecknar fasvinkeln för den sammansatta strömmen IM i förhållande till mag- netiseringsströmskomponenten IE, vilket erhålles genom följande uttryck: 91 = arctan IT/IE _ (2) vidare användes uttrycket ms = K2 IT/IE (3) för att beräkna börvärdet för eftersläpningsfrekvensen ms, som er- hâlles från börsläpfrekvensgeneratorn I8, varvid K2 betecknar en proportionalitetskonstant. Med hänsyn till den magnetiska mättna- den ändras K2 med antingen IE eller IT och särskilt med IE, så att ju större magnetisk mättnad, dess större blir K2.

Fig. 3 visar grafiskt ovanstående uttryck (l), (2) och (3), be- tecknade IM,er och ms, med IT respektive r efter x-axeln.Mfifl öflSkär att eftersläpningsfrekvensen ms skall vara mättad vid områden med högt vridmoment, både vi användning som motor och som broms, enligt den streckprickade linjen msï (angivande en flat mättnadskurva) eller enligt den streckade linjen msz (som anger en kvardratrots- proportionell kurva) i fig. 3. Detta beror på att induktionsmotorn 7 7801151-7 10 uppvisar en effektfaktor, som blir ganska förminskad vid mycket höga eftersläpningsfrekvenser.

Fig. 4 visar ett vektordiagram med magnetiseringsströmskompo- neneten IE, den aktiva strömkomponenten IT, samt den inmatade strömmen IM enligt ovan. I fig. 4 alstrar motorn ett motorvrid- moment t, när den arbetar som motor i första kvadranten enligt fig. 4, samt ett bromsvridmoment T när den arbetar som broms en- ligt vad som visas i fjärde kvadranten. Vridmomentet är positivt när motorn fungerar som motor och negativt, när den drives som broms. Magnetiseringsströmmen f: och den inre elektromotoriska kraften ET är lagda i kvadratur, och förblir oförändrade som referensvektorer. Vidare förlägges magnetiserings- och den aktiva strömkomponenten respektive IE och IT i kvadratur. När vridmomen- tet I eller den aktiva strömkomponenten IT förändras, kommer vektorpilspetsen för den sammansatta strömmen IM att beskriva en rät linje H-H, som är vinkelrät mot magnetiseringsströmkompo- nenten IE, medan vinkeln mellan magnetiseringsströmmen fâ och -a strömmen I dvs. fasvinkeln 61 ändrar sig.

M, Om vi för ett ögonblick återgår till fig. 2, ser vi att den leve- rerade strömmen IM och dess styrfas er ledes till den flerfasiga vâgformsgeneratorn 106, vilken även erhåller frekvensen w från börvärdesgeneratorn 16. Flerfasvågformsgeneratorn 32 avger styr- information till strömkällan 12, dvs. de tre styrparametrarna eller absolutbörvärdet |IM|, börvärdet på fasvinkeln er samt styrfrekven- sen m _ I detta fall tjänar anordningen l2 som ett effektsteg som i sin tur avger en styrd växelström IM som är styrd av de tre styrparametrarna och ledes till induktionsmotorn l0 för att driva denna.

Uppfinningen har därmed visats i samband med en strömstyrd variant, men man inser att samma princip är lika tillämpbar med spännings- styrning. I detta senare fall användes en spänningsstyrd ström- källa, och den första funktionsgeneratorn 28 modifieras så att den alstrar en matningsspänning VM, medan generatorn 24 för magne- tiseringen får alstra en börvärdesspänningskomponent VE för alstring av ett börvärde på magnetiseringsströmmen IE, varvid den aktiva strömmen IT ersättes av en andra spänningskomponent w-...wä - '~-..__ OORNQUAJ 78-01151-7 ,1T , som flyter i sekundärsidan. Pilen o VT för utförande av i princip samma sak. Ovannämnda process ut- föres alltså på analogt sätt.

Om man vidare vill ha en positionsstyrning, kan en lägesavkän- nare 34 vara kopplad till hastighetsavkännaren l4 och därmed till motorn l0. Motorns avkända, faktiska läge XM, som erhålles från lägesavkännaren 34, avges till en lägeskomparator 36, där den subtraheras från ett börvärdesläge X, som levereras till kompa- En skillnad mellan börvärde X och faktiskt värde XM ledes som en ekvivalent till börvärdeshastigheten NS till hastig- Processen enligt ovan sker i övrigt på samma ratorn 36, hetskomparatorn 22a. sätt.

Induktionsmotorn lD, som styres på ovannämnt sätt, uppvisar för- delningar för primär- och sekundärströmmen, vilka framgår av fig. 5. I fig. 5 anger en yttre, cirkelformigt anordnad uppsättning cirklar den rumsliga fördelningen av primärströmmen eller den in- matande strömmen IM på primärsidan. En inre, cirkulärt anordnad uppsättning av små cirklar visar fördelningen av sekundärströmmen betecknar riktningen för fördelningen av det magnetgapsflöde som passerar genom vederbör- ande sekundärledare och järnkärna på sekundärsidan.

IM är upplöst i en magnetströmskomponent IE och en aktiv ström- Primärsidan komponent IT , vilka i sin tur betecknas schematiskt genom tänkta, sammanslagna ledare, betecknade med motsvarande referensbokstäver IE respektive IT. Plustecknen i cirklarna betecknar ström som flyter in mot planet i fig. 5, medan prickar betecknar strömmar, som utkommer från detta plan. Fasvinkeln 61 visas i fig. 5 såsom vinkeln mellan gapflödets centralaxel eller en magnetisk axel a för magnetiseringsströmmens IE fördelning, och en magnetisk axel b för den tillförda eller sammansatta strömmen IM, vilken vinkel tidigare betecknats såsom den vinkel som styr vridmomentet eller deviationsvinkeln mellan primär- och sekundärströmmens fördelning.

Rotationsriktningen anges genom pilen wN.

När det erfordras en snabb ändring i vridmomentet, sker reglering- en enligt ovan på sådant sätt, att magnetiseringsströmskomponenten IE förblir oförändrad, så att dess fasvinkel och därmed magnetiska PQOR QUALETÉ _ . m”. .<.....-... __ 9 7801151-7 axeln b för densamma bibehålles sammanfailande med gapfïödets eg mittaxeï. Vidare förses motorn med den komponent av primär- strömmen, som inducerar en sekundärström iT för att aïstra veder- börande moment T, dvs. den aktiva strömkomponenten IT , och denna ström bringas att ändras snabbt. Dessutom bringas börvärdet för eftersiäpningsfrekvensen ms att sammanïåsas med och ändras i för- utbestämt förhåïlande på sådant sätt, att sekundärströmmen iï styres tiil konstant gapfiöde og, och även så att den rums1iga fördeiningen av ström och magnetfäit bibehålies vid uppnådda tiïï- stånd efter det att fördeiningarna ändrats.

Detta ieder ti11 att den styrning som utföres av anordningen i fig. 2, fuiiständigt uppfyiier de viiïkor som gäïïer för stabiï drift efter det vridmomentet ändrats, och magnetfïödet ändras knappt a11s i förhåïiande till rotorn. (Man kan ïägga märke tiil att magnetfiödet ändras genom ett magnetiskt koppiingsiäckfiöde som inträffar genom ändring av sekundärströmmen iT) Induktionsmotorer kan betraktas i den väibekanta ekvivaïentkrets som visas i fig. 6. I fig. 6 går strömmen IM genom en primär läck- induktans ß1, ett motstånd r] i primäriindningen samt en ömsesidig induktans M meïian primär- och sekundäriindningarna, så att den inducerar en sekundärström iï över den ömsesidiga induktansen M.

Sekundärströmmen iï går genom en ekvivaient beiastningsresistans RL, sekundärlindningens motstånd r2 och sekundäriäckinduktansen 32.2.

En ändring i primärsidans aktiva strömkomponent överstiger mot- svarande ändring i sekundärströmmen iT med Alßz, och den aktiva strömkomponenten IT kan därför uttryckas såsom: 11 = 11 + mig (4) Med andra ord understiger sekundärströmmen iT den primära aktiva strömmen IT med Aïßz. Detta betyder att i den ekvivaïenta kretsen i fig. 6, strömkomponenten genom den ömsesidiga induktansen M ut- göres av (TÉ + Alßz), varför koppiingsgapflödet ökar med ett be- ïopp motsvarande ett koppïingsfïöde tßzit ) med en sekundärläck- induktans ßz på grund av sekundärströmmen iT (se fig. 4) Denna POOR QUAL: 7so11s1-7 - ,0 skillnad tjänar till att kompensera för spänningsfallet över sekundärsidans läckreaktans och för att hålla konstant spänning É: över det ekvivalenta belastningsmotstândet RL. Detta skiljer sig något från konventionell och antagen teori i det att en sekun- därspänning Eg (se fig. 4) styres till konstant värde eller alter- nativt att kvoten mellan spänning och frekvens styres till konstant värde.

Av det föregående framgår klart att de tre parametrarna, nämligen vridmomentet t, eftersläpningsfrekvensen ms samt den aktiva ström- komponenten IT är linjärt proportionella mot varandra.

På grund av att den levererade växelströmmen IM har fasvinkeln et, är det möjligt att inducera en sådan sekundärström iT , som sammanfaller med gapflödet eg eller med en sådan gapflödestäthets- förddning på grund härav, som tillförsäkrar att vederbörligt vrid- moment alstras utan tidsfördröjning.

Pâ detta sätt kommer en linjär, snabb reglering att kunna åstad- kommas, vilken som ingângsvärden har ett vridmomentsbörvärde 1 och ett börvärde på den aktiva strömkomponenten IT.

Dessutom kan styrning av en försvagning av magnetgapflödet (eller av fältet) åstadkommas genom att ändra börvärdet på magnetiserings- strömskomponenten LE eller gapflödet gg eller via börvärdesgenera- torn 24 för magnetiseringen.

Denna kvalitativa beskrivning av föreliggande uppfinnings dynamiska egenskaper är med nödvändighet av begränsad räckvidd, men man kan sammanfattningsvis säga att för att åstadkomma önskad ändring i vridmoment, den aktiva strömkomponenten 1% alstras ortogonalt i förhållande till en för obelastad drift lämplig magnetiserings- strömskomponent. En första och en andra funktionsgenerator 28 respektive 30 jämte en eftersläpningsfrekvensgenerator l8 är så anordnade, att dessa strömmar uppfyller de bâdavillkoren att sta- bilt tillstånd uppnås och att begynnelsevillkoren är uppfyllda.

För att lämna bevis härom måste man hänföra sig till den grund- läggande teorien för induktionsmotorer. Fundamentalekvationerna för induktionsmotorer med kortsluten sekundärlindning kan uttryckas pâ följande sätt: vds r1 + PL? - wL1 vqs __šoL1 r] + PL] "å 0 ;-PM wSM å 0 'PM L och'r5pM(idS ll iqr - iqs idr) 7801151-7 mM 5 ids -PM iqs (5) 2 ~wSL2 idr r2+PL2š iqr ,1 (6) varvid transformation ägt rum till d- och q-koordinater. Vidare gäller: Vds = spänningen i d-koordinat över statorn Vqs = spänningen i q-koordinat över statorn ids = strömmen i d-koordinat genom statorn iqs = strömmen i q~koordinat genom statorn idr = strömmen i d-koordinat genom rotorn iqr = strömmen i q-koordinat genom rotorn p = antalet polpar P = differentialoperatorn L] = den primära självinduktansen L2 = den sekundära självinduktansen medan m, ms, r1 och rz redan tidigare definierats.

Vid det fördragna utföringsexemplet av uppfinningen enligt fig. 2 ingår en första och en andra funktionsgenerator 28 respektive 30 jämte en eftersläpningsfrekvensgenerator 18, vilka är så anordna- de, att de följer uttrycken (l), (2) respektive (3). sägas att motorn enligt uppfinningen underställes styrvillkor, kan uttryckas på följande sätt: kan som ids = IE cos 60 ~ IT iqs = IT C05 60 + IE och “S = fzïf/Lz IE = K2 sin 6 O Slfl 60 If/IE Rent allmänt (7fi) (711) I°GDíDI2 ()IIIš i7so11s1-7 l2 60 betecknar därvid en godtycklig vinkel och därmed en konstant, vilket betyder att referensaxlarna för axeltransformation eller den från början föreliggande fasvinkeln kan väljas godtyckligt.

Vi kan lägga märke till att uttrycket (7c) är identiskt med uttrycket (3).

Om vi nu för att förenkla uttrycken och underlätta förståelsen antar att 60 är noll, samt substituerar uttrycken (7a), (7b) och (7c) i fundamentalekvationen (5) samt omordnar det hela, kan föl- jande uttryck erhållas: ids = I iqs = IT ' (8) iqr = IT M/L2 = 1 0 idr = och g z Vds r1IE - mL](l-M /L1L2)IT 2 Vqs mL]IE+r]IT+PL1(l-M /L1L2)IT = (9) 0 0 O 0 Man ser alltså de styrvillkor som definieras av uttrycken (7a), (7b) och (7c) medför att sekundärströmmen i beroende av detta kommer att styras till värden, som ges av uttrycken (8), under det att en term, som innefattar differentialoperatorn P eller en transientterm, kommer att bli bortkompenserad. Man ser sålunda att uttrycket (4) måste anses ekvivalent med uttrycket (8). Å andra sidan uppvisar spänningsekvationen (9) rader på rotor- sidan, vilka är lika med noll, vilket leder till att kortslut- ningsvillkoren blir uppfyllda utan nödvändigheten av alla transienta och i stabiltillståndet obalanserade spänningar.

Av spänningsekvationen (9) framgår vidare att på statorsidan den enda transientterm, vari differentialoperatorn P kvarstår, före- kommer på q-axeln. Emellertid betyder koefficienten (l-M2/LILZ), ' iP0@R aaAt1w 13 721011514 som hänger ihop med differentialoperatorn P, en läckkoefficient o, och därför betyder oL] en läckinduktans. Följaktligen betyder oL1I att endast ändringen i läckflöde för sammankopplingen utgör en sådan faktor, som är ägnad att fördröja regleringen. Å andra sidan är vridmomentet T givet av: 2 - pM IEIT/L2 (l0a) 2 2 2 pM IEwS/PZ = K4IEwS (l0b) -l I Pl ll och vridmomentet är proportionellt mot 1% eller ms. Genom att transformera styrvillkoren i enlighet med uttrycken (7a) och (7b) tillbaka till växelströmssystemet med frekvensen w, ser man att fasströmmar avges till växelströmssystemet med toppvärden eller effektivvärden, vilka är definierade av uttrycket (l) samt en fasvinkel för deras referensfasföljskomponent, som är definierad av uttrycket (2).

Komponenterna på d- och q-axlarna, vilka definieras av uttrycken (7a) och (7b) eller genom uttrycken (8) kan även betraktas som strömkomponenter på imaginär- och realaxlarna i det i fig. 4 visade vektordiagrammet, med proportionalitetskonstanter ej med- tagna.

Av uttrycken (8) till (l0) framgår klart att man genom att in- ställa parametrarna på angivet och förutbestämt sätt, man genom uppfinningen får fullt linjära styregenskaper på ovan beskrivet sätt vid exempelvis utföringsexemplet enligt fig, 2, med en karakteristika liknande den vridmomentskarakteristika som ernäs genom separat magnetiserade likströmsmotorer med kompensations~ lindningar.

Claims (1)

1. 7801151-7 14 Patentkrav Varvtalsregleringsanordning för en kortsluten asynkron- motor (10), och vari ingår en med halvledaromkopplare försedd omriktare (12) för leverans av strömmar med inställbara amplituder, faslägen och frekvenser, innehållande en med tre funktionselement (28, 30, 18) försedd och omriktaren styrande börvärdesbildare (26), varvid en varvtalsreglerares, en vrid- momentsignal framställande, utgångssignal (IT) är kopplad till de tre funktionselementen, varvid det första funktions- elementets (28) utgångssignal (IM) styr strömamplituden, det andra funktionselementets (30) utgångssignal (GT) styr fas- läget och det tredje funktionselementets (18) utgångssignal (ms), framställande en eftersläpningssignal, efter en summe- ring med varvtalets ärvärde (wN) styr frekvensen, k ä n n e t e c k n a d a v en magnetiseringströmstyrgivare (24), vars utgångssignal (IE) är kopplad till de tre funktions- elementen, och av att utgângssignalerna för de tre funktions- elementen är bestämda av uttrycken för det första IM ' K1 IÉ + Iê .. _ -1 I i for det andra GT - tan __ IE II och för det tredje ms = K2 ï- E varvid IT betecknar varvtalsreglerarens utgångssignal, IE be- tecknar magnetiseringsströmgivarens utgàngssignal och K1 och K2 betecknar konstanter.