JP2003153547A - インバータ試験装置 - Google Patents
インバータ試験装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 インバータに実際の負荷であるモータを接続
することなく、モータの運転を模擬的に行いながらイン
バータの試験を行えるようにする。 【解決手段】 被試験インバータ１と疑似負荷用インバ
ータ２がトランス８を介して接続される。モータ模擬運
転制御部１１には、実負荷であるＩＰＭモータの速度
Ｎ、電機子抵抗Ｒ、固定子のｄ，ｑ軸上のインダクタン
スＬd ，Ｌq ，Ｌ、誘起電圧定数φa が入力されると共
に、電流制御方式により所定の値に制御されるインバー
タ１の出力電流ｉu ，ｉw 及びフィルタ７から出力電圧
ｖu ′，ｖw′が入力される。インバータ１の出力電圧
に対してインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御し
てインピーダンスを可変とすることで、インバータ１か
ら見た負荷が変化する。従って、インバータ２の出力電
圧の振幅・位相を制御することにより、モータを模擬的
に運転した状態を実現することができる。
することなく、モータの運転を模擬的に行いながらイン
バータの試験を行えるようにする。 【解決手段】 被試験インバータ１と疑似負荷用インバ
ータ２がトランス８を介して接続される。モータ模擬運
転制御部１１には、実負荷であるＩＰＭモータの速度
Ｎ、電機子抵抗Ｒ、固定子のｄ，ｑ軸上のインダクタン
スＬd ，Ｌq ，Ｌ、誘起電圧定数φa が入力されると共
に、電流制御方式により所定の値に制御されるインバー
タ１の出力電流ｉu ，ｉw 及びフィルタ７から出力電圧
ｖu ′，ｖw′が入力される。インバータ１の出力電圧
に対してインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御し
てインピーダンスを可変とすることで、インバータ１か
ら見た負荷が変化する。従って、インバータ２の出力電
圧の振幅・位相を制御することにより、モータを模擬的
に運転した状態を実現することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、モータを負荷とす
るインバータの試験を行うインバータ試験装置に関する
ものである。
るインバータの試験を行うインバータ試験装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図５はモータを負荷とする従来のインバ
ータ試験装置の一例を示す回路構成図である。図５にお
いて、被試験インバータ１００の交流出力端子のＵ相、
Ｖ相、Ｗ相に複数の抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及びスイ
ッチからなる疑似負荷回路２００をそれぞれ接続すると
共に、電流制御方式の場合には、モータの角度センサ３
００を設けたものである。
ータ試験装置の一例を示す回路構成図である。図５にお
いて、被試験インバータ１００の交流出力端子のＵ相、
Ｖ相、Ｗ相に複数の抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及びスイ
ッチからなる疑似負荷回路２００をそれぞれ接続すると
共に、電流制御方式の場合には、モータの角度センサ３
００を設けたものである。
【０００３】次に動作について説明する。一般にインバ
ータの制御方式は、電流制御ループによる電流制御方式
と電流制御ループを持たない電圧制御方式（Ｖ／Ｆ制御
等）とに大別される。電流制御方式の場合は、角度セン
サ３００で検出したモータ回転子の位置を示す角度θm
（ 位相）に対して、運転条件に応じた角度θm ＋θc
で振幅ｉc の所定電流が流れるように被試験インバータ
１００が制御される。このとき、被試験インバータ１０
０の出力電圧の角度（電流に対する位相）と振幅が実際
の負荷であるモータの運転時と同等になるように、各疑
似負荷回路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択
する。尚、角度センサ３００として、例えばレゾルバ、
エンコーダ等を用い、上記角度θm が得られるように、
角度センサ３００を数ワット程度の小型のモータ（図示
せず）を用いて回すことにより、角度センサ３００より
θm に応じた模擬角度センサ信号Ｓθを発生するように
なされる。
ータの制御方式は、電流制御ループによる電流制御方式
と電流制御ループを持たない電圧制御方式（Ｖ／Ｆ制御
等）とに大別される。電流制御方式の場合は、角度セン
サ３００で検出したモータ回転子の位置を示す角度θm
（ 位相）に対して、運転条件に応じた角度θm ＋θc
で振幅ｉc の所定電流が流れるように被試験インバータ
１００が制御される。このとき、被試験インバータ１０
０の出力電圧の角度（電流に対する位相）と振幅が実際
の負荷であるモータの運転時と同等になるように、各疑
似負荷回路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択
する。尚、角度センサ３００として、例えばレゾルバ、
エンコーダ等を用い、上記角度θm が得られるように、
角度センサ３００を数ワット程度の小型のモータ（図示
せず）を用いて回すことにより、角度センサ３００より
θm に応じた模擬角度センサ信号Ｓθを発生するように
なされる。
【０００４】また、電圧制御方式の場合は、運転条件に
応じた角速度（出力周波数）と振幅の電圧が被試験イン
バータ１００から出力される。このとき、被試験インバ
ータ１００の出力電流の角度（電圧に対する位相）と振
幅がモータの運転時と同等になるように、各疑似負荷回
路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択する。
尚、電圧制御方式の場合は、角度センサ３００は省略さ
れる。
応じた角速度（出力周波数）と振幅の電圧が被試験イン
バータ１００から出力される。このとき、被試験インバ
ータ１００の出力電流の角度（電圧に対する位相）と振
幅がモータの運転時と同等になるように、各疑似負荷回
路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択する。
尚、電圧制御方式の場合は、角度センサ３００は省略さ
れる。
【０００５】上記のようにモータの運転状況に応じた電
圧・電流の振幅、位相、力率、トルクが得られるように
Ｒ−Ｌを切り換えながら試験を行うことにより、発熱や
電圧・電流波形等をチェックし、被試験インバータ１０
０の評価を行う。
圧・電流の振幅、位相、力率、トルクが得られるように
Ｒ−Ｌを切り換えながら試験を行うことにより、発熱や
電圧・電流波形等をチェックし、被試験インバータ１０
０の評価を行う。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のインバータ試験装置では、 １、モータの力行運転での試験が行われるが、回生運転
での試験は不可能 ２、力行運転での様々の運転条件に対応可能とするに
は、疑似負荷回路２００を構成するＲ，Ｌ，スイッチの
数を多くする必要があり、このため構成が複雑になり、
重量も含めて装置が大型化し、コストもかかる。 ３、試験時の電力は全て熱になり、無駄になってしま
う。 ４、定常時の特性に合わせてＲ，Ｌを選択するので、過
渡時の特性をモータ運転時と同じにすることができな
い。 ５、電流制御方式の場合、角度センサ３００から模擬角
度センサ信号Ｓθを発生させるために、角度センサ３０
０を回すための小型モータ等の手段を別に用意しなけれ
ばならない。 等々の問題があった。
来のインバータ試験装置では、 １、モータの力行運転での試験が行われるが、回生運転
での試験は不可能 ２、力行運転での様々の運転条件に対応可能とするに
は、疑似負荷回路２００を構成するＲ，Ｌ，スイッチの
数を多くする必要があり、このため構成が複雑になり、
重量も含めて装置が大型化し、コストもかかる。 ３、試験時の電力は全て熱になり、無駄になってしま
う。 ４、定常時の特性に合わせてＲ，Ｌを選択するので、過
渡時の特性をモータ運転時と同じにすることができな
い。 ５、電流制御方式の場合、角度センサ３００から模擬角
度センサ信号Ｓθを発生させるために、角度センサ３０
０を回すための小型モータ等の手段を別に用意しなけれ
ばならない。 等々の問題があった。
【０００７】本発明は上記の問題を解決するためになさ
れたもので、実際にモータを接続することなくモータの
運転を模擬的に行うことにより、インバータの試験を行
うことを目的としている。
れたもので、実際にモータを接続することなくモータの
運転を模擬的に行うことにより、インバータの試験を行
うことを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明によるインバータ試験装置は、被試験用の
第１のインバータの疑似負荷となる第２のインバータ
と、第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、
第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトラ
ンスと、第１のインバータの実負荷であるモータについ
て設定された運転条件及びモータ特性と検出された第１
のインバータの出力電圧・電流に基づいて、第１のイン
バータを制御する第１の制御信号と第２のインバータを
制御する第２の制御信号を生成することにより、モータ
の運転を模擬する制御手段とを設けたものである。
めに、本発明によるインバータ試験装置は、被試験用の
第１のインバータの疑似負荷となる第２のインバータ
と、第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、
第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトラ
ンスと、第１のインバータの実負荷であるモータについ
て設定された運転条件及びモータ特性と検出された第１
のインバータの出力電圧・電流に基づいて、第１のイン
バータを制御する第１の制御信号と第２のインバータを
制御する第２の制御信号を生成することにより、モータ
の運転を模擬する制御手段とを設けたものである。
【０００９】従って、本発明によれば、モータの回転数
等の運転条件とモータ定数等のモータ特性を制御手段に
設定すると共に、第１のインバータの出力電流・電圧を
検出し、制御手段は、上記運転条件、モータ特性及び出
力電流・電圧に基づいて第２のインバータを制御するこ
とにより、実際のモータを接続することなく、モータを
接続したのと同様の運転状態を模擬的に実現することが
できる。
等の運転条件とモータ定数等のモータ特性を制御手段に
設定すると共に、第１のインバータの出力電流・電圧を
検出し、制御手段は、上記運転条件、モータ特性及び出
力電流・電圧に基づいて第２のインバータを制御するこ
とにより、実際のモータを接続することなく、モータを
接続したのと同様の運転状態を模擬的に実現することが
できる。
【００１０】また、前記制御手段は、前記運転条件に含
まれるモータ回転数に応じて第１のインバータの出力電
流を所定の値に制御すると共に、モータ回転数と前記モ
ータ特性に含まれるモータ定数と前記検出された第１の
インバータの出力電圧・電流に基づいて第２のインバー
タの出力電圧の振幅・位相を所定に制御する。これによ
り、第１のインバータに対して、トランスがモータと等
価な負荷として振る舞うことが可能になる。さらに、前
記モータ定数は、モータ等価回路の各構成要素の値を含
み、前記制御手段は、このモータ定数を用いた所定の電
圧変換式に基づいて制御する。これにより、トランスが
第１のインバータに対しモータと等価なインピーダンス
として振る舞う。
まれるモータ回転数に応じて第１のインバータの出力電
流を所定の値に制御すると共に、モータ回転数と前記モ
ータ特性に含まれるモータ定数と前記検出された第１の
インバータの出力電圧・電流に基づいて第２のインバー
タの出力電圧の振幅・位相を所定に制御する。これによ
り、第１のインバータに対して、トランスがモータと等
価な負荷として振る舞うことが可能になる。さらに、前
記モータ定数は、モータ等価回路の各構成要素の値を含
み、前記制御手段は、このモータ定数を用いた所定の電
圧変換式に基づいて制御する。これにより、トランスが
第１のインバータに対しモータと等価なインピーダンス
として振る舞う。
【００１１】さらにまた、前記制御手段は、前記第１の
インバータの出力電圧・電流とモータ特性からモータの
トルクを算出し、そのトルクと前記モータ特性に含まれ
る機械的定数からモータ速度、角度を逐次算出して制御
に用いることにより、モータの加減速時における運転を
模擬する。これにより、実運転状態での負荷を再現する
ことが可能になる。さらにまた、前記第１、第２のイン
バータの出力はＰＷＭ信号であり、前記第１のインバー
タとトランスとの間にモータのインダクタンスに相当す
るインダクタンスからなるフィルタを設けると共に、前
記第２のインバータとトランスとの間に第２のインバー
タの出力から基本波を取り出すフィルタを設ける。これ
により、台のインバータに対するトランスのインピーダ
ンスを制御することが可能になる。
インバータの出力電圧・電流とモータ特性からモータの
トルクを算出し、そのトルクと前記モータ特性に含まれ
る機械的定数からモータ速度、角度を逐次算出して制御
に用いることにより、モータの加減速時における運転を
模擬する。これにより、実運転状態での負荷を再現する
ことが可能になる。さらにまた、前記第１、第２のイン
バータの出力はＰＷＭ信号であり、前記第１のインバー
タとトランスとの間にモータのインダクタンスに相当す
るインダクタンスからなるフィルタを設けると共に、前
記第２のインバータとトランスとの間に第２のインバー
タの出力から基本波を取り出すフィルタを設ける。これ
により、台のインバータに対するトランスのインピーダ
ンスを制御することが可能になる。
【００１２】さらにまた、前記第１のインバータは、電
圧指令、周波数指令に基づいて出力電圧を所定の値に制
御され、前記制御手段は、前記第１のインバータの出力
電圧・周波数と負荷指令による電流の振幅及び位相に基
づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を制御
する。これにより、電流制御法による負荷試験が可能に
なる。さらにまた、前記第１、第２のインバータの出力
はＰＷＭ信号であり、前記第１のインバータとトランス
との間に前記モータのインダクタンスに相当するフィル
タを設ける。これにより、ＰＷＭ信号の波形が正弦波に
変換され、モータの電流波形を再現することが可能にな
る。さらにまた、前記第１のインバータの出力電圧・電
流とモータ定数からモータのトルク、速度、回転位置、
損失、効率、温度等を計算して、表示又は出力する。こ
れにより、模擬の対象とされるモータの運転状態を把握
することが可能になる。
圧指令、周波数指令に基づいて出力電圧を所定の値に制
御され、前記制御手段は、前記第１のインバータの出力
電圧・周波数と負荷指令による電流の振幅及び位相に基
づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を制御
する。これにより、電流制御法による負荷試験が可能に
なる。さらにまた、前記第１、第２のインバータの出力
はＰＷＭ信号であり、前記第１のインバータとトランス
との間に前記モータのインダクタンスに相当するフィル
タを設ける。これにより、ＰＷＭ信号の波形が正弦波に
変換され、モータの電流波形を再現することが可能にな
る。さらにまた、前記第１のインバータの出力電圧・電
流とモータ定数からモータのトルク、速度、回転位置、
損失、効率、温度等を計算して、表示又は出力する。こ
れにより、模擬の対象とされるモータの運転状態を把握
することが可能になる。
【００１３】さらにまた、前記フィルタは、模擬の対象
となるモータのインダクタンスに応じた複数のインダク
タを切り替え可能に備える。これにより、前記複数のイ
ンダクタンスの中からモータの内部インダクタンスに応
じたものを選択すれば、複数のモータを負荷としたとき
の各電流波形が再現される。従って、複数のモータを模
擬の対象とすることが可能になる。さらにまた、前記フ
ィルタは、模擬の対象となるモータのインダクタンスに
応じて当該フィルタのインダクタンスを変更するための
タップを備える。これにより、前記複数のタップの中か
らモータの内部インダクタンスに応じたものを選択すれ
ば、複数のモータを負荷としたときの各電流波形が再現
される。従って、同様に複数のモータを模擬の対象とす
ることが可能になる。さらにまた、前記フィルタは、前
記モータのインダクタンスに略等しいインダクタンスを
有する。これにより、ＰＷＭ信号はモータのインダクタ
ンスに等しいインダクタンスにより波形変換され、従っ
て模擬の対象とするモータの電流波形と略等しい電流波
形を再現することが可能になる。
となるモータのインダクタンスに応じた複数のインダク
タを切り替え可能に備える。これにより、前記複数のイ
ンダクタンスの中からモータの内部インダクタンスに応
じたものを選択すれば、複数のモータを負荷としたとき
の各電流波形が再現される。従って、複数のモータを模
擬の対象とすることが可能になる。さらにまた、前記フ
ィルタは、模擬の対象となるモータのインダクタンスに
応じて当該フィルタのインダクタンスを変更するための
タップを備える。これにより、前記複数のタップの中か
らモータの内部インダクタンスに応じたものを選択すれ
ば、複数のモータを負荷としたときの各電流波形が再現
される。従って、同様に複数のモータを模擬の対象とす
ることが可能になる。さらにまた、前記フィルタは、前
記モータのインダクタンスに略等しいインダクタンスを
有する。これにより、ＰＷＭ信号はモータのインダクタ
ンスに等しいインダクタンスにより波形変換され、従っ
て模擬の対象とするモータの電流波形と略等しい電流波
形を再現することが可能になる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態
によるインバータ試験装置を示す回路構成図である。本
試験装置は、ＩＰＭモータ（埋込磁石型同期モータ）を
実際の負荷として想定した場合の電流制御方式によるも
のであり、図示のように、被試験インバータ１（以下、
インバータ１と言う）に対して疑似負荷用インバータ２
（以下、インバータ２と言う）を用いている。インバー
タ１、２としては、小型化に有利な電圧（源）型インバ
ータが用いられる。
を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態
によるインバータ試験装置を示す回路構成図である。本
試験装置は、ＩＰＭモータ（埋込磁石型同期モータ）を
実際の負荷として想定した場合の電流制御方式によるも
のであり、図示のように、被試験インバータ１（以下、
インバータ１と言う）に対して疑似負荷用インバータ２
（以下、インバータ２と言う）を用いている。インバー
タ１、２としては、小型化に有利な電圧（源）型インバ
ータが用いられる。
【００１５】図１において、商用交流電源３からの交流
電圧はトランス４を介して整流回路５で直流電圧に変換
され、試験電圧調整用のチョッパ回路６で調整された
後、インバータ１に供給される。また、上記直流電圧は
インバータ２にも供給される。インバータ１の交流出力
端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷ
Ｍ1 信号が出力される。このＰＷＭ1 信号は、インダク
タンスＬからなるフィルタ７により正弦波に変換されて
トランス８の１次側に加えられる。インバータ２の交流
出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としての
ＰＷＭ2 信号が出力される。このＰＷＭ2 信号は、イン
ダクタンスｌ、コンデンサｃ、抵抗ｒからなるフィルタ
９を介して基本波の正弦波が取り出され、トランス８の
２次側に加えられる。尚、フィルタ７におけるインダク
タンスＬは、負荷としてのモータのインダクタンスに相
当するものである。この第１の実施の形態では、フィル
タ７のインダクタンスは、インバータ１の実負荷となる
モータのインダクタンスに略等しいものとする。ただ
し、ここで言う「等しい」とは、負荷としてモータに与
える影響に有意な差異を生じない程度のインダクタンス
のちがいを含むことを意味する。もちろん、文言通りの
「同値」をも含む。
電圧はトランス４を介して整流回路５で直流電圧に変換
され、試験電圧調整用のチョッパ回路６で調整された
後、インバータ１に供給される。また、上記直流電圧は
インバータ２にも供給される。インバータ１の交流出力
端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷ
Ｍ1 信号が出力される。このＰＷＭ1 信号は、インダク
タンスＬからなるフィルタ７により正弦波に変換されて
トランス８の１次側に加えられる。インバータ２の交流
出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としての
ＰＷＭ2 信号が出力される。このＰＷＭ2 信号は、イン
ダクタンスｌ、コンデンサｃ、抵抗ｒからなるフィルタ
９を介して基本波の正弦波が取り出され、トランス８の
２次側に加えられる。尚、フィルタ７におけるインダク
タンスＬは、負荷としてのモータのインダクタンスに相
当するものである。この第１の実施の形態では、フィル
タ７のインダクタンスは、インバータ１の実負荷となる
モータのインダクタンスに略等しいものとする。ただ
し、ここで言う「等しい」とは、負荷としてモータに与
える影響に有意な差異を生じない程度のインダクタンス
のちがいを含むことを意味する。もちろん、文言通りの
「同値」をも含む。
【００１６】インバータ１から出力される上記ＰＷＭ1
信号のＵ相及びＷ相の各電流ｉu ，ｉw （電流制御方式
により所定の値に制御される）が変流器１０で検出され
てモータ模擬運転制御部１１に加えられる。また、上記
ＰＷＭ1 信号をフィルタ７を通じて得られる正弦波の電
圧ｖu ′，ｖw ′が検出されてモータ模擬運転制御部１
１に加えられる。
信号のＵ相及びＷ相の各電流ｉu ，ｉw （電流制御方式
により所定の値に制御される）が変流器１０で検出され
てモータ模擬運転制御部１１に加えられる。また、上記
ＰＷＭ1 信号をフィルタ７を通じて得られる正弦波の電
圧ｖu ′，ｖw ′が検出されてモータ模擬運転制御部１
１に加えられる。
【００１７】モータ模擬運転制御部１１には、負荷とし
てのモータの運転条件とモータ特性が入力され設定され
る。運転条件としては、所望のモータ速度Ｎ、トルク
（負荷）、制御モード等である。モータ特性としては、
モータ定数や電圧・電流方程式である。モータ定数は、
モータ等価回路の各構成要素である。ＩＰＭモータの場
合のモータ定数としては、モータの電機子抵抗Ｒ、モー
タ固定子上のｄ，ｑ直交座標軸におけるｄ軸上のモータ
インダクタンＬd とｑ軸上のモータインダクタンスＬ
q 、モータ誘起電圧定数φa 及びフィルタ７のインダク
タンスＬが入力される。また、モータ模擬運転制御部１
１には、角度センサ模擬制御部１２が設けられている。
てのモータの運転条件とモータ特性が入力され設定され
る。運転条件としては、所望のモータ速度Ｎ、トルク
（負荷）、制御モード等である。モータ特性としては、
モータ定数や電圧・電流方程式である。モータ定数は、
モータ等価回路の各構成要素である。ＩＰＭモータの場
合のモータ定数としては、モータの電機子抵抗Ｒ、モー
タ固定子上のｄ，ｑ直交座標軸におけるｄ軸上のモータ
インダクタンＬd とｑ軸上のモータインダクタンスＬ
q 、モータ誘起電圧定数φa 及びフィルタ７のインダク
タンスＬが入力される。また、モータ模擬運転制御部１
１には、角度センサ模擬制御部１２が設けられている。
【００１８】次にインバータ１の試験について原理的に
説明する。インバータ１とインバータ２をインピーダン
スを介して接続された２つの交流電圧源として考えた場
合、インバータ１、２の各出力電圧の関係によってイン
バータ１から見たインピーダンスが変化する。このイン
ピーダンスはモータの負荷インピーダンスに相当する。
例えば各出力電圧を同相とすれば、インバータ１の負荷
インピーダンスは各出力電圧の振幅に応じた抵抗成分と
なる。また、インバータ１の出力電圧の位相に対して電
流が９０°遅れるようにインバータ２の出力電圧を制御
すれば、負荷インピーダンスはインダクタンス成分とな
る。即ち、インバータ１の出力電圧に対してインバータ
２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、負荷
インピーダンスが可変となる。
説明する。インバータ１とインバータ２をインピーダン
スを介して接続された２つの交流電圧源として考えた場
合、インバータ１、２の各出力電圧の関係によってイン
バータ１から見たインピーダンスが変化する。このイン
ピーダンスはモータの負荷インピーダンスに相当する。
例えば各出力電圧を同相とすれば、インバータ１の負荷
インピーダンスは各出力電圧の振幅に応じた抵抗成分と
なる。また、インバータ１の出力電圧の位相に対して電
流が９０°遅れるようにインバータ２の出力電圧を制御
すれば、負荷インピーダンスはインダクタンス成分とな
る。即ち、インバータ１の出力電圧に対してインバータ
２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、負荷
インピーダンスが可変となる。
【００１９】従って、本実施の形態によれば、疑似負荷
としてのインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御す
ることにより、実際の負荷であるモータを模擬的に運転
した状態とすることができる。これにより、任意の運転
条件で任意の負荷におけるインバータ１の試験を行うこ
とができる。
としてのインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御す
ることにより、実際の負荷であるモータを模擬的に運転
した状態とすることができる。これにより、任意の運転
条件で任意の負荷におけるインバータ１の試験を行うこ
とができる。
【００２０】次に、実際の試験動作について説明する。
電流制御方式によるインバータ１の試験を行う場合は、
インバータ１の出力電流ｉu ，ｉw は、インバータ２の
出力電圧に関わらず所定の値に制御される。尚、図示の
インバータ１は、電流制御を行うための制御回路を含む
ものとする。モータ模擬運転制御部１１には、前述した
運転条件であるＮとモータ定数であるＲ，Ｌd ，Ｌq ，
Ｌ，φa がオペレータにより入力設定される。角度セン
サ模擬制御部１２は、Ｎに応じた模擬角度センサ信号Ｓ
θを出力し、インバータ１はこの模擬角度センサ信号Ｓ
θに基づいて出力電流が所定の値に制御される。
電流制御方式によるインバータ１の試験を行う場合は、
インバータ１の出力電流ｉu ，ｉw は、インバータ２の
出力電圧に関わらず所定の値に制御される。尚、図示の
インバータ１は、電流制御を行うための制御回路を含む
ものとする。モータ模擬運転制御部１１には、前述した
運転条件であるＮとモータ定数であるＲ，Ｌd ，Ｌq ，
Ｌ，φa がオペレータにより入力設定される。角度セン
サ模擬制御部１２は、Ｎに応じた模擬角度センサ信号Ｓ
θを出力し、インバータ１はこの模擬角度センサ信号Ｓ
θに基づいて出力電流が所定の値に制御される。
【００２１】また、モータ模擬運転制御部１は、運転条
件Ｎ，モータ定数Ｒ，Ｌd ，Ｌq ，Ｌ，φa に基づいて
インバータ２をスイッチングするゲート信号を生成して
出力し、インバータ２はこのゲート信号に応じて動作す
る。即ち、インバータ２は、インバータ１の動作に応じ
た電圧・電流の振幅・位相となるように制御されること
になる。モータ模擬運転制御部１１は、インバータ１の
出力電流ｉu ，ｉw 及び出力電圧ｖu ′，ｖw ′を見な
がら制御を行う。出力電圧ｖu ′，ｖw ′の振幅・位相
は、負荷により決まる。
件Ｎ，モータ定数Ｒ，Ｌd ，Ｌq ，Ｌ，φa に基づいて
インバータ２をスイッチングするゲート信号を生成して
出力し、インバータ２はこのゲート信号に応じて動作す
る。即ち、インバータ２は、インバータ１の動作に応じ
た電圧・電流の振幅・位相となるように制御されること
になる。モータ模擬運転制御部１１は、インバータ１の
出力電流ｉu ，ｉw 及び出力電圧ｖu ′，ｖw ′を見な
がら制御を行う。出力電圧ｖu ′，ｖw ′の振幅・位相
は、負荷により決まる。
【００２２】即ち、インバータ１の出力電流が一定の状
態において、出力電圧の振幅・位相が所望となるように
インバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することに
より、インバータ１にあたかもモータが接続されている
かのような状態でインバータ１の試験を行うことができ
る。以上により、モータの任意の運転条件に応じて任意
の力率、負荷のインピーダンスを設定して、インバータ
１の試験を行うことができる。
態において、出力電圧の振幅・位相が所望となるように
インバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することに
より、インバータ１にあたかもモータが接続されている
かのような状態でインバータ１の試験を行うことができ
る。以上により、モータの任意の運転条件に応じて任意
の力率、負荷のインピーダンスを設定して、インバータ
１の試験を行うことができる。
【００２３】次に、本実施の形態においては、インバー
タ１とインバータ２との間にトランス８を設けることに
より、インバータ１の３相出力電圧の中性点変動の影響
をなくし、良好な制御が行われるようにしている。即
ち、インバータにおいては、図２（ａ）に示すように、
出力電圧（線間電圧）の範囲を広げるために、中性点電
圧変動回路１５により中性点電圧を所定のタイミングで
変動させることがある。この場合、負荷がモータの場合
は、中性点電圧がどのように変動してもモータへの影響
はないが、図２（ｂ）のように負荷がインバータ２の場
合は、中性点電圧変動回路１５、１６により中性点電圧
を変動させると、その影響によりインバータ１とインバ
ータ２との間で電流ｉx が流れてしまう。この電流ｉx
をゼロに制御することは困難である。そこで、本実施の
形態においては、トランス８を設けることにより、上記
電流ｉx を遮断するようにしている。
タ１とインバータ２との間にトランス８を設けることに
より、インバータ１の３相出力電圧の中性点変動の影響
をなくし、良好な制御が行われるようにしている。即
ち、インバータにおいては、図２（ａ）に示すように、
出力電圧（線間電圧）の範囲を広げるために、中性点電
圧変動回路１５により中性点電圧を所定のタイミングで
変動させることがある。この場合、負荷がモータの場合
は、中性点電圧がどのように変動してもモータへの影響
はないが、図２（ｂ）のように負荷がインバータ２の場
合は、中性点電圧変動回路１５、１６により中性点電圧
を変動させると、その影響によりインバータ１とインバ
ータ２との間で電流ｉx が流れてしまう。この電流ｉx
をゼロに制御することは困難である。そこで、本実施の
形態においては、トランス８を設けることにより、上記
電流ｉx を遮断するようにしている。
【００２４】次に、インバータ１、２の各出力電圧はＰ
ＷＭ波形であり、遅れなしでインバータ１の基本波電圧
の振幅と位相を検出することが難しいため、フィルタ
７、９によりＰＷＭ波形を正弦波状にして、トランス８
の１次側の電圧ｖu ′，ｖw ′を検出する。ここで、フ
ィルタ７のインダクタンスは実負荷となるモータのイン
ダクタンスに略等しく設定されているので、フィルタ７
からトランス８の１次側に供給される電圧（ｖu ′，ｖ
w ′等）は実際のモータに与えられる波形に等しくな
り、負荷に供給されるべき波形を忠実に再現することが
可能になる。このトランス８の１次側の電圧と電流ｉ
u ，ｉw に基づいてインバータ１の出力電圧ｖ uを次式
により算出する。 ｖu ＝Ｌ・ｉu ＋ｖu ′------（１）
ＷＭ波形であり、遅れなしでインバータ１の基本波電圧
の振幅と位相を検出することが難しいため、フィルタ
７、９によりＰＷＭ波形を正弦波状にして、トランス８
の１次側の電圧ｖu ′，ｖw ′を検出する。ここで、フ
ィルタ７のインダクタンスは実負荷となるモータのイン
ダクタンスに略等しく設定されているので、フィルタ７
からトランス８の１次側に供給される電圧（ｖu ′，ｖ
w ′等）は実際のモータに与えられる波形に等しくな
り、負荷に供給されるべき波形を忠実に再現することが
可能になる。このトランス８の１次側の電圧と電流ｉ
u ，ｉw に基づいてインバータ１の出力電圧ｖ uを次式
により算出する。 ｖu ＝Ｌ・ｉu ＋ｖu ′------（１）
【００２５】負荷がＩＰＭモータの場合は、
【００２６】
【数１】
【００２７】による電圧方程式を満足するように制御が
行われる。（２）式において、Ｖd , Ｖq ：ｄ，ｑ軸の
電機子電圧、ｉd , ｉq ：ｄ，ｑ軸の電機子電流、Ｒ：
電機子抵抗、Ｌd , Ｌq ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ω
m ：角速度（Ｎに対応）、ｐ：ｄ／ｄｔ、φa ：永久磁
石による電機子鎖交磁束の最大値×（３／２の平方
根）、ｐn ：極対数である。Ｔは出力トルクで Ｔ＝〔ｐn ｛φa ｉq ＋（Ｌd −Ｌq ）ｉd ｉq ｝------（３） である。
行われる。（２）式において、Ｖd , Ｖq ：ｄ，ｑ軸の
電機子電圧、ｉd , ｉq ：ｄ，ｑ軸の電機子電流、Ｒ：
電機子抵抗、Ｌd , Ｌq ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ω
m ：角速度（Ｎに対応）、ｐ：ｄ／ｄｔ、φa ：永久磁
石による電機子鎖交磁束の最大値×（３／２の平方
根）、ｐn ：極対数である。Ｔは出力トルクで Ｔ＝〔ｐn ｛φa ｉq ＋（Ｌd −Ｌq ）ｉd ｉq ｝------（３） である。
【００２８】図３は上記（２）式による電圧変換方程式
をハード構成で実現した場合のモータ模擬運転制御部１
１を示すもので、加算器、乗算器、補正回路、微分回
路、２／３回路（３相−２相変換回路）、ＰＷＭ回路１
３等により図示のように構成されている。尚、（２）式
における pＬd , pＬq は過度項であり、実際の運転に
おいては値が小さいので、本実施の形態では無視され
る。
をハード構成で実現した場合のモータ模擬運転制御部１
１を示すもので、加算器、乗算器、補正回路、微分回
路、２／３回路（３相−２相変換回路）、ＰＷＭ回路１
３等により図示のように構成されている。尚、（２）式
における pＬd , pＬq は過度項であり、実際の運転に
おいては値が小さいので、本実施の形態では無視され
る。
【００２９】図３において、上記入力されたＲ，Ｌd ，
Ｌq 、θm （模擬角度センサ信号Ｓθが示す角度：Ｎに
対応），φa ，Ｌ、及び電圧ｖu ′，ｖw ′、電流ｉ
u ，ｉ w を用いて図示の各演算が行われる。これによ
り、相電圧指令Ｖou * ，Ｖov * ，Ｖow * を生成し、これ
に基づいてＰＷＭ回路１３よりインバータ２のゲート信
号が生成される。
Ｌq 、θm （模擬角度センサ信号Ｓθが示す角度：Ｎに
対応），φa ，Ｌ、及び電圧ｖu ′，ｖw ′、電流ｉ
u ，ｉ w を用いて図示の各演算が行われる。これによ
り、相電圧指令Ｖou * ，Ｖov * ，Ｖow * を生成し、これ
に基づいてＰＷＭ回路１３よりインバータ２のゲート信
号が生成される。
【００３０】図３において、ｉu ，ｉw をθm を角度補
正した値に基づいて３相−２相変換して直交２軸上のｉ
d ，ｉq を得ると共に、ｖu ′，ｖw ′をθm を角度補
正した値に基づいて３相−２相変換してｖd ，ｖq を得
る。また、Ｌd ，Ｌq と実際のＬとの差分を求め、この
差分とＲ，ｉd ，ｉq に基づいてｖd * ，ｖq * を求め
る。このｖd * ，ｖq * と実際のｖd ，ｖq とを突き合
わせ、その結果を θmを角度補正した値に基づいて２相
−３相変換することにより、Ｖou * ，Ｖov *，Ｖow * が
得られる。この第１の実施の形態では、フィルタ７、７
Ａ，７Ｂのインダクタンスを、模擬の対象とするモータ
の内部インダクタンスに略等しくしたので、ＰＷＭに起
因する電流リップルが正確に再現される。従って、この
電流リップルに起因するインバータの発熱などの影響を
模擬することが可能になる。
正した値に基づいて３相−２相変換して直交２軸上のｉ
d ，ｉq を得ると共に、ｖu ′，ｖw ′をθm を角度補
正した値に基づいて３相−２相変換してｖd ，ｖq を得
る。また、Ｌd ，Ｌq と実際のＬとの差分を求め、この
差分とＲ，ｉd ，ｉq に基づいてｖd * ，ｖq * を求め
る。このｖd * ，ｖq * と実際のｖd ，ｖq とを突き合
わせ、その結果を θmを角度補正した値に基づいて２相
−３相変換することにより、Ｖou * ，Ｖov *，Ｖow * が
得られる。この第１の実施の形態では、フィルタ７、７
Ａ，７Ｂのインダクタンスを、模擬の対象とするモータ
の内部インダクタンスに略等しくしたので、ＰＷＭに起
因する電流リップルが正確に再現される。従って、この
電流リップルに起因するインバータの発熱などの影響を
模擬することが可能になる。
【００３１】次に、本実施の形態の第２の実施の形態に
ついて説明する。上述した第１の実施の形態では、モー
タ回転数Ｎ（θm ）を予め設定して制御を行っている
が、Ｎを設定せずに、インバータ１の出力電流・電圧か
らモータトルクを計算し、そのトルクと試験で想定する
機械のイナーシャ（重量相当等）からＮ（θm ）を算出
して制御に用いることにより、モータの加減速時の状態
を模擬することができる。即ち、モータが停止している
状態からインバータ１が動作して加速していくとき、ど
のように加速していくのかは、どのようなパターンで電
流・電圧が加えられたかによって決まる。
ついて説明する。上述した第１の実施の形態では、モー
タ回転数Ｎ（θm ）を予め設定して制御を行っている
が、Ｎを設定せずに、インバータ１の出力電流・電圧か
らモータトルクを計算し、そのトルクと試験で想定する
機械のイナーシャ（重量相当等）からＮ（θm ）を算出
して制御に用いることにより、モータの加減速時の状態
を模擬することができる。即ち、モータが停止している
状態からインバータ１が動作して加速していくとき、ど
のように加速していくのかは、どのようなパターンで電
流・電圧が加えられたかによって決まる。
【００３２】例えば、電気自動車を駆動するモータの場
合、モータ模擬運転制御部１１により、入力される出力
電圧・電流（ｖu ′，ｖw ′，ｉu ，ｉw ）によりとれ
だけトルクが出ているかを計算することができ、そのト
ルクに応じてどのように加速していくのかを、車体の重
さ等からモータ軸換算でのイナーシャが分かっていれ
ば、走行抵抗等を考慮して計算することができる。
合、モータ模擬運転制御部１１により、入力される出力
電圧・電流（ｖu ′，ｖw ′，ｉu ，ｉw ）によりとれ
だけトルクが出ているかを計算することができ、そのト
ルクに応じてどのように加速していくのかを、車体の重
さ等からモータ軸換算でのイナーシャが分かっていれ
ば、走行抵抗等を考慮して計算することができる。
【００３３】即ち、計算したトルクとイナーシャ、走行
抵抗等から、どれだけ加速すればどれだけの回転数Ｎと
なり、次にどれだけの回転数Ｎとなるかを計算し、その
Ｎに基づいて模擬角度センサ信号Ｓθを作ってインバー
タ１にフィードバックすることにより、実際にモータを
加減速している状態で様々な試験を行うことができる。
従って、本実施の形態の場合は、モータ模擬運転制御部
１１には、車体重量やイナーシャ、走行抵抗等の機械的
定数が入力設定される。
抵抗等から、どれだけ加速すればどれだけの回転数Ｎと
なり、次にどれだけの回転数Ｎとなるかを計算し、その
Ｎに基づいて模擬角度センサ信号Ｓθを作ってインバー
タ１にフィードバックすることにより、実際にモータを
加減速している状態で様々な試験を行うことができる。
従って、本実施の形態の場合は、モータ模擬運転制御部
１１には、車体重量やイナーシャ、走行抵抗等の機械的
定数が入力設定される。
【００３４】図４は本発明の第３の実施の形態によるイ
ンバータ試験装置を示すもので、電圧制御方式の場合を
示している。図４においては、図１と対応する部分には
同一番号を付して重複する説明は省略する。図４におい
て、制御回路２０は、電圧指令と周波数指令に応じて所
定の電流変換式を用いて被試験インバータ１を出力電圧
を所定の値に制御する。
ンバータ試験装置を示すもので、電圧制御方式の場合を
示している。図４においては、図１と対応する部分には
同一番号を付して重複する説明は省略する。図４におい
て、制御回路２０は、電圧指令と周波数指令に応じて所
定の電流変換式を用いて被試験インバータ１を出力電圧
を所定の値に制御する。
【００３５】また、モータ模擬運転制御部１１におい
て、インバータ１の出力電圧ｖu ，ｖ w から電圧位相検
出回路２１により電圧位相θを検出する。また、出力電
流ｉu，ｉw をθに基づいて３相−２相変換してｉd ，
ｉq を得る。このｉd ，ｉq と、負荷指令に基づいて決
定される電流の振幅・位相を持つｉd * ，ｉq * とが突
き合わされてｖd * ，ｖq * が得られる。このｖd * ，
ｖq * がθに基づいて２相−３相変換されることによ
り、相電圧指令Ｖou * ，Ｖov * ，Ｖow * が得られる。そ
して、この相電圧指令に基づいてＰＷＭ回路２２により
インバータ２のゲート信号を生成することができる。
て、インバータ１の出力電圧ｖu ，ｖ w から電圧位相検
出回路２１により電圧位相θを検出する。また、出力電
流ｉu，ｉw をθに基づいて３相−２相変換してｉd ，
ｉq を得る。このｉd ，ｉq と、負荷指令に基づいて決
定される電流の振幅・位相を持つｉd * ，ｉq * とが突
き合わされてｖd * ，ｖq * が得られる。このｖd * ，
ｖq * がθに基づいて２相−３相変換されることによ
り、相電圧指令Ｖou * ，Ｖov * ，Ｖow * が得られる。そ
して、この相電圧指令に基づいてＰＷＭ回路２２により
インバータ２のゲート信号を生成することができる。
【００３６】本実施の形態によれば、インバータ１の出
力電圧が所定の値の状態において、出力電圧の振幅・位
相が所望となるようにインバータ２の出力電流の振幅・
位相を制御することにより、インバータ１にモータが接
続されているのと同等の状態でインバータ１の試験を行
うことができ、モータの任意の運転条件に応じて任意の
負荷インピーダンスを設定して、インバータ１の試験を
行うことができる。
力電圧が所定の値の状態において、出力電圧の振幅・位
相が所望となるようにインバータ２の出力電流の振幅・
位相を制御することにより、インバータ１にモータが接
続されているのと同等の状態でインバータ１の試験を行
うことができ、モータの任意の運転条件に応じて任意の
負荷インピーダンスを設定して、インバータ１の試験を
行うことができる。
【００３７】尚、上述した各実施の形態は、ＩＰＭモー
タを負荷とした場合について説明したが、電圧方程式が
あれば、ＩＭモータ（誘導電動機）、ＳＰＭ（表面磁石
同期）モータ等々どのようなモータでも模擬運転可能で
ある。
タを負荷とした場合について説明したが、電圧方程式が
あれば、ＩＭモータ（誘導電動機）、ＳＰＭ（表面磁石
同期）モータ等々どのようなモータでも模擬運転可能で
ある。
【００３８】また、第４の実施の形態として、図１に示
すように、モータ模擬運転制御部１において、第１のイ
ンバータ１の出力電圧・電流とモータ定数からモータの
トルク、速度、回転位置、損失効率、温度等を計算し
て、表示又は出力するように構成してもよい。
すように、モータ模擬運転制御部１において、第１のイ
ンバータ１の出力電圧・電流とモータ定数からモータの
トルク、速度、回転位置、損失効率、温度等を計算し
て、表示又は出力するように構成してもよい。
【００３９】（変形例）以下、上述の第１ないし第４の
実施の形態の変形例を説明する。上述の各実施の形態で
は、フィルタ７が特定のモータの内部インダクタンスに
相当するものとしたので、模擬の対象が特定のモータに
制約されることになる。そこで、以下に説明する変形例
では、模擬の対象とするモータの内部インダクタンスに
応じてフィルタ７のインダクタンスを調整可能とし、上
述の制約を回避する。尚、一般には、インダクタは、誘
導性を有するものを表し、インダクタンスはその値を表
すが、ここでは説明の便宜上、これらの用語の意味は一
般的な定義に従うものとしながらも、インダクタとイン
ダクタンスとを同一の符号で表す。
実施の形態の変形例を説明する。上述の各実施の形態で
は、フィルタ７が特定のモータの内部インダクタンスに
相当するものとしたので、模擬の対象が特定のモータに
制約されることになる。そこで、以下に説明する変形例
では、模擬の対象とするモータの内部インダクタンスに
応じてフィルタ７のインダクタンスを調整可能とし、上
述の制約を回避する。尚、一般には、インダクタは、誘
導性を有するものを表し、インダクタンスはその値を表
すが、ここでは説明の便宜上、これらの用語の意味は一
般的な定義に従うものとしながらも、インダクタとイン
ダクタンスとを同一の符号で表す。
【００４０】図６に、フィルタ７の第１の変形例とし
て、インダクタンスの調整が可能なフィルタ７Ａの構成
を示す。このフィルタ７Ａは、ｕ相、ｖ相、ｗ相の各相
について、模擬の対象とするモータのインダクタンスに
応じた複数のインダクタを切り替え可能に備える。具体
的には、ｕ相について２つのインダクタＬu1，Ｌu2が設
けられ、スイッチＳＷu1，ＳＷu2によって何れかが選択
される。同様に、ｖ相についてはインダクタＬv1，Ｌv2
が設けられ、ｗ相についてはインダクタＬw1，Ｌ w2が設
けられる。
て、インダクタンスの調整が可能なフィルタ７Ａの構成
を示す。このフィルタ７Ａは、ｕ相、ｖ相、ｗ相の各相
について、模擬の対象とするモータのインダクタンスに
応じた複数のインダクタを切り替え可能に備える。具体
的には、ｕ相について２つのインダクタＬu1，Ｌu2が設
けられ、スイッチＳＷu1，ＳＷu2によって何れかが選択
される。同様に、ｖ相についてはインダクタＬv1，Ｌv2
が設けられ、ｗ相についてはインダクタＬw1，Ｌ w2が設
けられる。
【００４１】ここで、インダクタンスＬu1，Ｌv1，Ｌw1
の組と、インダクタンスＬu2，Ｌv2，Ｌw2の組は、異な
る２つのモータの内部インダクタンスにそれぞれ相当す
るものであり、これらインダクタンスの組は、スイッチ
ＳＷu1，ＳＷv1，ＳＷw1の組およびスイッチＳＷu2，Ｓ
Ｗv2，ＳＷw2の組によりそれぞれ選択される。何れを選
択するかは模擬の対象とするモータの内部インダクタン
スにより決定され、モータの内部インダクタンスに等し
いインダクタンスの組が選択される。この第１の変形例
によれば、インダクタを選択することにより、電気的特
性の異なる２機のモータを模擬の対象とすることがで
き、各モータの各電流波形を正確に再現することができ
る。また、選択するインダクタの数を増やすことによ
り、模擬の対象とするモータの種類を任意に増やすこと
ができる。
の組と、インダクタンスＬu2，Ｌv2，Ｌw2の組は、異な
る２つのモータの内部インダクタンスにそれぞれ相当す
るものであり、これらインダクタンスの組は、スイッチ
ＳＷu1，ＳＷv1，ＳＷw1の組およびスイッチＳＷu2，Ｓ
Ｗv2，ＳＷw2の組によりそれぞれ選択される。何れを選
択するかは模擬の対象とするモータの内部インダクタン
スにより決定され、モータの内部インダクタンスに等し
いインダクタンスの組が選択される。この第１の変形例
によれば、インダクタを選択することにより、電気的特
性の異なる２機のモータを模擬の対象とすることがで
き、各モータの各電流波形を正確に再現することができ
る。また、選択するインダクタの数を増やすことによ
り、模擬の対象とするモータの種類を任意に増やすこと
ができる。
【００４２】図７に、第２の変形例を示す。同図に示す
フィルタ７Ｂは、模擬の対象となるモータに応じてイン
ダクタンスを変更するためのタップを備える。即ち、ｕ
相が供給されるインダクタＬuは、模擬の対象となる複
数のモータのうち、最大インダクタンスを有するモータ
を想定して設定される。この例では、最大インダクタン
スを有するモータの内部インダクタンスと等しく設定さ
れる。インダクタＬuの始端寄りの中点と終端寄りの中
点にはタップＴuaおよびＴubがそれぞれ設けられ、終端
部にはタップＴucが設けられる。
フィルタ７Ｂは、模擬の対象となるモータに応じてイン
ダクタンスを変更するためのタップを備える。即ち、ｕ
相が供給されるインダクタＬuは、模擬の対象となる複
数のモータのうち、最大インダクタンスを有するモータ
を想定して設定される。この例では、最大インダクタン
スを有するモータの内部インダクタンスと等しく設定さ
れる。インダクタＬuの始端寄りの中点と終端寄りの中
点にはタップＴuaおよびＴubがそれぞれ設けられ、終端
部にはタップＴucが設けられる。
【００４３】各タップの位置は、インダクタンスＬuの
始端と各タップとの間のインダクタンスが、模擬の対象
とする各モータの内部インダクタンスに等しくなるよう
に設定される。端子Ｓはトランス８の１次側に接続され
る。タップＴua，Ｔub，Ｔucのうち、模擬の対象とする
モータのインダクタンスに相当するものが端子Ｓｕに選
択的に接続される。残りのｖ相、ｗ相のインダクタＬv
およびインダクタＬwについても、上述のｕ相と同様
に、タップＴua，Ｔub，ＴucおよびタップＴva，Ｔ vb，
Ｔvcがそれぞれ設けられ、端子Ｓvおよび端子Ｓwに選択
的に接続される。
始端と各タップとの間のインダクタンスが、模擬の対象
とする各モータの内部インダクタンスに等しくなるよう
に設定される。端子Ｓはトランス８の１次側に接続され
る。タップＴua，Ｔub，Ｔucのうち、模擬の対象とする
モータのインダクタンスに相当するものが端子Ｓｕに選
択的に接続される。残りのｖ相、ｗ相のインダクタＬv
およびインダクタＬwについても、上述のｕ相と同様
に、タップＴua，Ｔub，ＴucおよびタップＴva，Ｔ vb，
Ｔvcがそれぞれ設けられ、端子Ｓvおよび端子Ｓwに選択
的に接続される。
【００４４】従って、この第２の変形例によれば、タッ
プを選択することにより、電気的特性の異なる３機のモ
ータを模擬の対象とすることができ、各モータの各電流
波形を正確に再現することができる。また、選択するタ
ップ数を増やすことにより、模擬の対象とするモータの
種類を任意に増やすことができる。さらに、１つのイン
ダクタを共用して複数のモータの内部インダクタンスを
再現するので、装置の大型化やコストの上昇を有効に抑
えることができる。
プを選択することにより、電気的特性の異なる３機のモ
ータを模擬の対象とすることができ、各モータの各電流
波形を正確に再現することができる。また、選択するタ
ップ数を増やすことにより、模擬の対象とするモータの
種類を任意に増やすことができる。さらに、１つのイン
ダクタを共用して複数のモータの内部インダクタンスを
再現するので、装置の大型化やコストの上昇を有効に抑
えることができる。
【００４５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、モ
ータを実際に使用することなく、モータの動作を模擬的
に行いながらインバータの試験を行うことができる。ま
た、従来のＲ−Ｌ負荷の切り換えではできなかった回生
運転試験を行うことができる。また、Ｒ−Ｌ負荷の切り
換えの場合に比べて装置の大幅な省エネルギー化が可能
となる。さらに、電流制御の場合、被試験インバータの
電圧、力率の調整が可能となる。また、被試験インバー
タと疑似負荷用インバータとの間にトランスを設けたこ
とにより、被試験インバータにおける中性点電圧の変動
による影響をなくし、良好な制御を行うことができる。
ータを実際に使用することなく、モータの動作を模擬的
に行いながらインバータの試験を行うことができる。ま
た、従来のＲ−Ｌ負荷の切り換えではできなかった回生
運転試験を行うことができる。また、Ｒ−Ｌ負荷の切り
換えの場合に比べて装置の大幅な省エネルギー化が可能
となる。さらに、電流制御の場合、被試験インバータの
電圧、力率の調整が可能となる。また、被試験インバー
タと疑似負荷用インバータとの間にトランスを設けたこ
とにより、被試験インバータにおける中性点電圧の変動
による影響をなくし、良好な制御を行うことができる。
【図１】 本発明の第１の実施の形態による電流制御方
式のインバータ試験装置を示す回路構成図である。
式のインバータ試験装置を示す回路構成図である。
【図２】 図１におけるトランス８を設けた理由を説明
するための構成図である。
するための構成図である。
【図３】 電流制御方式におけるモータ模擬運転制御部
のハード構成例を示す構成図である。
のハード構成例を示す構成図である。
【図４】 本発明の第３の実施の形態による電圧制御方
式のインバータ試験装置のハード構成例を示す構成図で
ある。
式のインバータ試験装置のハード構成例を示す構成図で
ある。
【図５】 従来のインバータ試験装置の一例を示す構成
図である。
図である。
【図６】 本発明の実施の形態に係るフィルタの第１の
変形例を示す図である。
変形例を示す図である。
【図７】 本発明の実施の形態に係るフィルタの第２の
変形例を示す図である。
変形例を示す図である。
１ 被試験インバータ
２ 疑似負荷用インバータ
７，７Ａ，７Ｂ フィルタ
８ トランス
９ フィルタ
１０ 変流器
１１ モータ模擬運転制御部
１２ 角度センサ模擬制御部
１３、２２ ＰＷＭ回路
Ｌu1，Ｌu2，Ｌv1，Ｌv2，Ｌw1，Ｌw2 インダクタンス
（インダクタ） ＳＷu1，ＳＷu2，ＳＷv1，ＳＷv2，ＳＷw1，ＳＷw2 ス
イッチ Ｌu，Ｌv，，Ｌw インダクタンス（インダクタ） Ｔua，Ｔub，Ｔuc，Ｔva，Ｔvb，Ｔvc，Ｔwa，Ｔwb，Ｔ
wc タップ Ｓu，Ｓv，Ｓw 端子
（インダクタ） ＳＷu1，ＳＷu2，ＳＷv1，ＳＷv2，ＳＷw1，ＳＷw2 ス
イッチ Ｌu，Ｌv，，Ｌw インダクタンス（インダクタ） Ｔua，Ｔub，Ｔuc，Ｔva，Ｔvb，Ｔvc，Ｔwa，Ｔwb，Ｔ
wc タップ Ｓu，Ｓv，Ｓw 端子
Claims (11)
- 【請求項１】 被試験用の第１のインバータの疑似負荷
となる第２のインバータと、 第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２
のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランス
と、 第１のインバータの実負荷であるモータについて設定さ
れた運転条件及びモータ特性と検出された第１のインバ
ータの出力電圧・電流のいずれかまたは両方に基づい
て、第１のインバータを制御する第１の制御信号と第２
のインバータを制御する第２の制御信号を生成すること
により、モータの運転を模擬する制御手段とを設けたこ
とを特徴とするインバータ試験装置。 - 【請求項２】 前記制御手段は、前記運転条件に含まれ
るモータ回転数に応じて第１のインバータの出力電流を
所定の値に制御すると共に、モータ回転数と前記モータ
特性に含まれるモータ定数と前記検出された第１のイン
バータの出力電圧・電流に基づいて第２のインバータの
出力電圧の振幅・位相を所定に制御することを特徴とす
る請求項１記載のインバータ試験装置。 - 【請求項３】 前記モータ定数は、モータ等価回路の各
構成要素の値を含み、前記制御手段は、このモータ定数
を用いた所定の電圧変換式に基づいて制御することを特
徴とする請求項１又２記載のインバータ試験装置。 - 【請求項４】 前記制御手段は、前記第１のインバータ
の出力電圧・電流とモータ特性からモータのトルクを算
出し、そのトルクと前記モータ特性に含まれる機械的定
数からモータ速度、角度を逐次算出して制御に用いるこ
とにより、モータの加減速時における運転を模擬するこ
とを特徴とする請求項１、２又は３記載のインバータ試
験装置。 - 【請求項５】 前記第１、第２のインバータの出力はＰ
ＷＭ信号であり、前記第１のインバータとトランスとの
間にモータのインダクタンスに相当するインダクタンス
からなるフィルタを設けると共に、前記第２のインバー
タとトランスとの間に第２のインバータの出力から基本
波を取り出すフィルタを設けたことを特徴とする請求項
１〜４の何れか１項に記載のインバータ試験装置。 - 【請求項６】 前記第１のインバータは、電圧指令、周
波数指令に基づいて出力電圧を所定の値に制御され、前
記制御手段は、前記第１のインバータの出力電圧・周波
数と負荷指令による電流の振幅及び位相に基づいて第２
のインバータの出力電圧の振幅・位相を制御することを
特徴とする請求項１記載のインバータ試験装置。 - 【請求項７】 前記第１、第２のインバータの出力はＰ
ＷＭ信号であり、前記第１のインバータとトランスとの
間に前記モータのインダクタンスに相当するフィルタを
設けたことを特徴とする請求項６記載のインバータ試験
装置。 - 【請求項８】 前記第１のインバータの出力電圧・電流
とモータ定数からモータのトルク、速度、回転位置、損
失、効率、温度等を計算して、表示又は出力することを
特徴とする請求項１〜７の何れか１項に記載のインバー
タ試験装置。 - 【請求項９】 前記フィルタは、模擬の対象となるモー
タのインダクタンスに応じた複数のインダクタを切り替
え可能に備えたことを特徴とする請求項７記載のインバ
ータ試験装置。 - 【請求項１０】 前記フィルタは、模擬の対象となるモ
ータのインダクタンスに応じて当該フィルタのインダク
タンスを変更するためのタップを備えたことを特徴とす
る請求項７記載のインバータ試験装置。 - 【請求項１１】 前記フィルタは、前記モータのインダ
クタンスに略等しいインダクタンスを有することを特徴
とする請求項７、９、１０の何れか１項に記載のインバ
ータ試験装置。
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