JP4042403B2

JP4042403B2 - インバータ試験装置

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Publication number: JP4042403B2
Application number: JP2001383753A
Authority: JP
Inventors: 博年河村
Original assignee: 神鋼電機株式会社
Priority date: 2001-08-27
Filing date: 2001-12-17
Publication date: 2008-02-06
Anticipated expiration: 2021-12-17
Also published as: JP2003153546A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータを負荷とするインバータの試験を行うインバータ試験装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図７はモータを負荷とする従来のインバータ試験装置の一例を示す回路構成図である。
図７において、被試験インバータ１００の交流出力端子のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に複数の抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及びスイッチからなる疑似負荷回路２００をそれぞれ接続すると共に、電流制御方式の場合には、モータの角度センサ３００を設けたものである。
【０００３】
次に動作について説明する。
一般にインバータの制御方式は、電流制御ループによる電流制御方式と電流制御ループを持たない電圧制御方式（Ｖ／Ｆ制御等）とに大別される。
電流制御方式の場合は、角度センサ３００で検出したモータ回転子の位置を示す角度θ_m （位相）に対して、運転条件に応じた角度θ_m ＋θ_c で振幅ｉ_c の所定電流が流れるように被試験インバータ１００が制御される。このとき、被試験インバータ１００の出力電圧の角度（電流に対する位相）と振幅が実際の負荷であるモータの運転時と同等になるように、各疑似負荷回路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択する。尚、角度センサ３００として、例えばレゾルバ、エンコーダ等を用い、上記角度θ_m が得られるように、角度センサ３００を数ワット程度の小型のモータ（図示せず）を用いて回すことにより、角度センサ３００よりθ_m に応じた模擬角度センサ信号Ｓθを発生するようになされる。
【０００４】
また、電圧制御方式の場合は、運転条件に応じた角速度（出力周波数）と振幅の電圧が被試験インバータ１００から出力される。このとき、被試験インバータ１００の出力電流の角度（電圧に対する位相）と振幅がモータの運転時と同等になるように、各疑似負荷回路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択する。尚、電圧制御方式の場合は、角度センサ３００は省略される。
【０００５】
上記のようにモータの運転状況に応じた電圧・電流の振幅、位相、力率、トルクが得られるようにＲ−Ｌを切り換えながら試験を行うことにより、発熱や電圧・電流波形等をチェックし、被試験インバータ１００の評価を行う。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のインバータ試験装置では、
１、モータの力行運転での試験が行われるが、回生運転での試験は不可能
２、力行運転での様々の運転条件に対応可能とするには、疑似負荷回路２００を構成するＲ，Ｌ，スイッチの数を多くする必要があり、このため構成が複雑になり、重量も含めて装置が大型化し、コストもかかる。
３、試験時の電力は全て熱になり、無駄になってしまう。
４、定常時の特性に合わせてＲ，Ｌを選択するので、過渡時の特性をモータ運転時と同じにすることができない。
５、電流制御方式の場合、角度センサ３００から模擬角度センサ信号Ｓθを発生させるために、角度センサ３００を回すための小型モータ等の手段を別に用意しなければならない。
等々の問題があった。
【０００７】
本発明は上記の問題を解決するため、電力変換器を２つ用い、一方の電力変換器をモータの出力を仮想する負荷として、実際にモータに接続することなくモータの運転を模擬的に行うことにより、インバータの試験を行うことを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明によるインバータ試験装置は、被試験用の第１のインバータの疑似負荷となる第２のインバータと、第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランスと、第１のインバータの実負荷であるモータの設定された回転数に応じて第１のインバータの出力電流を所定の値に制御すると共に、回転数とモータ定数と検出された第１のインバータの出力電圧・電流に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を所定に制御する制御手段とを設けたものである。
【００１１】
【作用】
従って、本発明によれば、モータの回転数とモータ定数を制御手段に設定すると共に、第１のインバータの出力電流・電圧を検出し、制御手段は、モータ回転数に応じて第１のインバータの出力電流を所定の値に制御すると共に、モータ回転数、モータ定数及び出力電流・電圧に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を制御することにより、実際のモータを接続することなく、モータを接続したのと同様の運転状態を模擬的に実現することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態によるインバータ試験装置を示す回路構成図である。
本試験装置は、ＩＰＭモータ（埋込磁石型同期モータ）を実際の負荷として想定した場合の電流制御方式によるものであり、図示のように、被試験インバータ１（以下、インバータ１と言う）に対して疑似負荷用インバータ２（以下、インバータ２と言う）を用いている。インバータ１、２としては、小型化に有利な電圧（源）型インバータが用いられる。
【００１３】
図１において、商用交流電源３からの３相交流電圧はトランス４を介して整流回路５で直流電圧に変換され、試験電圧調整用のチョッパ回路６で調整された後、インバータ１に供給される。また、上記直流電圧はインバータ２にも供給される。インバータ１の交流出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷＭ₁ 信号が出力される。このＰＷＭ₁ 信号は、インダクタンスＬからなるフィルタ７により正弦波に変換されてトランス８の１次側に加えられる。インバータ２の交流出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷＭ₂ 信号が出力される。このＰＷＭ₂ 信号は、インダクタンスｌ、コンデンサｃ、抵抗ｒからなるフィルタ９を介して基本波の正弦波が取り出され、トランス８の２次側に加えられる。尚、フィルタ７におけるインダクタンスＬは、負荷としてのモータのインダクタンスに相当するものである。
【００１４】
インバータ１から出力される上記ＰＷＭ₁ 信号のＵ相及びＷ相の各電流ｉ_u ，ｉ_w （電流制御方式により所定の値に制御される）が変流器１０で検出されてモータ模擬運転制御部１１に加えられる。また、上記ＰＷＭ₁ 信号をフィルタ７を通じて得られる正弦波の電圧ｖ_u ′，ｖ_w ′が検出されてモータ模擬運転制御部１１に加えられる。
【００１５】
モータ模擬運転制御部１１には、負荷としてのモータの運転条件とモータ特性が入力され設定される。運転条件としては、所望のモータ速度Ｎ、トルク（負荷）、制御モード等である。モータ特性としては、モータ定数や電圧・電流方程式である。モータ定数は、モータ等価回路の各構成要素である。ＩＰＭモータの場合のモータ定数としては、モータの電機子抵抗Ｒ、モータ固定子上のｄ，ｑ直交座標軸におけるｄ軸上のモータインダクタンＬ_d とｑ軸上のモータインダクタンスＬ_q 、モータ誘起電圧定数φ_a 及びフィルタ７のインダクタンスＬが入力される。また、モータ模擬運転制御部１１には、角度センサ模擬制御部１２が設けられている。
【００１６】
次にインバータ１の試験について原理的に説明する。
インバータ１とインバータ２をインピーダンスを介して接続された２つの交流電圧源として考えた場合、インバータ１、２の各出力電圧の関係によってインバータ１から見たインピーダンスが変化する。このインピーダンスはモータの負荷インピーダンスに相当する。例えば各出力電圧を同相とすれば、インバータ１の負荷インピーダンスは各出力電圧の振幅に応じた抵抗成分となる。また、インバータ１の出力電圧の位相に対して電流が９０°遅れるようにインバータ２の出力電圧を制御すれば、負荷インピーダンスはインダクタンス成分となる。即ち、インバータ１の出力電圧に対してインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、負荷インピーダンスが可変となる。
【００１７】
従って、本実施の形態によれば、疑似負荷としてのインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、実際の負荷であるモータを模擬的に運転した状態とすることができる。これにより、任意の運転条件で任意の負荷におけるインバータ１の試験を行うことができる。
【００１８】
次に、実際の試験動作について説明する。
電流制御方式によるインバータ１の試験を行う場合は、インバータ１の出力電流ｉ_u ，ｉ_w は、インバータ２の出力電圧に関わらず所定の値に制御される。尚、図示のインバータ１は、電流制御を行うための制御回路を含むものとする。
モータ模擬運転制御部１１には、前述した運転条件であるＮとモータ定数であるＲ，Ｌ_d ，Ｌ_q ，Ｌ，φ_a がオペレータにより入力設定される。角度センサ模擬制御部１２は、Ｎに応じた模擬角度センサ信号Ｓθを出力し、インバータ１はこの模擬角度センサ信号Ｓθに基づいて出力電流が所定の値に制御される。
【００１９】
また、モータ模擬運転制御部１は、運転条件Ｎ，モータ定数Ｒ，Ｌ_d ，Ｌ_q ，Ｌ，φ_a に基づいてインバータ２をスイッチングするゲート信号を生成して出力し、インバータ２はこのゲート信号に応じて動作する。即ち、インバータ２は、インバータ１の動作に応じた電圧・電流の振幅・位相となるように制御されることになる。モータ模擬運転制御部１１は、インバータ１の出力電流ｉ_u ，ｉ_w 及び出力電圧ｖ_u ′，ｖ_w ′を見ながら制御を行う。出力電圧ｖ_u ′，ｖ_w ′の振幅・位相は、負荷により決まる。
【００２０】
即ち、インバータ１の出力電流が一定の状態において、出力電圧の振幅・位相が所望となるようにインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、インバータ１にあたかもモータが接続されているかのような状態でインバータ１の試験を行うことができる。
以上により、モータの任意の運転条件に応じて任意の力率、負荷のインピーダンスを設定して、インバータ１の試験を行うことができる。
【００２１】
次に、本実施の形態においては、インバータ１とインバータ２との間にトランス８を設けて両者を直流的に絶縁することにより、インバータ１の３相出力電圧の中性点変動の影響をなくし、良好な制御が行われるようにしている。
即ち、インバータにおいては、図２（ａ）に示すように、出力電圧（線間電圧）の範囲を広げるために、中性点電圧変動回路１５により中性点電圧を所定のタイミングで変動させることがある。この場合、負荷がモータの場合は、中性点電圧がどのように変動してもモータへの影響はないが、図２（ｂ）のように負荷がインバータ２の場合は、中性点電圧変動回路１５、１６により中性点電圧を変動させると、その影響によりインバータ１とインバータ２との間に実際のモータ電流とは無関係な電流ｉ_x が流れてしまう。この電流ｉ_x をゼロに制御することは困難である。そこで、本実施の形態においては、トランス８を設けることにより、上記電流ｉ_x を遮断するようにしている。
【００２２】
次に、インバータ１、２の各出力電圧はＰＷＭ波形であり、遅れなしでインバータ１の基本波電圧の振幅と位相を検出することが難しいため、フィルタ７、９によりＰＷＭ波形を正弦波状にして、トランス８の１次側の電圧ｖ_u ′，ｖ_w ′を検出する。この電圧と電流ｉ_u ，ｉ_w に基づいてインバータ１の出力電圧ｖ_uを次式により算出する。
ｖ_u ＝Ｌ・ｉ_u ＋ｖ_u ′───（１）
【００２３】
負荷がＩＰＭモータの場合は、
【００２４】
【数１】

【００２５】
による電圧方程式を満足するように制御が行われる。（２）式において、
Ｖ_d , Ｖ_q ：ｄ，ｑ軸の電機子電圧、ｉ_d , ｉ_q ：ｄ，ｑ軸の電機子電流、Ｒ：電機子抵抗、Ｌ_d , Ｌ_q ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ω_m ：角速度（Ｎに対応）、ｐ：ｄ／ｄｔ、φ_a ：永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値×（３／２の平方根）、ｐ_n ：極対数である。Ｔは出力トルクで
Ｔ＝〔ｐ_n ｛φ_a ｉ_q ＋（Ｌ_d −Ｌ_q ）ｉ_d ｉ_q ｝〕───（３）
である。
【００２６】
図３は上記（２）式による電圧変換方程式をハード構成で実現した場合のモータ模擬運転制御部１１を示すもので、加算器、乗算器、補正回路、微分回路、２／３回路（３相−２相変換回路）、ＰＷＭ回路１３等により図示のように構成されている。尚、（２）式における _pＬ_d , _pＬ_q は過度項であり、実際の運転においては値が小さいので、本実施の形態では無視される。
【００２７】
図３において、上記入力されたＲ，Ｌ_d ，Ｌ_q 、θ_m （模擬角度センサ信号Ｓθが示す角度：Ｎに対応），φ_a ，Ｌ、及び電圧ｖ_u ′，ｖ_w ′、電流ｉ_u ，ｉ_w を用いて図示の各演算が行われる。これにより、相電圧指令Ｖ_ou ^* ，Ｖ_ov ^* ，Ｖ_ow ^* を生成し、これに基づいてＰＷＭ回路１３よりインバータ２のゲート信号が生成される。
【００２８】
図３において、ｉ_u ，ｉ_w をθ_m を角度補正した値に基づいて３相−２相変換して直交２軸上のｉ_d ，ｉ_q を得ると共に、ｖ_u ′，ｖ_w ′をθ_m を角度補正した値に基づいて３相−２相変換してｖ_d ，ｖ_q を得る。また、Ｌ_d ，Ｌ_q と実際のＬとの差分を求め、この差分とＲ，ｉ_d ，ｉ_q に基づいてｖ_d ^* ，ｖ_q ^* を求める。このｖ_d ^* ，ｖ_q ^* と実際のｖ_d ，ｖ_q とを突き合わせ、その結果をθ_mを角度補正した値に基づいて２相−３相変換することにより、Ｖ_ou ^* ，Ｖ_ov ^* ，Ｖ_ow ^* が得られる。
【００２９】
次に、本実施の形態の第２の実施の形態について説明する。
上述した第１の実施の形態では、モータ回転数Ｎ（θ_m ）を予め設定して制御を行っているが、Ｎを設定せずに、インバータ１の出力電流・電圧からモータトルクを計算し、そのトルクと試験で想定する機械のイナーシャ（重量相当等）からＮ（θ_m ）を算出して制御に用いることにより、モータの加減速時の状態を模擬することができる。
即ち、モータが停止している状態からインバータ１が動作して加速していくとき、どのように加速していくのかは、どのようなパターンで電流・電圧が加えられたかによって決まる。
【００３０】
例えば、電気自動車を駆動するモータの場合、モータ模擬運転制御部１１により、入力される出力電圧・電流（ｖ_u ′，ｖ_w ′，ｉ_u ，ｉ_w ）によりとれだけトルクが出ているかを計算することができ、そのトルクに応じてどのように加速していくのかを、車体の重さ等からモータ軸換算でのイナーシャが分かっていれば、走行抵抗等を考慮して計算することができる。
【００３１】
即ち、計算したトルクとイナーシャ、走行抵抗等から、どれだけ加速すればどれだけの回転数Ｎとなり、次にどれだけの回転数Ｎとなるかを計算し、そのＮに基づいて模擬角度センサ信号Ｓθを作ってインバータ１にフィードバックすることにより、実際にモータを加減速している状態で様々な試験を行うことができる。
従って、本実施の形態の場合は、モータ模擬運転制御部１１には、車体重量やイナーシャ、走行抵抗等の機械的定数が入力設定される。
【００３２】
尚、上述した各実施の形態は、ＩＰＭモータを負荷とした場合について説明したが、電圧方程式があれば、ＩＭモータ（誘導電動機）、ＳＰＭ（表面磁石同期）モータ等々どのようなモータでも模擬運転可能である。
【００３３】
また、第３の実施の形態として、図１に示すように、モータ模擬運転制御部１において、インバータ１の出力電圧・電流とモータ定数からモータのトルク、速度、回転位置、損失効率、温度等を計算して、表示又は出力するように構成してもよい。
【００３４】
次に、本発明の第４〜６の実施の形態を説明する。
前述した図１の第１の実施の形態では、インバータ１とインバータ２との間にトランス８を挿入して両者を絶縁している。このため、インバータ１を直流に近い周波数で動作させてモータの低速運転時の状態を模擬して試験を行うと、トランス８が飽和して疑似負荷としてのインバータ２の制御が不能になるという問題が生じる。
【００３５】
また、インバータ１を直流で動作させてモータの停止状態を模擬して試験を行う場合は、トランス８のインバータ２側を短絡して（インバータ２の各相の下側又は上側のスイッチング素子を全てＯＮさせる等の方法で短絡して）試験を行うが、その場合、トランス８の飽和は問題にならないが、インバータ２を制御してもモータの運転と等価にはならず、特性としては挿入したトランス８や線路のインダクタンスと抵抗等で決まってしまうという問題が生じる。
【００３６】
上述のように、モータの模擬運転を回生運転から力行運転まで行おうとすると、トランス８を直流から高い周波数まで使用可能にするために、トランス８が大型化すると共に、コストアップになるという問題が生じる。
【００３７】
従って、第４〜６の実施の形態は、上記の問題を解決するためのもので、インバータ１とインバータ２とを上記トランス８に代わる手段を用いて絶縁するようにしたものである。
【００３８】
図４に第４の実施の形態を示す。図４においては、図１と対応する部分には同一番号を付して重複する説明は省略する。また、図４は原理的な構成を簡略的に示しており、図１のインバータ１、２間は/// で３相を示し、また、モータ模擬運転制御部１１及びこれに関する部分は図示を省略されている。
図４において、インバータ１の入力側にはチョッパ６及びコンデンサＣ₁ を介してＡＣ／ＤＣコンバータとしての回生コンバータ（正弦波コンバータ）２１が接続され、インバータ２の入力側にはコンデンサＣ₂ を介してＡＣ／ＤＣコンバータとしての回生コンバータ２２が接続されている。
【００３９】
回生コンバータ２１には、商用交流電源３からの３相交流電圧がトランス４、インダクタンス２３を通じて加えられ、コンデンサＣ₁ に得られるＤＣ（直流）電圧がチョッパ回路６で調整された後、インバータ１に供給される。また、回生コンバータ２２には、商用交流電源３からの３相交流電圧がトランス４、トランス２０及びインダクタンス２４を通じて加えられ、コンデンサＣ₂ に得られるＤＣ電圧がインバータ２に供給される。
【００４０】
尚、図示ではトランス２０をトランス４の２次側に接続しているが、点線で示すように商用交流電源３に直接接続してもよい。また、トランス４は必ずしも必要ではない。また、図１のフィルタ９は図示を省略しているが、必要に応じて設けられる。
【００４１】
上記のように本実施の形態においては、図１の絶縁用のトランス８に代えてトランス２０を用い、このトランス２０によりインバータ１とインバータ２を交流電源側において分離し、直流的に絶縁するようにしている。これによって、図２において説明したインバータ１、２における中性点変動による電流ｉ_x が流れないようにすることができる。また、トランス２０は商用交流電源３の周波数で固定して用いられるので、小型のものを用いることができる。また、回生コンバータ２１、２２はインバータ１、２に対して直流（ＤＣ）電圧を供給するために設けられる。即ち、回生コンバータ２１、２２は入力交流電圧をＡＣ／ＤＣ変換してコンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ に蓄積する。
【００４２】
次に、動作について説明する。
モータの力行運転を模擬する場合は、回生コンバータ２１を制御して交流電源電圧より振幅が大きく、かつ位相の遅れた電圧を発生させることにより、その差の電圧がインダクタンス２３にかかり、交流電圧と同相の電流が流れ、コンデンサＣ₁ にエネルギーが蓄積され、チョッパ６を介してインバータ１に供給される。即ち、インバータ１が交流電源からエネルギーを供給されることになる。一方、インバータ２はインバータ１から供給されたエネルギーをコンデンサＣ₂ に蓄積し、また、回生コンバータ２２を制御して交流電源電圧より振幅が大きく、かつ位相の進んだ電圧を発生させることにより、コンデンサＣ₂ からインダクタンス２４にかかる交流電圧と逆相の電流が流れ、この電流はトランス２０を通じて交流電源側に戻される。
【００４３】
モータの回生運転を模擬する場合は、上記と逆に回生コンバータ２１により交流電源電圧より振幅が大きく、かつ位相の進んだ電圧を発生させることにより、インダクタンス２３にかかる交流電圧と逆向きの電流が流れる。また、インバータ２は回生コンバータ２２からのエネルギーをコンデンサＣ₂ に蓄積し、これをインバータ２からインバータ１に供給することになる。
【００４４】
以上は、インバータ１、２側にＡＣ／ＤＣコンバータとして回生コンバータ２１、２２を設けた場合について説明したが、回生コンバータ２１又は２２に代えて、図１の整流回路５と同等のダイオードブリッジで構成されたダイオード整流器をＡＣ／ＤＣコンバータとして用いてもよい。
その場合、回生コンバータ２１に代えてダイオード整流器を用いた場合は、インバータ１が力行運転を行う場合のみ有効である。また、回生コンバータ２２に代えてダイオード整流器を用いた場合は、インバータ１が回生運転を行う場合のみ有効である。そして、図４のように回生コンバータ２１、２２を用いる場合は、インバータ１が力行／回生運転を行う場合に有効である。
【００４５】
次に、第５の実施の形態を図５と共に説明する。尚、図５においては、図４、図１と対応する部分には同一番号を付してある。
本実施の形態は、上述した第４の実施の形態の変形例であり、インバータ２を３つの単相インバータ２ａで構成すると共に、各単相インバータ２ａに回生コンバータ２２を接続した場合である。この場合は、３つの単相インバータ２ａにより３相インバータ２と同じ動作が行われるように制御される。
【００４６】
本実施の形態によれば、直流部分が各相共通である３相インバータと比較して出力電圧の自由度が高く、インバータ１の不平衡電圧に対する制御も可能である。尚、回生コンバータ２１又は２２に代えてダイオード整流器を用いてもよい。
【００４７】
次に、第６の実施の形態を図６と共に説明する。尚、図６においては、図４、図１と対応する部分には同一番号を付してある。
本実施の形態は、図示のように整流器５とインバータ２との間に絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２５を設けて、インバータ１、２間を絶縁したものである。絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、単相インバータ２６、トランス２７、単相インバータ２８で構成される。
【００４８】
上記構成によれば、単相インバータ２６、２８の交流出力の振幅・位相を制御することにより、エネルギーの流れを双方向に制御することができる。
本実施の形態によれば、絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２５のトランス２７によりインバータ１、２間を絶縁することができる。
【００４９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、モータを実際に使用することなく、モータの動作を模擬的に行いながらインバータの試験を行うことができる。また、従来のＲ−Ｌ負荷の切り換えではできなかった回生運転試験を行うことができる。また、Ｒ−Ｌ負荷の切り換えの場合に比べて装置の大幅な省エネルギー化が可能となる。さらに、電流制御の場合、被試験インバータの電圧、力率の調整が可能となる。
【００５０】
また、被試験インバータと疑似負荷用インバータとの間にトランスを設けることにより、被試験インバータにおける中性点電圧の変動による影響をなくし、良好な制御を行うことができる。
また、被試験インバータと疑似負荷用インバータとの間を絶縁するために、回生コンバータ、ダイオード整流器、絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを設けることにより、上記中性点電圧の変動による影響をなくし、良好な制御を行うことができると共に、直流から高い周波数までの試験、即ち、モータの停止から高速回転まで、周波数に無関係にモータの模擬試験を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態による電流制御方式のインバータ試験装置を示す回路構成図である。
【図２】図１におけるトランス８を設けた理由を説明するための構成図である。
【図３】電流制御方式におけるモータ模擬運転制御部のハード構成例を示す構成図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態による電流制御方式のインバータ試験装置を示す回路構成図である。
【図５】本発明の第５の実施の形態による電流制御方式のインバータ試験装置を示す回路構成図である。
【図６】本発明の第６の実施の形態による電流制御方式のインバータ試験装置を示す回路構成図である。
【図７】従来のインバータ試験装置の一例を示す構成図である。
【符号の説明】
１被試験インバータ
２疑似負荷用インバータ
７フィルタ
８トランス
９フィルタ
１０変流器
１１モータ模擬運転制御部
１２角度センサ模擬制御部
１３ＰＷＭ回路
２０トランス
２１、２２回生コンバータ（ＡＣ／ＤＣコンバータ）
２３、２４インダクタンス
２ａ単相インバータ
２５絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ

Claims

被試験用の第１のインバータの疑似負荷となる第２のインバータと、
第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランスと、
前記第１のインバータの出力電流・電圧とモータ特性からトルクを算出し、当該トルクと試験で想定する機械のイナーシャとから第１のインバータの実負荷であるモータの回転数を算出し、算出した回転数に応じて第１のインバータの出力電流を所定の値に制御すると共に、モータ回転数とモータ定数と検出された第１のインバータの出力電圧・電流のいずれか又は両方に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を所定に制御する制御手段と
を設けたことを特徴とするインバータ試験装置。
前記第１、第２のインバータの出力はＰＷＭ信号であり、前記第１のインバータの交流出力と前記第２のインバータの交流出力との間に、モータのインダクタンスに相当するインダクタンスからなる第１のフィルタを設けると共に、前記第２のインバータの交流出力と前記第１のフィルタとの間に第２のインバータの出力から基本波を取り出す第２のフィルタを設けたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ試験装置。
前記第１のインバータの出力電圧・電流とモータ定数からモータのトルク、速度、回転位置、損失、効率、温度等の全部又はいずれかを計算して、表示又は出力することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のインバータ試験装置。