JP4342020B2 - Ｖｖｖｆインバータの試験装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＶＶＶＦインバータの試験装置に関わり、特にＶＶＶＦインバータの負荷として誘導電動機を接続した時と等価な動作をする装置を、主としてＰＷＭコンバータにより構成したＶＶＶＦインバータの試験装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源を直流に変換し、さらに可変電圧可変周波数の交流に変換するＶＶＶＦインバータの負荷として、誘導電動機が接続される。
このＶＶＶＦインバータが正規の動作をしているかどうかを確認するのに、実際に使用する誘導電動機を接続するか、縮小モデルの誘導電動機を接続するかして試験を行っていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このように実際の誘導電動機をＶＶＶＦインバータの負荷として接続して試験をすると、誘導電動機や周辺の回転体装置のセットに多大な時間を要すると共に、多くの電力が必要となる。
又、縮小モデルの誘導電動機により試験をすると、実際の誘導電動機および周辺の回転体装置と等価な縮小モデルをそのつど別に作成しなければならず、場合によってはＶＶＶＦインバータも縮小モデルを作成しなければならないという問題があった。
【０００４】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、ＶＶＶＦインバータの負荷としての誘導電動機の動作を、実時間で等価に振舞う試験装置を、回転体を有せず、電力回生が可能であり、しかも試験装置内のソフト定数変更のみで、全ての誘導電動機の模擬に対応できる試験装置を、電気回路のみで実現するＶＶＶＦインバータの試験装置を提供するものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明の原理を３相誘導電動機と負荷を組み合せた５次連立微分方程式により説明する。
３相２相変換行列を下記に示す［数１］の（１）式の〔Ｃ〕とし、かご形３相誘導電動機の固定子（略字Ｓで表す）のｄおよびｑ軸成分の電圧をVds、Vqs、固定子および回転子（略字ｒで表す）のｄおよびｑ軸成分の電流をIds、Iqs、Idr、Iqr、固定子および回転子の抵抗および自己インダクタンスをRs、Rr、Ls、Lr、励磁インダクタンスをＭ、３相誘導電動機の極対数pと回転角速度ωｍの積を新たに電気角速度と名付け、それをωｒとすると、微分演算子Ｐ（＝d／dt）を使用して、３相誘導電動機の等価回路４次連立微分方程式は［数１］の（２）式で表される。
さらに、３相誘導電動機の発生トルクをＴＬ、負荷の慣性モーメントをＪとして、制動分を無視するとトルク式は（３）式で表される。
【０００６】
【数１】
【０００７】
ここで、本発明では、誘導電動機電気定数、負荷の慣性モーメントおよび固定子入力d、q軸電圧Vds、Vqsが決まると、（２）および（３）式より固定子および回転子のd、q軸電流および電気角速度ωｒが求まる事を利用する。さらに厳密には、（２）および（３）式を連立させて５次の連立微分方程式を演算しなければいけないところを、本発明では、今、演算しようとしている微小時間では電気角速度ωｒが大きく変化しないと考えて、（２）式と（３）式を連立させずに演算し、微分方程式解法の容易化を計っている。すなわち、（２）式は下記の［数２］の（４）、（５）および（６）式の如き４次連立微分方程式の形に変形され、さらに（４）、（３）式を離散化して、４次連立および１次の代数方程式の形にする事により、ＤＳＰ（デイジタル・シグナル・プロセッサ）等のマイクロコンピュータにより演算して、固定子および回転子d、q軸電流、Ids、Iqs、Idr、Iqrおよび電気角速度ωｒを求める事ができる。
【０００８】
【数２】
【０００９】
（４）、（３）式を離散化して、４次連立代数方程式の形にする方法は、オイラー法、ルンゲ・クッタ法等があるが、ここではオイラー法により説明する。
（４）、（３）式に対して微小時間ΔΤでオイラー法を適用すると、下記に示す［数３］の（７）、（８）式の如くなる。ここで、〔 〕tは転置行列を、添字nは前回サンプリング時の予測値を、添字n+1は今回予測値をそれぞれ表し、
〔Ｉｎ〕t＝〔Ｉｄｓ[n]、Ｉｑｓ[n]、Ｉｄｒ[n]、Ｉｑｒ[n]〕
〔Ｉｎ＋１〕t＝〔Ｉｄｓ[n+1]、Ｉｑｓ[n+1]、Ｉｄｒ[n+1]、Ｉｑｒ[n+1]〕
である。
【００１０】
【数３】
【００１１】
従って、微小時間ΔΤ毎に３相誘導電動機に印加される相電圧をサンプリングし、（７）、（８）式の演算を行うとして、今回サンプリング時の３相誘導電動機の固定子ｄ、ｑ軸電圧〔Ｖ〕と前回演算の電気角速度予測値ωｒ[n]と、固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値〔Ｉｎ〕を使用して、（７）、（８）式により今回の電流予測値〔Ｉｎ＋１〕および電気角速度予測値ωｒ[n+1]を演算できる。
ここで、（５）式中のωｒは電気角速度予測値ωｒ[n]を使用し、固定子ｄ、ｑ軸電圧〔Ｖ〕は、３相誘導電動機の相電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷより下記の［数４］の（９）式により演算できる。
【００１２】
【数４】
【００１３】
演算された電流予測値〔Ｉｎ＋１〕の中の固定子ｄ、ｑ軸電流Ｉｄｓ[n+1]、Ｉｑｓ[n+1]を取り出し、（１０）式に従って、変換行列〔Ｃ〕の逆行列〔Ｃ〕 − 1 により２相３相変換して３相固定子電流ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊を演算する。この３相固定子電流ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊をＶＶＶＦインバータの相電流指令値として、実際のＶＶＶＦインバータの相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷが指令値に一致するように、ＰＷＭコンバータのスイッチング制御を行うと、交流側に直列にリアクトルを有するＰＷＭコンバータは等価的に３相誘導電動機となる。
【００１４】
本発明は上記原理に基づき、前述した課題を解決したものであり、１．請求項１において、被試験機であるＶＶＶＦインバータの交流出力端に接続されたＰＷＭコンバータを有し、等価的に誘導電動機の動作をするＶＶＶＦインバータの試験装置において、回転数演算回路において誘導電動機電気定数、負荷の慣性モーメントおよび固定子入力ｄ、ｑ電圧に基づいて演算される演算電気角速度を前記ＶＶＶＦインバータの制御装置に出力し、該演算電気角速度と前記ＶＶＶＦインバータの交流出力電圧値を入力し、予め設定された誘導電動機の電気定数とによりＶＶＶＦインバータの相電流指令値を演算し、該相電流指令値にＶＶＶＦインバータの相電流が一致する如く前記ＰＷＭコンバータを制御するものである。
【００１５】
２．請求項２において、
前記相電流指令値および電気角速度は、誘導電動機の４次連立微分方程式およびトルクの1次微分方程式を離散化して４次連立および1次の代数方程式となし、サンプリング時間毎に今回の誘導電動機ｄ、ｑ軸電流予測値より次回のｄ、ｑ軸電流予測値を演算し、この電流予測値を２相３相変換して求めるものである。
【００１６】
３．請求項３において、
ＶＶＶＦインバータとＰＷＭコンバータの主回路は、交流側が絶縁トランスおよびリアクトルを介して直列接続され、直流側はＶＶＶＦインバータの直流側と並列接続されるものである。
【００１７】
４．請求項４において、
前記ＶＶＶＦインバータの試験装置は、ＶＶＶＦインバータの交流出力端に結合リアクトルを直列に接続し、該結合リアクトル（バランサ）の反ＶＶＶＦインバータ側にリアクトルを直列に接続し、該リアクトルの反結合リアクトル側にＰＷＭコンバータを接続し、該ＰＷＭコンバータの直流側は前記ＶＶＶＦインバータの直流側と並列接続した事を特徴とする請求項１記載のＶＶＶＦインバータの試験装置である。
【００１８】
５．請求項５において、
前記ＶＶＶＦインバータの試験装置は、ＶＶＶＦインバータの交流出力端に絶縁トランスを直列に接続し、該絶縁トランスの出力端にリアクトルを直列に接続し、該リアクトルの反絶縁トランス側にＰＷＭコンバータを接続し、該ＰＷＭコンバータの直流側に並列に直流コンデンサを接続し、前記ＰＷＭコンバータに直列に直流を交流に変換するＰＷＭインバータを接続し、該ＰＷＭインバータの交流側を交流電源に接続し、前記ＰＷＭインバータにより前記交流電源とのエネルギーの授受を行う事を特徴とする請求項１記載のＶＶＶＦインバータの試験装置である。
【００１９】
これにより、上述したように、ＶＶＶＦインバータと接続された交流側に直列に絶縁トランスとリアクトルを有し、直流側に並列に直流コンデンサを有するＰＷＭコンバータは、回転体を有せず、等価的に誘導電動機と同一の動作をなす事ができる。しかも、直流側がＶＶＶＦインバータと並列に接続されているので、ＶＶＶＦインバータがカ行時には、ＶＶＶＦインバータの直流部、ＶＶＶＦインバータ、ＰＷＭコンバータ、ＰＷＭコンバータの直流部、ＶＶＶＦインバータの直流部の順序でエネルギーが循環し、又、ＶＶＶＦインバータが回生時には、ＰＷＭコンバータの直流部、ＰＷＭコンバータ、ＶＶＶＦインバータ、ＶＶＶＦインバータの直流部、ＰＷＭコンバータの直流部の順序でエネルギーが循環するために、途中の配線等の損失分だけのエネルギーを他の電源より供給すれば良い。
以下、本発明の一実施例を図面に基づいて詳述する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明が適用されたＶＶＶＦインバータの試験装置の系統図を示すものである。同図において、１００はＶＶＶＦインバータの試験装置、１は相電圧検出器、２は絶縁トランス、３はリアクトル、４はＤＣＣＴ、５はＰＷＭコンバータ、６は直流コンデンサ、２０１は交流電源、２０２は整流器、２０３はＶＶＶＦインバータである。
ＰＷＭコンバータ５は、スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードで構成されるスイッチ５１〜５６をブリッジ接続して構成される。
図２は、本発明のＶＶＶＦインバータの試験装置の制御回路の実施例を示す図である。１１は電流指令演算回路、１２はゲート信号発生回路、１３は回転数演算回路である。
【００２１】
図１において、ＶＶＶＦインバータ２０３は交流電源２０１より整流器２０２を経て供給される直流電力を入力して内蔵する直流コンデンサと、ＰＷＭ変換器のスイッチング制御により、直流を３相交流に変換して出力する。この時ＶＶＶＦインバータ２０３の制御回路（図示せず）は、図２に示すＶＶＶＦインバータの試験装置１００の制御回路内の回転数演算回路１３より出力される誘導電動機の演算電気角速度ωｒと、ＶＶＶＦインバータ２０３の３相出力電流を入力して、ＶＶＶＦインバータ２０３があたかも誘導電動機を駆動していると等価なＰＷＭ変換器のスイッチング制御指令を発生する。
【００２２】
ＶＶＶＦインバータの試験装置１００は相電圧検出器１、絶縁トランス２、リアクトル３、ＤＣＣＴ４、ＰＷＭコンバータ５、直流コンデンサ６と図２で示す制御回路により構成され、直流コンデンサ６の正側と負側は各々ＶＶＶＦインバータ２０３の直流入力の正側と負側に並列接続される。
絶縁トランス２は、ＶＶＶＦインバータ２０３とＰＷＭコンバータ５の交流側を電気的に絶縁して、直流短絡電流を防ぐもので、その１次側はＶＶＶＦインバータ２０３の交流出力に、２次側はリアクトル３に接続される。
【００２３】
相電圧検出器１はＶＶＶＦインバータ２０３の交流出力相電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを検出して、図２の電流指令演算回路１１に出力する。
リアクトル３の反絶縁トランス２側は、ＰＷＭコンバータ５の交流側に直列に接続される。
ＤＣＣＴ４はＰＷＭコンバータ５の３相交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷすなわち交流的に等価な値であるＶＶＶＦインバータの相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを検出して、図２のゲート信号発生回路１２に出力する。
【００２４】
回転数演算回路１３は、電流指令演算回路１１より出力される固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値Ｉｄｓ[n]、Ｉｑｓ[n]、Ｉｄｒ[n]、Ｉｑｒ[n]〕を入力して、（３）式すなわち（８）式に基づき電気角速度予測値ωｒ[n+1]を演算して、電流指令演算回路１１およびＶＶＶＦインバータ２０３の制御回路に出力する。
【００２５】
電流指令演算回路１１は、サンプリング時間間隔ΔΤ毎にＶＶＶＦインバータ２０３の交流出力相電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷおよび回転数演算回路１３より出力される誘導電動機の演算電気角速度ωｒを入力して、（９）、（７）、（１０）式に基づき固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値Ｉｄｓ[n+1]、Ｉｑｓ[n+1]、Ｉｄｒ[n+1]、Ｉｑｒ[n+1]および相電流指令値ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊を演算し、固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値Ｉｄｓ[n+1]、Ｉｑｓ[n+1]、Ｉｄｒ[n+1]、Ｉｑｒ[n+1]は回転数演算回路１３に、相電流指令値ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊は固定子相電流指令値としてゲート信号発生回路１２に出力する。ここで、（５）、（６）式で使用される誘導電動機の電気定数を変更する事により、全ての誘導電動機の模擬を行うことが可能である。
【００２６】
ゲート信号発生回路１２はＶＶＶＦインバータの相電流指令値ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊と、ＤＣＣＴ４より検出されたＰＷＭコンバータ５の３相交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを入力し、３相交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷが、各々ＶＶＶＦインバータの相電流指令値ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊と一致するようにＰＷＭコンバータ５のゲートを出力する。
具体的には、交流電流ＩＵが固定子相電流指令値ＩＵ＊より大きい時スイッチ５１をＯＮ、スイッチ５２をＯＦＦし、交流電流ＩＵが固定子相電流指令値ＩＵ＊より小さい時、スイッチ５１をＯＦＦ、スイッチ５２をＯＮするように制御する。
【００２７】
図３は本発明の他の実施例を示すもので、絶縁トランス２の代わりに、３相結合リアクトル７を用いたものである。
上記３相結合リアクトル７は３相間に結合を持たせたもので、３相交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷの和が零になるように働き、零相電流を抑えるので、ＰＷＭコンバータのスイッチング周波数がある程度高ければ、鉄心の飽和磁束を低く抑えた小さな３相結合リアクトル７で、３相トランスと同等の電気的絶縁作用を持たせる事ができ、十分に経済的な装置を構成する事ができる。
【００２８】
図４は本発明の他の実施例を示すもので、ＶＶＶＦインバータの試験装置１００内のＰＷＭコンバータ５の直流側に直列に、スイッチ８１〜８６で構成されるＰＷＭインバータ８の直流側を接続し、ＰＷＭインバータ８の交流側は交流電源へ接続したもので、ＰＷＭコンバータ５の制御は前記と同様に行う。
【００２９】
この図４の実施例では、ＶＶＶＦインバータ２００の直流側とＰＷＭコンバータ５の直流側は接続せず、ＶＶＶＦインバータの試験装置１００内のＰＷＭインバータ８の直流電圧制御（制御回路は図示せず）により交流源とのエネルギーの授受を行うものである。
【００３０】
図１および図３、４でリアクトル３を用いているが、絶縁トランス２および３相結合リアクトル７に大きな漏れインダクタンス分を持たせれば、リアクトル３は無くても良い。
【００３１】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明においては、被試験装置であるＶＶＶＦインバータの交流出力端に絶縁トランスを介してＰＷＭコンバータを接続し、摸擬する誘導電動機の電気角速度が急速に変化しないとして一義的に演算し、誘導電動機と負荷の連立微分方程式の連立次数を下げて、ＶＶＶＦインバータが駆動しようとする誘導電動機の電気定数と演算電気角速度とＶＶＶＦインバータの交流出力電圧により演算したＶＶＶＦインバータの相電流指令とＶＶＶＦインバータの相電流とが等しくなるようにＰＷＭコンバータを制御するために、絶縁トランスとＰＷＭコンバータは等価的に回転体の無い、構造物のセッティングの必要の無い誘導電動機として動作をする。しかも、試験装置内の誘導電動機の電気定数の変更により、簡単に全ての誘導電動機の模擬を行える。
又、ＶＶＶＦインバータとＰＷＭコンバータの直流部は並列に接続されているために、ＶＶＶＦインバータとＰＷＭコンバータの間で交流的に行われたエネルギーの授受は、エネルギーが一巡するように直流部を介して直流的にエネルギーの授受が行われるために、配線上での損失やＰＷＭコンバータを構成するスイッチの損失等の損失分を交流電源から供給すれば良く、大きな省電力効果を有する装置であり、実用上、極めて有用性の高いものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の請求項３記載の一実施例のＶＶＶＦインバータの試験装置を示す系統図である。
【図２】本発明の請求項１及び２記載の一実施例のＶＶＶＦインバータの試験装置の制御回路を示す図である。
【図３】本発明の請求項４記載の一実施例のＶＶＶＦインバータの試験装置を示す系統図である。
【図４】本発明の請求項５記載の一実施例のＶＶＶＦインバータの試験装置を示す系統図である。
【符号の説明】
１．相電圧検出器
２．絶縁トランス
３．リアクトル
４．ＤＣＣＴ
５．ＰＷＭコンバータ
６．直流コンデンサ
７．結合リアクトル
８．ＰＷＭインバータ
１１．電流指令演算回路
１２．ゲート発生回路
１３．回転数演算回路
【発明の属する技術分野】
本発明はＶＶＶＦインバータの試験装置に関わり、特にＶＶＶＦインバータの負荷として誘導電動機を接続した時と等価な動作をする装置を、主としてＰＷＭコンバータにより構成したＶＶＶＦインバータの試験装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源を直流に変換し、さらに可変電圧可変周波数の交流に変換するＶＶＶＦインバータの負荷として、誘導電動機が接続される。
このＶＶＶＦインバータが正規の動作をしているかどうかを確認するのに、実際に使用する誘導電動機を接続するか、縮小モデルの誘導電動機を接続するかして試験を行っていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このように実際の誘導電動機をＶＶＶＦインバータの負荷として接続して試験をすると、誘導電動機や周辺の回転体装置のセットに多大な時間を要すると共に、多くの電力が必要となる。
又、縮小モデルの誘導電動機により試験をすると、実際の誘導電動機および周辺の回転体装置と等価な縮小モデルをそのつど別に作成しなければならず、場合によってはＶＶＶＦインバータも縮小モデルを作成しなければならないという問題があった。
【０００４】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、ＶＶＶＦインバータの負荷としての誘導電動機の動作を、実時間で等価に振舞う試験装置を、回転体を有せず、電力回生が可能であり、しかも試験装置内のソフト定数変更のみで、全ての誘導電動機の模擬に対応できる試験装置を、電気回路のみで実現するＶＶＶＦインバータの試験装置を提供するものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明の原理を３相誘導電動機と負荷を組み合せた５次連立微分方程式により説明する。
３相２相変換行列を下記に示す［数１］の（１）式の〔Ｃ〕とし、かご形３相誘導電動機の固定子（略字Ｓで表す）のｄおよびｑ軸成分の電圧をVds、Vqs、固定子および回転子（略字ｒで表す）のｄおよびｑ軸成分の電流をIds、Iqs、Idr、Iqr、固定子および回転子の抵抗および自己インダクタンスをRs、Rr、Ls、Lr、励磁インダクタンスをＭ、３相誘導電動機の極対数pと回転角速度ωｍの積を新たに電気角速度と名付け、それをωｒとすると、微分演算子Ｐ（＝d／dt）を使用して、３相誘導電動機の等価回路４次連立微分方程式は［数１］の（２）式で表される。
さらに、３相誘導電動機の発生トルクをＴＬ、負荷の慣性モーメントをＪとして、制動分を無視するとトルク式は（３）式で表される。
【０００６】
【数１】
ここで、本発明では、誘導電動機電気定数、負荷の慣性モーメントおよび固定子入力d、q軸電圧Vds、Vqsが決まると、（２）および（３）式より固定子および回転子のd、q軸電流および電気角速度ωｒが求まる事を利用する。さらに厳密には、（２）および（３）式を連立させて５次の連立微分方程式を演算しなければいけないところを、本発明では、今、演算しようとしている微小時間では電気角速度ωｒが大きく変化しないと考えて、（２）式と（３）式を連立させずに演算し、微分方程式解法の容易化を計っている。すなわち、（２）式は下記の［数２］の（４）、（５）および（６）式の如き４次連立微分方程式の形に変形され、さらに（４）、（３）式を離散化して、４次連立および１次の代数方程式の形にする事により、ＤＳＰ（デイジタル・シグナル・プロセッサ）等のマイクロコンピュータにより演算して、固定子および回転子d、q軸電流、Ids、Iqs、Idr、Iqrおよび電気角速度ωｒを求める事ができる。
【０００８】
【数２】
（４）、（３）式を離散化して、４次連立代数方程式の形にする方法は、オイラー法、ルンゲ・クッタ法等があるが、ここではオイラー法により説明する。
（４）、（３）式に対して微小時間ΔΤでオイラー法を適用すると、下記に示す［数３］の（７）、（８）式の如くなる。ここで、〔 〕tは転置行列を、添字nは前回サンプリング時の予測値を、添字n+1は今回予測値をそれぞれ表し、
〔Ｉｎ〕t＝〔Ｉｄｓ[n]、Ｉｑｓ[n]、Ｉｄｒ[n]、Ｉｑｒ[n]〕
〔Ｉｎ＋１〕t＝〔Ｉｄｓ[n+1]、Ｉｑｓ[n+1]、Ｉｄｒ[n+1]、Ｉｑｒ[n+1]〕
である。
【００１０】
【数３】
従って、微小時間ΔΤ毎に３相誘導電動機に印加される相電圧をサンプリングし、（７）、（８）式の演算を行うとして、今回サンプリング時の３相誘導電動機の固定子ｄ、ｑ軸電圧〔Ｖ〕と前回演算の電気角速度予測値ωｒ[n]と、固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値〔Ｉｎ〕を使用して、（７）、（８）式により今回の電流予測値〔Ｉｎ＋１〕および電気角速度予測値ωｒ[n+1]を演算できる。
ここで、（５）式中のωｒは電気角速度予測値ωｒ[n]を使用し、固定子ｄ、ｑ軸電圧〔Ｖ〕は、３相誘導電動機の相電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷより下記の［数４］の（９）式により演算できる。
【００１２】
【数４】
演算された電流予測値〔Ｉｎ＋１〕の中の固定子ｄ、ｑ軸電流Ｉｄｓ[n+1]、Ｉｑｓ[n+1]を取り出し、（１０）式に従って、変換行列〔Ｃ〕の逆行列〔Ｃ〕 − 1 により２相３相変換して３相固定子電流ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊を演算する。この３相固定子電流ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊をＶＶＶＦインバータの相電流指令値として、実際のＶＶＶＦインバータの相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷが指令値に一致するように、ＰＷＭコンバータのスイッチング制御を行うと、交流側に直列にリアクトルを有するＰＷＭコンバータは等価的に３相誘導電動機となる。
【００１４】
本発明は上記原理に基づき、前述した課題を解決したものであり、１．請求項１において、被試験機であるＶＶＶＦインバータの交流出力端に接続されたＰＷＭコンバータを有し、等価的に誘導電動機の動作をするＶＶＶＦインバータの試験装置において、回転数演算回路において誘導電動機電気定数、負荷の慣性モーメントおよび固定子入力ｄ、ｑ電圧に基づいて演算される演算電気角速度を前記ＶＶＶＦインバータの制御装置に出力し、該演算電気角速度と前記ＶＶＶＦインバータの交流出力電圧値を入力し、予め設定された誘導電動機の電気定数とによりＶＶＶＦインバータの相電流指令値を演算し、該相電流指令値にＶＶＶＦインバータの相電流が一致する如く前記ＰＷＭコンバータを制御するものである。
【００１５】
２．請求項２において、
前記相電流指令値および電気角速度は、誘導電動機の４次連立微分方程式およびトルクの1次微分方程式を離散化して４次連立および1次の代数方程式となし、サンプリング時間毎に今回の誘導電動機ｄ、ｑ軸電流予測値より次回のｄ、ｑ軸電流予測値を演算し、この電流予測値を２相３相変換して求めるものである。
【００１６】
３．請求項３において、
ＶＶＶＦインバータとＰＷＭコンバータの主回路は、交流側が絶縁トランスおよびリアクトルを介して直列接続され、直流側はＶＶＶＦインバータの直流側と並列接続されるものである。
【００１７】
４．請求項４において、
前記ＶＶＶＦインバータの試験装置は、ＶＶＶＦインバータの交流出力端に結合リアクトルを直列に接続し、該結合リアクトル（バランサ）の反ＶＶＶＦインバータ側にリアクトルを直列に接続し、該リアクトルの反結合リアクトル側にＰＷＭコンバータを接続し、該ＰＷＭコンバータの直流側は前記ＶＶＶＦインバータの直流側と並列接続した事を特徴とする請求項１記載のＶＶＶＦインバータの試験装置である。
【００１８】
５．請求項５において、
前記ＶＶＶＦインバータの試験装置は、ＶＶＶＦインバータの交流出力端に絶縁トランスを直列に接続し、該絶縁トランスの出力端にリアクトルを直列に接続し、該リアクトルの反絶縁トランス側にＰＷＭコンバータを接続し、該ＰＷＭコンバータの直流側に並列に直流コンデンサを接続し、前記ＰＷＭコンバータに直列に直流を交流に変換するＰＷＭインバータを接続し、該ＰＷＭインバータの交流側を交流電源に接続し、前記ＰＷＭインバータにより前記交流電源とのエネルギーの授受を行う事を特徴とする請求項１記載のＶＶＶＦインバータの試験装置である。
【００１９】
これにより、上述したように、ＶＶＶＦインバータと接続された交流側に直列に絶縁トランスとリアクトルを有し、直流側に並列に直流コンデンサを有するＰＷＭコンバータは、回転体を有せず、等価的に誘導電動機と同一の動作をなす事ができる。しかも、直流側がＶＶＶＦインバータと並列に接続されているので、ＶＶＶＦインバータがカ行時には、ＶＶＶＦインバータの直流部、ＶＶＶＦインバータ、ＰＷＭコンバータ、ＰＷＭコンバータの直流部、ＶＶＶＦインバータの直流部の順序でエネルギーが循環し、又、ＶＶＶＦインバータが回生時には、ＰＷＭコンバータの直流部、ＰＷＭコンバータ、ＶＶＶＦインバータ、ＶＶＶＦインバータの直流部、ＰＷＭコンバータの直流部の順序でエネルギーが循環するために、途中の配線等の損失分だけのエネルギーを他の電源より供給すれば良い。
以下、本発明の一実施例を図面に基づいて詳述する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明が適用されたＶＶＶＦインバータの試験装置の系統図を示すものである。同図において、１００はＶＶＶＦインバータの試験装置、１は相電圧検出器、２は絶縁トランス、３はリアクトル、４はＤＣＣＴ、５はＰＷＭコンバータ、６は直流コンデンサ、２０１は交流電源、２０２は整流器、２０３はＶＶＶＦインバータである。
ＰＷＭコンバータ５は、スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードで構成されるスイッチ５１〜５６をブリッジ接続して構成される。
図２は、本発明のＶＶＶＦインバータの試験装置の制御回路の実施例を示す図である。１１は電流指令演算回路、１２はゲート信号発生回路、１３は回転数演算回路である。
【００２１】
図１において、ＶＶＶＦインバータ２０３は交流電源２０１より整流器２０２を経て供給される直流電力を入力して内蔵する直流コンデンサと、ＰＷＭ変換器のスイッチング制御により、直流を３相交流に変換して出力する。この時ＶＶＶＦインバータ２０３の制御回路（図示せず）は、図２に示すＶＶＶＦインバータの試験装置１００の制御回路内の回転数演算回路１３より出力される誘導電動機の演算電気角速度ωｒと、ＶＶＶＦインバータ２０３の３相出力電流を入力して、ＶＶＶＦインバータ２０３があたかも誘導電動機を駆動していると等価なＰＷＭ変換器のスイッチング制御指令を発生する。
【００２２】
ＶＶＶＦインバータの試験装置１００は相電圧検出器１、絶縁トランス２、リアクトル３、ＤＣＣＴ４、ＰＷＭコンバータ５、直流コンデンサ６と図２で示す制御回路により構成され、直流コンデンサ６の正側と負側は各々ＶＶＶＦインバータ２０３の直流入力の正側と負側に並列接続される。
絶縁トランス２は、ＶＶＶＦインバータ２０３とＰＷＭコンバータ５の交流側を電気的に絶縁して、直流短絡電流を防ぐもので、その１次側はＶＶＶＦインバータ２０３の交流出力に、２次側はリアクトル３に接続される。
【００２３】
相電圧検出器１はＶＶＶＦインバータ２０３の交流出力相電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを検出して、図２の電流指令演算回路１１に出力する。
リアクトル３の反絶縁トランス２側は、ＰＷＭコンバータ５の交流側に直列に接続される。
ＤＣＣＴ４はＰＷＭコンバータ５の３相交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷすなわち交流的に等価な値であるＶＶＶＦインバータの相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを検出して、図２のゲート信号発生回路１２に出力する。
【００２４】
回転数演算回路１３は、電流指令演算回路１１より出力される固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値Ｉｄｓ[n]、Ｉｑｓ[n]、Ｉｄｒ[n]、Ｉｑｒ[n]〕を入力して、（３）式すなわち（８）式に基づき電気角速度予測値ωｒ[n+1]を演算して、電流指令演算回路１１およびＶＶＶＦインバータ２０３の制御回路に出力する。
【００２５】
電流指令演算回路１１は、サンプリング時間間隔ΔΤ毎にＶＶＶＦインバータ２０３の交流出力相電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷおよび回転数演算回路１３より出力される誘導電動機の演算電気角速度ωｒを入力して、（９）、（７）、（１０）式に基づき固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値Ｉｄｓ[n+1]、Ｉｑｓ[n+1]、Ｉｄｒ[n+1]、Ｉｑｒ[n+1]および相電流指令値ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊を演算し、固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値Ｉｄｓ[n+1]、Ｉｑｓ[n+1]、Ｉｄｒ[n+1]、Ｉｑｒ[n+1]は回転数演算回路１３に、相電流指令値ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊は固定子相電流指令値としてゲート信号発生回路１２に出力する。ここで、（５）、（６）式で使用される誘導電動機の電気定数を変更する事により、全ての誘導電動機の模擬を行うことが可能である。
【００２６】
ゲート信号発生回路１２はＶＶＶＦインバータの相電流指令値ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊と、ＤＣＣＴ４より検出されたＰＷＭコンバータ５の３相交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを入力し、３相交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷが、各々ＶＶＶＦインバータの相電流指令値ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊と一致するようにＰＷＭコンバータ５のゲートを出力する。
具体的には、交流電流ＩＵが固定子相電流指令値ＩＵ＊より大きい時スイッチ５１をＯＮ、スイッチ５２をＯＦＦし、交流電流ＩＵが固定子相電流指令値ＩＵ＊より小さい時、スイッチ５１をＯＦＦ、スイッチ５２をＯＮするように制御する。
【００２７】
図３は本発明の他の実施例を示すもので、絶縁トランス２の代わりに、３相結合リアクトル７を用いたものである。
上記３相結合リアクトル７は３相間に結合を持たせたもので、３相交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷの和が零になるように働き、零相電流を抑えるので、ＰＷＭコンバータのスイッチング周波数がある程度高ければ、鉄心の飽和磁束を低く抑えた小さな３相結合リアクトル７で、３相トランスと同等の電気的絶縁作用を持たせる事ができ、十分に経済的な装置を構成する事ができる。
【００２８】
図４は本発明の他の実施例を示すもので、ＶＶＶＦインバータの試験装置１００内のＰＷＭコンバータ５の直流側に直列に、スイッチ８１〜８６で構成されるＰＷＭインバータ８の直流側を接続し、ＰＷＭインバータ８の交流側は交流電源へ接続したもので、ＰＷＭコンバータ５の制御は前記と同様に行う。
【００２９】
この図４の実施例では、ＶＶＶＦインバータ２００の直流側とＰＷＭコンバータ５の直流側は接続せず、ＶＶＶＦインバータの試験装置１００内のＰＷＭインバータ８の直流電圧制御（制御回路は図示せず）により交流源とのエネルギーの授受を行うものである。
【００３０】
図１および図３、４でリアクトル３を用いているが、絶縁トランス２および３相結合リアクトル７に大きな漏れインダクタンス分を持たせれば、リアクトル３は無くても良い。
【００３１】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明においては、被試験装置であるＶＶＶＦインバータの交流出力端に絶縁トランスを介してＰＷＭコンバータを接続し、摸擬する誘導電動機の電気角速度が急速に変化しないとして一義的に演算し、誘導電動機と負荷の連立微分方程式の連立次数を下げて、ＶＶＶＦインバータが駆動しようとする誘導電動機の電気定数と演算電気角速度とＶＶＶＦインバータの交流出力電圧により演算したＶＶＶＦインバータの相電流指令とＶＶＶＦインバータの相電流とが等しくなるようにＰＷＭコンバータを制御するために、絶縁トランスとＰＷＭコンバータは等価的に回転体の無い、構造物のセッティングの必要の無い誘導電動機として動作をする。しかも、試験装置内の誘導電動機の電気定数の変更により、簡単に全ての誘導電動機の模擬を行える。
又、ＶＶＶＦインバータとＰＷＭコンバータの直流部は並列に接続されているために、ＶＶＶＦインバータとＰＷＭコンバータの間で交流的に行われたエネルギーの授受は、エネルギーが一巡するように直流部を介して直流的にエネルギーの授受が行われるために、配線上での損失やＰＷＭコンバータを構成するスイッチの損失等の損失分を交流電源から供給すれば良く、大きな省電力効果を有する装置であり、実用上、極めて有用性の高いものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の請求項３記載の一実施例のＶＶＶＦインバータの試験装置を示す系統図である。
【図２】本発明の請求項１及び２記載の一実施例のＶＶＶＦインバータの試験装置の制御回路を示す図である。
【図３】本発明の請求項４記載の一実施例のＶＶＶＦインバータの試験装置を示す系統図である。
【図４】本発明の請求項５記載の一実施例のＶＶＶＦインバータの試験装置を示す系統図である。
【符号の説明】
１．相電圧検出器
２．絶縁トランス
３．リアクトル
４．ＤＣＣＴ
５．ＰＷＭコンバータ
６．直流コンデンサ
７．結合リアクトル
８．ＰＷＭインバータ
１１．電流指令演算回路
１２．ゲート発生回路
１３．回転数演算回路
Claims (5)
- 被試験装置であるＶＶＶＦインバータの交流出力端にリアクトルを介して接続された交流を直流に変換するＰＷＭコンバータを有し、等価的に誘導電動機の動作をするＶＶＶＦインバータの試験装置において、回転数演算回路において誘導電動機電気定数、負荷の慣性モーメントおよび固定子入力ｄ、ｑ電圧に基づいて演算される演算電気角速度を前記ＶＶＶＦインバータの制御装置に出力し、該演算電気角速度と前記ＶＶＶＦインバータの交流出力電圧値と誘導電動機の電気定数とによりＶＶＶＦインバータの相電流指令値を演算し、該相電流指令値にＶＶＶＦインバータの相電流が一致するように前記ＰＷＭコンバータを制御する事を特徴とするＶＶＶＦインバータの試験装置。
- 前記相電流指令値および演算電気角速度は、誘導電動機の４次連立微分方程式およびトルクの１次微分方程式を離散化して４次連立および１次の代数方程式となし、サンプリング時間毎に演算して誘導電動機の相電流指令値および演算電気角速度を求める事を特徴とする請求項１記載のＶＶＶＦインバータの試験装置。
- 前記ＶＶＶＦインバータの試験装置は、ＶＶＶＦインバータの交流出力端に絶縁トランスを直列に接続し、該絶縁トランスの出力端にリアクトルを直列に接続し、該リアクトルの反絶縁トランス側にＰＷＭコンバータを接続し、該ＰＷＭコンバータの直流側は前記ＶＶＶＦインバータの直流側と並列接続した事を特徴とする請求項１記載のＶＶＶＦインバータの試験装置。
- 前記ＶＶＶＦインバータの試験装置は、ＶＶＶＦインバータの交流出力端に結合リアクトルを直列に接続し、該結合リアクトル（バランサ）の反ＶＶＶＦインバータ側にリアクトルを直列に接続し、該リアクトルの反結合リアクトル側にＰＷＭコンバータを接続し、該ＰＷＭコンバータの直流側は前記ＶＶＶＦインバータの直流側と並列接続した事を特徴とする請求項１記載のＶＶＶＦインバータの試験装置。
- 前記ＶＶＶＦインバータの試験装置は、ＶＶＶＦインバータの交流出力端に絶縁トランスを直列に接続し、該絶縁トランスの出力端にリアクトルを直列に接続し、該リアクトルの反絶縁トランス側にＰＷＭコンバータを接続し、該ＰＷＭコンバータの直流側に並列に直流コンデンサを接続し、前記ＰＷＭコンバータに直列に直流を交流に変換するＰＷＭインバータを接続し、該ＰＷＭインバータの交流側を交流電源に接続し、前記ＰＷＭインバータにより前記交流電源とのエネルギーの授受を行う事を特徴とする請求項１記載のＶＶＶＦインバータの試験装置。
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