JPH0636676B2 - Ｐｗｍインバ−タの制御方法 - Google Patents

Ｐｗｍインバ−タの制御方法

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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＰＷＭインバータで駆動される負荷を指定され
た評価関数を最小化するように制御するためのＰＷＭイ
ンバータの制御方法に関するものである。
例えば交流サーボモータの低高調波損失，低騒音のもと
で高速トルク応答，高効率駆動を得る場合とかＰＷＭイ
ンバータを用いた電流制御システムである限定されたス
イッチング周波数のもとで制御誤差を最小化するような
場合に利用できる。
〔従来の技術〕
従来用いられている方法は、例えば電流制御の場合は演
算された電流指令値（またはベクトル値）と出力電流と
の誤差をコンパレータに入力し、そのコンパレータ出力
でＰＷＭインバータのスイッチング方式を決定してい
た。
すなわち、スイッチングを決定する状態変数または状態
変数ベクトルが１個の場合であった。
〔発明が解決しようとする問題点〕
しかし、これらの手法はただ１個の状態変数よりＰＷＭ
インバータのスイッチング方法を決定しているため必ず
しも最適なスイッチングが実現できたとはいえない。
例えば、負荷に生ずる高調波電流，騒音などは必ずしも
少なくなく、また１個の指令値でシステムを制御しよう
とするため指令値を求める回路が複雑になるなど不都合
が生じる。
〔問題点を解決するための手段〕
本発明はこれらの問題点を解消することを目的とし、そ
の要旨は、三相ＰＷＭインバータのスイッチング制御方
法であって、指定された評価の下で次の最適なスイッチ
ングパターンを選択するため、ＲＯＭにあらかじめ計算
され記憶された最適スイッチングパターンを読み出す方
法において、三相ＰＷＭインバータで誘導機を駆動する
際、誘導機の電圧、電流より一次鎖交磁束ベクトルの大
きさと位相角とトルクを演算し、鎖交ベクトルの大きさ
をコンパレータまたはＡＤ変換器で増加，減少の２値の
いずれかを表す第１の値，位相角が円周を等角度の６×
Ｎ(Ｎ＝１，２，３・・)に区分したどの領域に存在する
かを表す第２の値、トルク指令値と出力トルクとの偏差
を正方向，逆方向，停止の３値のいずれかを表す第３の
値に変換し、前記第１〜第３の値で前記ＲＯＭのアドレ
スを直接指定することにより、高調波電流が小さく、一
次磁束交数とトルク応答が最短時間になるよう制御する
ことを特徴とするＰＷＭインバータの制御方法に係るも
のである。また、三相ＰＷＭインバータのスイッチング
制御方法であって、一制御区間の電流の二乗平均誤差と
スイッチング周波数との積で表す評価関数の下で次の最
適なスイッチングパターンを選択するため、ＲＯＭにあ
らかじめ計算され記憶された最適スイッチングパターン
を読み出す方法において、三相ＰＷＭインバータで誘導
性負荷を駆動する際、負荷の逆起電力と指令電流微分ベ
クトルと電流誤差ベクトルをＡＤ変換し、これらとイン
バータのスイッチング状態よりなるディジタル量で前記
ＲＯＭのアドレスを指定することにより、これらから定
まる前記評価関数が最小になるように次のスイッチング
ベクトルを決定することを特徴とするＰＷＭインバータ
の制御方法に係るものである。
〔作 用〕
第１図が本発明の制御法のブロック線図である。
この線図で(1)は整流回路，(2)はＰＷＭインバータ（こ
こでは電圧形インバータについて示すが電流形インバー
タでもよい。），(3)は制御対象のシステム，(4)はその
システムの状態変数x1，x2，・・・・の検出及び演算回
路，(5)は外部の要求する指令よりx1，x2・・・・に相
当する最適な指令値 を演算する回路，(6)はアナログ入力の場合はコンパレ
ータまたはＡＤ変換器によりディジタル量に変換する回
路，ディジタル入力の場合はディジタル信号処理する回
路，(7)はＰＷＭインバータが状態変数の誤差 を指定した評価関数のもとで零に収束するようにプログ
ラムされた最適スイッチングテーブルである。
いま、第１図のようにインバータが３個のスイッチング
素子Sa，Sb，Scより構成されていると考えるとそのスイ
ッチの方向１，０により出力電圧の瞬時電圧ベクトル は と８個のベクトルをとることができる。
これらのベクトルのうち と は両方とも出力電圧が０のため零ベクトルである。
いま、一例としてこれらを時間積分した鎖交磁束ベクト
ル を考え の大きさを一定に保つように制御するには第２図で示す
ようなベクトルを選べばよい。
ここでベクトルの回転速度は例えば電動機の場合は回転
磁界の速度と一致する。
このようなベクトルは上記の８個のうち任意のものが選
べるが、例えばこの の軌跡がループを描くようにするとスイッチングに伴な
う高調波損失，騒音が増加し、このベクトルの大きさ，
回転速度などを変化させることにより誘導電動機のトル
ク制御，効率の改善などができる。
この８個のベクトルの中から最適のものは評価関数及び
状態変数が定まれば一義的に最適な１つを選ぶことがで
きる。
従って、すべての入力の値に対してこれらをテーブル化
しておけば高速で簡単に最適なスイッチングパターンを
出力することができる。
〔実施例１〕 第３図は本発明を誘導電動機の高速トルク制御及び高効
率運転に適用した例を示している。
この図で(1)は整流回路，(2)はＰＷＭインバータ，(3)
は制御される誘導電動機，(4)はｄ軸，ｐ軸成分の一次
鎖交磁束演算回路，(5)は瞬時トルク演算回路で(4)(5)
は第１図の(4)に相当する。
(6)は一次鎖交磁束指令演算回路で立上り，立下りの時
定数の異なる半線形フイルタと非線形増巾器で構成され
ている。
(7)は外部の指令により最適なトルク指令値を演算する
回路で、例えば速度制御の場合はＰ−Ｉ制御回路等より
構成されている。
(6)(7)は第１図の(5)に相当する。
(8)はコンパレータで構成されたトルク及び一次鎖交磁
束誤差と一次鎖交磁束ベクトルの角度を検出する回路で
ある。
(9)にはコンパレータ出力をアドレスとして動作する最
適スイッチングパターンが記憶されている。
これはリードオンリメモリで構成されその３ビットの出
力によりＰＷＭインバータのスイッチング素子が駆動さ
れる。
この最適スイッチングテーブルは評価関数を効率より主
にトルクの過度応答を良好にするように，また高調波損
失，騒音が最小になるようにプログラムされている。
第４図がその最適スイッチングテーブルの例である。
この図でτ及びφはトルク及び一次鎖交磁束のコンパレ
ータの出力を示し、Ｉ，II，・・・・VIは第２図に示す
磁束ベクトル の角度の領域を示している。
第５図はこのシステムで得られた一次鎖交磁束 とトルクＴの過度応答のディジタルシミュレーションで
ある。
これよりわかるように一次鎖交磁束 の軌跡は定常状態，過度状態ともマイナループを作って
いない。
これは、高調波損失，騒音が少ないことを意味する。
実験では高調波損失が半減，騒音は数dB以上軽減する。
また、このシステムは回路構成がきわめて簡単で、調整
部分もＲ1（一次抵抗）の部分のみで従来のベクトル制
御にくらべてきわめて簡単である。
また、トルクを直接制御するため二次抵抗等の定数変動
などに対してもきわめて強い系である。
トルク応答も従来のベクトル制御にくらべ最適下してあ
るため理論上速い。
〔実施例２〕 第６図は本発明を逆起電力を有する誘導性負荷の最適電
流制御に用いた例である。
本回路は(1)の整流回路，(2)のＰＷＭインバータ，(3)
の逆起電力ベクトル の誘導性負荷，(4)の電流，電圧検出回路，(5)のディジ
タル出力の電圧ベクトル検出回路(6)のAD変換器，(7)の
ディジタル出力の電流誤差ベクトルの角度検出回路，
(8)の最適電圧ベクトルを決める最適スイッチングテー
ブルより構成されている。
この制御方式はある評価関数を最小にする瞬時流制御法
の一例である。
いま、評価関数Ｉとして次のように定める。
Ｉ＝n2e2／T2 但し、ｎはインバータのスイッチを切り換えて次の電圧
ベクトルを選ぶときのスイッチ切り換え個数，e2は一制
御区間の電流の２乗平均誤差，Ｔは一制御区間の時間間
隔で、スイッチング周波数がある程度高い場合この値は
波形の良否を決定する値となる。この値を計算すると となる。
ここでは第６図に示すように でθはスイッチング直後の との間の角度である。
負荷の逆起電力ベクトルを インダクタンスをＬとすると近似的に で表わせるので、インバータで決定される全電圧ベクト
ル（３相ブリッジ形インバータの場合は８個）の中から
評価関数Ｉを最小にする電圧ベクトル を選べばよい。
これらを選択する時刻は が一定大きな以上になった瞬時とか、一定時間ごとにサ
ンプルして比較される。
全電圧ベクトル の中からＩを最小とするものを決定するには ベクトルの角度θe， ｎを定めるために現在の電圧ベクトルの状態 を入力する必要があるので第６図のような回路になる。
第７図はこの制御で得られた出力電圧波形，電流指定
値，出力電流波形，を示す、 回路定数はＬ＝１０ｍＨ，Ｒ＝０．１Ω，VE＝１４０Ｖ
インバータの直流入力電圧は270Vである。
従来の手法にくらべ同一スイッチング周波数で評価関数
が半減し、これは高周波損失が半分となり、負荷の騒音
も大幅に改善されることを意味する。
このように所望の評価関数を定めることによりそのシス
テムに適した制御を行なうことができる。
〔発明の効果〕
本発明は上述のごとく、状態変数の関数よりなる評価関
数を最適にするスイッチングが可能であり、いくつかの
状態変数のそれに対応する指令値との誤差を同時に最小
化できるため多変数制御が容易である。
また、ＰＷＭインバータのスイッチングに伴う負荷の高
調波損失，騒音を大幅に減少できるスイッチングパター
ンが選択でき、これらの波形中極端に幅の狭い電圧パル
スをさけるようにパターンを選択できるので、電動機制
御時などシステムの安定性の改善に多いに寄与できる。
その上、ハード的に見てもメモリを直接呼び出せば最適
スイッチングパターンが得られるので複雑な演算を必要
とせず、ディジタル化が容易で高速である。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の基本的なブロック線図である。第２図
は最適な鎖交磁束ベクトルの軌跡と電圧ベクトルの軌跡
との関係図である。 第３図は本発明を誘導電動機の高速トルク制御，高効率
運転に適用した場合のブロック線図である。第４図はこ
のときの最適スイッチングテーブルの図である。 第５図はこのシステムのディジタルシミュレーションの
結果で一次鎖交磁束のベクトル軌跡とトルクの応答図で
ある。 第６図は本発明を逆起電力を有する誘導性負荷の最適電
流制御に用いた場合のシステム構成図である。 第７図は３相ＰＷＭインバータで、この制御で得られた
波形の一例で出力電圧波形，電流指令値，出力電流波形
を示した図である。 (2)……ＰＷＭインバータ。

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】三相ＰＷＭインバータのスイッチング制御
    方法であって、指定された評価の下で次の最適なスイッ
    チングパターンを選択するため、ＲＯＭにあらかじめ計
    算され記憶された最適スイッチングパターンを読み出す
    方法において、三相ＰＷＭインバータで誘導機を駆動す
    る際、誘導機の電圧、電流より一次鎖交磁束ベクトルの
    大きさと位相角とトルクを演算し、鎖交ベクトルの大き
    さをコンパレータまたはＡＤ変換器で増加，減少の２値
    のいずれかを表す第１の値，位相角が円周を等角度の６
    ×Ｎ(Ｎ＝１，２，３・・)に区分したどの領域に存在す
    るかを表す第２の値、トルク指令値と出力トルクとの偏
    差を正方向，逆方向，停止の３値のいずれかを表す第３
    の値に変換し、前記第１〜第３の値で前記ＲＯＭのアド
    レスを直接指定することにより、高調波電流が小さく、
    一次磁束鎖交数とトルク応答が最短時間になるよう制御
    することを特徴とするＰＷＭインバータの制御方法。
  2. 【請求項２】三相ＰＷＭインバータのスイッチング制御
    方法であって、一制御区間の電流の二乗平均誤差とスイ
    ッチング周波数との積で表す評価関数の下で次の最適な
    スイッチングパターンを選択するため、ＲＯＭにあらか
    じめ計算され記憶された最適スイッチングパターンを読
    み出す方法において、三相ＰＷＭインバータで誘導性負
    荷を駆動する際、負荷の逆起電力と指令電流微分ベクト
    ルと電流誤差ベクトルをＡＤ変換し、これらとインバー
    タのスイッチング状態よりなるディジタル量で前記ＲＯ
    Ｍのアドレスを指定することにより、これらから定まる
    前記評価関数が最小になるように次のスイッチングベク
    トルを決定することを特徴とするＰＷＭインバータの制
    御方法。
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