JPS6322160B2 - - Google Patents
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- JPS6322160B2 JPS6322160B2 JP56081949A JP8194981A JPS6322160B2 JP S6322160 B2 JPS6322160 B2 JP S6322160B2 JP 56081949 A JP56081949 A JP 56081949A JP 8194981 A JP8194981 A JP 8194981A JP S6322160 B2 JPS6322160 B2 JP S6322160B2
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- motor
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 18
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
- H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、無整流子電動機の誘起電圧位相にも
とづいて転流タイミングを定める場合の電圧位相
検出装置に関する。
とづいて転流タイミングを定める場合の電圧位相
検出装置に関する。
無整流子電動機は一般に自然転流に基づいた変
換器動作のために、構成が簡単で信頼性が高いな
どの理由から、交流可変速電動機として広く実用
されている。この装置では電動機電流の通電相を
定めるための位置検出手法として次の２種類があ
る。一つは電動機の回転子と固定子の相対的位置
を知るため機械的な位置検出器を設けて位置を検
出する手法、他の一つは電動機の電圧位相あるい
は磁束位相から検出する手法である。両手法はい
ずれも公知のものであるが、後者は電動機の駆動
特性から見れば、負荷の大きさによる電機子反作
用を自動的に補正して電動機力率を負荷状態にか
かわらずほぼ一定とすることができるため、効
率、過負荷耐量の向上、発生トルク振動の減少な
ど特性上有利な点が多い。
換器動作のために、構成が簡単で信頼性が高いな
どの理由から、交流可変速電動機として広く実用
されている。この装置では電動機電流の通電相を
定めるための位置検出手法として次の２種類があ
る。一つは電動機の回転子と固定子の相対的位置
を知るため機械的な位置検出器を設けて位置を検
出する手法、他の一つは電動機の電圧位相あるい
は磁束位相から検出する手法である。両手法はい
ずれも公知のものであるが、後者は電動機の駆動
特性から見れば、負荷の大きさによる電機子反作
用を自動的に補正して電動機力率を負荷状態にか
かわらずほぼ一定とすることができるため、効
率、過負荷耐量の向上、発生トルク振動の減少な
ど特性上有利な点が多い。
電動機の線間電圧波形は三相電動機の場合一般
に第１図のように示される。
に第１図のように示される。
この波形は正弦波電圧とは異なり、転流時の重
なり期間における電圧の落ちこみやふくらみ、順
変換装置側からのリツプル電圧の影響などにより
波形が歪む。無整流子電動機として転流失敗を生
じない安定な動作を持続するためには、第１図に
示した転流余裕角γがサイリスタのターンオフ時
間に相当する角度より大となるよう重なり角ｕを
見込んで、実効転流進み角βを定める必要があ
る。これらの諸量は無整流子電動機特性の基本パ
ラメータであるが、図示の波形より実効転流進み
角βを定めるための位相検出手法は無整流子電動
機の運転にとつて重要な要素となる。
なり期間における電圧の落ちこみやふくらみ、順
変換装置側からのリツプル電圧の影響などにより
波形が歪む。無整流子電動機として転流失敗を生
じない安定な動作を持続するためには、第１図に
示した転流余裕角γがサイリスタのターンオフ時
間に相当する角度より大となるよう重なり角ｕを
見込んで、実効転流進み角βを定める必要があ
る。これらの諸量は無整流子電動機特性の基本パ
ラメータであるが、図示の波形より実効転流進み
角βを定めるための位相検出手法は無整流子電動
機の運転にとつて重要な要素となる。
従来は、電動機の電圧を検出して位相を検出す
る手法として、検出波形をフイルタを介して整形
したり、電流瞬時値より電動機のもれインダクタ
ンスや抵抗分降下を補正して波形を整形してい
る。
る手法として、検出波形をフイルタを介して整形
したり、電流瞬時値より電動機のもれインダクタ
ンスや抵抗分降下を補正して波形を整形してい
る。
したがつて、第１図で示した波形の基本波成分
の位相は図示の波形で重なり期間を除いたほぼ正
弦波状の波形、すなわち電動機の逆起電力波形に
相当するものより進むこととなる。変換器の転流
タイミングを定めるためには、この逆起電力位相
を知ることが重要であつて、図示波形をフイルタ
を介して基本波成分を検出することは、前述のよ
うに重なり角ｕの値により位相が変化することか
ら得策とは言えない。一方、電流瞬時値より負荷
インピーダンスを考慮して重なり期間の電圧を整
形する手法は、結果として逆起電力位相がほぼ検
出可能となるが、電動機に応じてそのインピーダ
ンス分の補正係数を変化する必要がある。
の位相は図示の波形で重なり期間を除いたほぼ正
弦波状の波形、すなわち電動機の逆起電力波形に
相当するものより進むこととなる。変換器の転流
タイミングを定めるためには、この逆起電力位相
を知ることが重要であつて、図示波形をフイルタ
を介して基本波成分を検出することは、前述のよ
うに重なり角ｕの値により位相が変化することか
ら得策とは言えない。一方、電流瞬時値より負荷
インピーダンスを考慮して重なり期間の電圧を整
形する手法は、結果として逆起電力位相がほぼ検
出可能となるが、電動機に応じてそのインピーダ
ンス分の補正係数を変化する必要がある。
本発明は、以上の点を考慮してなされたもの
で、逆起電力位相を連続的に忠実に検出できる汎
用性のある位置検出器を提供することをその目的
とする。
で、逆起電力位相を連続的に忠実に検出できる汎
用性のある位置検出器を提供することをその目的
とする。
第２図は、本発明の一実施例の構成を示したブ
ロツク図である。
ロツク図である。
１は順変換器、２は直流リアクトル、３は逆変
換器、４は電動機、５は電圧検出器、６は電流検
出器、１０は位相演算回路、２０は重なり角検出
回路、２１は実効転流進み角β設定回路、２２は
パルス増幅回路である。
換器、４は電動機、５は電圧検出器、６は電流検
出器、１０は位相演算回路、２０は重なり角検出
回路、２１は実効転流進み角β設定回路、２２は
パルス増幅回路である。
この構成の主要部分は位相演算回路１０である
が、この位相演算回路１０はいわゆる連続位相フ
エーズロツクドループ（PLL）回路であり、こ
の部分を中心に全体の動作を説明する。
が、この位相演算回路１０はいわゆる連続位相フ
エーズロツクドループ（PLL）回路であり、こ
の部分を中心に全体の動作を説明する。
電動機４の端子圧力を電圧検出器５で検出した
３相電圧を３相−２相変換器１１で90度位相の異
なる二組の信号e0d′e0qに変換する。
３相電圧を３相−２相変換器１１で90度位相の異
なる二組の信号e0d′e0qに変換する。
位相演算回路１０の位相出力（カウンタ１６の
出力）θ1からリードオンメモリ１７で作成した単
位振幅の２相正弦波信号を、信号e1d＝cosθ1，信
号e1q＝sinθ1として表わせる。
出力）θ1からリードオンメモリ１７で作成した単
位振幅の２相正弦波信号を、信号e1d＝cosθ1，信
号e1q＝sinθ1として表わせる。
演算回路１２は前述の二組の２相信号の位相差
Δθを演算する回路である。いま、信号e0d，e0qを
それぞれ信号e0d＝E0cosθ0、信号e0q＝E0sinθ0と
すれば、三角公式により位相差Δθ＝θ0−θ1は次
式で与えられる。
Δθを演算する回路である。いま、信号e0d，e0qを
それぞれ信号e0d＝E0cosθ0、信号e0q＝E0sinθ0と
すれば、三角公式により位相差Δθ＝θ0−θ1は次
式で与えられる。
ここで位相差Δθが小さい領域ではsinΔθΔθ
と考えてよいから、（１式）の演算はより容易な
（1a式）になる。
と考えてよいから、（１式）の演算はより容易な
（1a式）になる。
この位相差Δθは制御増幅器１３にて増幅され
る。
る。
この制御増幅器１３は通常比例積分器で構成さ
れる。この出力を電圧／周波数変換器１５で電圧
に比例した周波数のパルス列に変換し、このパル
スをカウンタ１６でカウントする。このカウント
値が検出位相θ1となる。
れる。この出力を電圧／周波数変換器１５で電圧
に比例した周波数のパルス列に変換し、このパル
スをカウンタ１６でカウントする。このカウント
値が検出位相θ1となる。
以上のループをブロツク図で示せば第２ａ図の
ようになる。
ようになる。
このループでは位相差Δθが零になるように制
御増幅器１３、電圧／周波数変換器１５、カウン
タ１６が動作し、θ0とθ1が一致するように働く。
すなわち、入力電圧が一定周波数の正弦波（θ0が
一定変化率）ならばθ1とθ0と値が同じとなる。
御増幅器１３、電圧／周波数変換器１５、カウン
タ１６が動作し、θ0とθ1が一致するように働く。
すなわち、入力電圧が一定周波数の正弦波（θ0が
一定変化率）ならばθ1とθ0と値が同じとなる。
したがつて、位相演算回路１０は入力位相と出
力位相が合致するように、その偏差Δθに応じて
出力位相θ1を調整していることになる。
力位相が合致するように、その偏差Δθに応じて
出力位相θ1を調整していることになる。
他方、重なり角検出回路２０は後述のように重
なり期間では論理信号“１”を出力するもので、
サンプルホールド回路１４はこの期間は制御増幅
器１３の信号として重なり期間直前の値を保つて
出力し、他の期間は制御増幅器１３の信号をその
まま出力する。なお、重なり期間においては、制
御増幅器１３の出力が変化しないようにする必要
がある。
なり期間では論理信号“１”を出力するもので、
サンプルホールド回路１４はこの期間は制御増幅
器１３の信号として重なり期間直前の値を保つて
出力し、他の期間は制御増幅器１３の信号をその
まま出力する。なお、重なり期間においては、制
御増幅器１３の出力が変化しないようにする必要
がある。
電圧／周波数変換器１５は前述のアナログ信号
（位相差Δθ）に比例した周波数のパルスを出力す
る。カウンタ１６はこのパルスをカウントし、所
定のビツト数でゼロから最大値までのカウントを
繰り返す。
（位相差Δθ）に比例した周波数のパルスを出力す
る。カウンタ１６はこのパルスをカウントし、所
定のビツト数でゼロから最大値までのカウントを
繰り返す。
リードオンメモリ１７はこの計数値に応じた二
相正弦波データを出力し、デジタル／アナログ変
換器１８，１９で前記正弦波信号E1d，e1qを出力
する。
相正弦波データを出力し、デジタル／アナログ変
換器１８，１９で前記正弦波信号E1d，e1qを出力
する。
このような動作により位相差Δθが小さくなる
ように制御されるが、重なり角検出回路２０、サ
ンプルホールド回路１４により電流重なり期間に
おいては、位相差Δθが大きく変化するにもかか
わらずカウンタ１６へのパルス周波数が一定とな
ることから、カウンタ出力すなわち位相は連続的
に変化することとなる。
ように制御されるが、重なり角検出回路２０、サ
ンプルホールド回路１４により電流重なり期間に
おいては、位相差Δθが大きく変化するにもかか
わらずカウンタ１６へのパルス周波数が一定とな
ることから、カウンタ出力すなわち位相は連続的
に変化することとなる。
第３図は、重なり角検出回路２０の一実施例に
おけるその構成の詳細を示すブロツク図である。
おけるその構成の詳細を示すブロツク図である。
２１１，２１２，２１３は絶対値演算回路、２
１４，２１５，２１６はゼロに近いあるレベル以
上で“１”を出力するレベル検出回路、２１７は
アンド（論理積）回路である。
１４，２１５，２１６はゼロに近いあるレベル以
上で“１”を出力するレベル検出回路、２１７は
アンド（論理積）回路である。
この構成は三相電流iu，iv，iwがともに流れて
いるときのみ出力が“１”になるように動作する
が、“１”の信号が出ているときは重なり期間と
なる。
いるときのみ出力が“１”になるように動作する
が、“１”の信号が出ているときは重なり期間と
なる。
カウンタ１６の出力はリードオンリメモリ１７
の入力となる一方、実効転流進み角β設定回路２
１の入力ともなる。このカウンタ値は入力１サイ
クルで一巡するものであり、β設定回路２１は一
実施例としてマイクロプロセツサで構成し、カウ
ント値に応じて所定のシーケンスに従い、逆変換
器３を構成しているサイリスタに点弧パルス信号
を出力する。
の入力となる一方、実効転流進み角β設定回路２
１の入力ともなる。このカウンタ値は入力１サイ
クルで一巡するものであり、β設定回路２１は一
実施例としてマイクロプロセツサで構成し、カウ
ント値に応じて所定のシーケンスに従い、逆変換
器３を構成しているサイリスタに点弧パルス信号
を出力する。
この点弧パルス信号は実効転流進み角βの値、
カウンタ出力のビツト数に応じて与えられるが、
この演算は公知の技術で容易に可能であり、ここ
では省略する。
カウンタ出力のビツト数に応じて与えられるが、
この演算は公知の技術で容易に可能であり、ここ
では省略する。
第４図は、本発明による他の実施例のブロツク
図である。
図である。
三相巻線を二組有する電動機４を駆動する場合
で、構成要素は第２図と同一符号を付したものは
同一機能をもつ。
で、構成要素は第２図と同一符号を付したものは
同一機能をもつ。
２３はオア（論理和）回路で各三相巻線の重な
り期間の合成を出力するが、１サイクルに12回、
電気角で30度ごとに重なり期間が生じることとな
る。
り期間の合成を出力するが、１サイクルに12回、
電気角で30度ごとに重なり期間が生じることとな
る。
また、実効転流進み角β設定回路２１は電動機
電圧位相が１サイクル変化する毎に計数値が一巡
する信号を入力し、所定の実効転流進み角βに従
つて１サイクルに12回のパルス信号を出力するよ
うに構成される。このパルス信号は６個ずつ２組
に分けられ、２組の逆変換器に点弧パルスとして
入力される。
電圧位相が１サイクル変化する毎に計数値が一巡
する信号を入力し、所定の実効転流進み角βに従
つて１サイクルに12回のパルス信号を出力するよ
うに構成される。このパルス信号は６個ずつ２組
に分けられ、２組の逆変換器に点弧パルスとして
入力される。
以上の実施例における構成および作用から明ら
かなように、本発明においては電動機の端子電圧
を検出し、電流重なり期間における電圧歪を自動
的に補正した電動機の逆起電力位相が検出できる
ことになる。
かなように、本発明においては電動機の端子電圧
を検出し、電流重なり期間における電圧歪を自動
的に補正した電動機の逆起電力位相が検出できる
ことになる。
かくして、本発明によれば電流重なり期間にお
ける電圧検出位相は転流前の位相変化すなわち
dθ／dtが一定となるように検出される。
ける電圧検出位相は転流前の位相変化すなわち
dθ／dtが一定となるように検出される。
また、電源側からの高調波成分も第２図１３で
示した制御増幅器の定数を選定することにより、
電動機逆起電力の基本波成分の位相が忠実に検出
できる。さらに、本発明によれば、電動機インピ
ーダンスによる位相検出装置の定数選定を行なう
必要がないため、汎用的な位相検出装置が実現で
きることとなる。
示した制御増幅器の定数を選定することにより、
電動機逆起電力の基本波成分の位相が忠実に検出
できる。さらに、本発明によれば、電動機インピ
ーダンスによる位相検出装置の定数選定を行なう
必要がないため、汎用的な位相検出装置が実現で
きることとなる。
第１図は電動機線間電圧波形の説明図、第２図
は本発明の一実施例の構成を示したブロツク図、
第２ａ図はその一部が形成する連続位相フエーズ
ロツクドループ回路のブロツク図、第３図はその
重なり角検出回路の詳細な構成を表わすブロツク
図、第４図は本発明の他の実施例のブロツク図で
ある。 １……順変換器、２……直流リアクトル、３…
…逆変換器、４……電動機、５……電圧検出器、
６……電流検出器、１０……位相演算回路、１１
……３相−２相変換器、１２……演算回路、１３
……制御増幅器、１４……サンプルホールド回
路、１５……電圧／周波数変換器、１６……カウ
ンタ、１７……リードオンリメモリ、１８，１９
……デジタル／アナログ変換器、２０……重なり
角検出回路、２１……実効転流進み角β設定回
路、２２……パルス増幅回路、２３……オア（論
理和）回路、２１１，２１２，２１３……絶対値
演算回路、２１４，２１５，２１６……レベル検
出回路、２１７……アンド（論理積）回路、γ…
…転流余裕角、ｕ……重なり角。
は本発明の一実施例の構成を示したブロツク図、
第２ａ図はその一部が形成する連続位相フエーズ
ロツクドループ回路のブロツク図、第３図はその
重なり角検出回路の詳細な構成を表わすブロツク
図、第４図は本発明の他の実施例のブロツク図で
ある。 １……順変換器、２……直流リアクトル、３…
…逆変換器、４……電動機、５……電圧検出器、
６……電流検出器、１０……位相演算回路、１１
……３相−２相変換器、１２……演算回路、１３
……制御増幅器、１４……サンプルホールド回
路、１５……電圧／周波数変換器、１６……カウ
ンタ、１７……リードオンリメモリ、１８，１９
……デジタル／アナログ変換器、２０……重なり
角検出回路、２１……実効転流進み角β設定回
路、２２……パルス増幅回路、２３……オア（論
理和）回路、２１１，２１２，２１３……絶対値
演算回路、２１４，２１５，２１６……レベル検
出回路、２１７……アンド（論理積）回路、γ…
…転流余裕角、ｕ……重なり角。
Claims (1)
- １ 電動機の電機子電圧を電圧検出器により検出
し相電流を電流検出器を介して導出し、前記電圧
検出器からの多相信号を二相交流信号に変換する
相変換回路の出力と、90度位相のずれた正弦波デ
ータが書き込まれたリードオンリメモリの出力と
の位相差に応じた信号をもとに、この位相差信号
が小さくなるように電圧／周波数変換器を制御
し、該電圧／周波数変換器からの出力パルスをカ
ウンタ回路に入力し、この計数値を前記リードオ
ンリメモリに入力する回路において、前記電流検
出器からの信号により電流重なり期間を検出する
重なり角検出回路を設け、重なり期間の間は前記
電圧／周波数変換器への入力電圧を一定とするよ
うにし前記カウンタ回路の計数値によつて電動機
駆動用変換器の転流信号を与えるようにした位相
演算回路を具備することを特徴とする無整流子電
動機の位相検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56081949A JPS57196893A (en) | 1981-05-29 | 1981-05-29 | Phase detector for commutatorless motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56081949A JPS57196893A (en) | 1981-05-29 | 1981-05-29 | Phase detector for commutatorless motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57196893A JPS57196893A (en) | 1982-12-02 |
| JPS6322160B2 true JPS6322160B2 (ja) | 1988-05-10 |
Family
ID=13760741
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56081949A Granted JPS57196893A (en) | 1981-05-29 | 1981-05-29 | Phase detector for commutatorless motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57196893A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH053135U (ja) * | 1991-06-26 | 1993-01-19 | 株式会社吉野工業所 | 小型容器収納ケース |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03504915A (ja) * | 1988-05-25 | 1991-10-24 | パイパー，ジェイムズ ウイリアム | ロータ位置検出技術 |
-
1981
- 1981-05-29 JP JP56081949A patent/JPS57196893A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH053135U (ja) * | 1991-06-26 | 1993-01-19 | 株式会社吉野工業所 | 小型容器収納ケース |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57196893A (en) | 1982-12-02 |
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