JP5652701B2 - モータ駆動制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータの回転駆動を制御するモータ駆動制御装置に関するものである。

現在、家電機器、ＯＡ機器、車両走行用電動機の分野において、ブラシレスＤＣモータや誘導モータなどの無整流子型モータが広く利用されている。無整流子型モータを高効率や高速応答に回転制御する方法としては、回転子に同期して回転するモータを駆動する際の電流値を回転直交座標系であるｄｑ軸座標系に座標変換して、ｄｑ軸座標上で電流フィードバック演算するベクトル制御が広く利用されている（特許文献１など）。

ここで、従来技術のベクトル制御によるモータ駆動制御装置について、図２０を用いて説明する。モータ１０は、鉄心に巻かれた３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のコイル１２を備える固定子と、コイル１２に対向する位置に永久磁石が配置された回転子１１とにより構成されるブラシレスモータである。なお、３相のコイル１２は１点で結線されるＹ結線とし、前記永久磁石は極ペア数ｐとする。

角度センサ２０は、回転子１１の角度を検出して角度検出値である回転子角度θを出力する。電流センサ２２は、コイル１２を流れる電流を検出するセンサであり、３相のコイル１２の内、少なくとも２相（ここではＵ相、Ｖ相とする）のコイル電流を検出してＵ相の電流検出値ｄｉｕとＶ相の電流検出値ｄｉｖとを出力する。

３軸２軸座標変換器５１は、図２に示す互いに２π／３の位相差を持つＵＶＷ軸座標系から、回転子角度θの極ペア数倍（ｐ倍）で回転する回転直交座標系ｄｑ軸座標系へ座標変換を実行する。ここでは数１に示す変換式により、電流検出値ｄｉｕと電流検出値ｄｉｖとからｄ軸電流値ｄｉｄ及びｑ軸電流値ｄｉｑを算出して出力する。

速度センサ２１は、回転子１１の回転速度を検出して速度検出値ｗｍを出力する。回転子１１の速度を制御する制御手段である速度制御器６０は、回転子１１の目標速度ｗｍ０と速度センサ２１から出力された速度検出値ｗｍとに基づいて、回転子１１の速度を目標速度ｗｍ０に追従させるために流すべきｄ軸電流目標値ｉｄ０及びｑ軸電流目標値ｉｑ０を算出して出力する。

ｄ軸電流制御器４１は、速度制御器６０から出力されたｄ軸電流目標値ｉｄ０と３軸２軸座標変換器５１から出力されたｄ軸電流値ｄｉｄとを比較して、ｄ軸電流値ｄｉｄがｄ軸電流目標値ｉｄ０に追従するようにｄ軸制御出力Ｖｄを算出して出力する。

ｑ軸電流制御器４２は、速度制御器６０から出力されたｑ軸電流目標値ｉｑ０と３軸２軸座標変換器５１から出力されたｑ軸電流値ｄｉｑとを比較して、ｑ軸電流値ｄｉｑがｑ軸電流目標値ｉｑ０に追従するようにｑ軸制御出力Ｖｑを算出して出力する。

２軸３軸座標変換器５２は、図２に示すｄｑ軸座標系からＵＶＷ軸へ座標変換を実行する。ここでは数２に示す変換式により、ｄ軸電流制御器４１より出力されたｄ軸制御出力Ｖｄ及びｑ軸電流制御器４２より出力されたｑ軸制御出力Ｖｑから、コイル１２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各端子へ印加すべき電圧を示す電圧指令値Ｖｕ、電圧指令値Ｖｖ及び電圧指令値Ｖｗを算出して出力する。

ＰＷＭ生成器３９は、２軸３軸座標変換器５２から出力された電圧指令値Ｖｕ、電圧指令値Ｖｖ及び電圧指令値Ｖｗが示す電圧値をパルス幅変調（ＰＷＭ）した信号に基づいて、インバータ３０のスイッチング素子３１をＯＮ／ＯＦＦ駆動するゲート信号ＵＨ、ゲート信号ＵＬ、ゲート信号ＶＨ、ゲート信号ＶＬ、ゲート信号ＷＨ及びゲート信号ＷＬを生成して出力する。

図３を用いてＰＷＭ生成器３９の動作を説明する。なお、図３にはＵ相のみを例として示す。まず、電圧指令値ＶｕとキャリアＶｃとを比較してパルス幅変調したＰＷＭ信号Ｕｐｗｍを生成する。ＰＷＭ信号Ｕｐｗｍを所定のデッドタイムｔｄだけ遅らせた信号をゲート信号ＵＨとして出力する。また、ＰＷＭ信号Ｕｐｗｍの立ち上がりに同期して立ち下がり、ＰＷＭ信号Ｕｐｗｍの立ち下がりからデッドタイムｔｄの２倍の時間だけ遅れて立ち上がる信号をゲート信号ＵＬとして出力する。

インバータ３０は、図４や図５に示すように、スイッチング素子３１とダイオード３２とが並列に接続された上側アーム３５と、上側アーム３５と同様に構成された下側アーム３６とが３相接続されて構成されている。上側アーム３５は直流電源３３に接続され、下側アーム３６は接地であるＧＮＤ３４に接続され、上側アーム３５と下側アーム３６との接続点でモータ１０のコイル１２の各相端子へ接続される。上側アーム３５及び下側アーム３６それぞれのスイッチング素子は、ＰＷＭ生成器３９から出力されたゲート信号（ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ）によりＯＮ／ＯＦＦ駆動され、モータ１０のコイル１２にパルス幅変調された電圧を印加してコイル１２へ駆動電流を供給しモータ１０を回転駆動させる。

このとき、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相のコイル１２を流れる相電流をそれぞれ相電流ｉｕ、相電流ｉｖ及び相電流ｉｗとすると、インバータ３０からコイル１２へ流れる方向を正としてモータ１０のコイル１２はＹ結線のため、キルヒホッフの第一法則により数３に示すように相電流ｉｕと相電流ｉｖと相電流ｉｗとの合計は零になる。

また、上側アーム３５のゲート信号ＵＨ、ゲート信号ＶＨ及びゲート信号ＷＨと、下側アーム３６のゲート信号ＵＬ、ゲート信号ＶＬ及びゲート信号ＷＬは、各相毎にスイッチング素子を相補的にＯＮ／ＯＦＦする信号である。また、ＯＮ／ＯＦＦの切り替え時には、貫通電流によるスイッチング素子破壊を防止するために、長さｔｄのデッドタイムが設けられている。

以上のようにして、電流フィードバックにより回転子１１に対して最適な位相で正弦波状の電流を制御して、モータ１０を最大効率で駆動制御することができる。

前記ベクトル制御の理論においては、モータ１０の回転子１１のコイル１２を貫く鎖交磁束（総磁束数）が回転子角度θに対して正弦波波形となることを前提としている。ところが、実際はモータ１０のコア形状の設計等に起因して前記正弦波形の整数倍の高調波が前記正弦波波形に重畳されることがある。そして、その高調波はトルクリプルの原因となり、モータ１０の回転制御の精度の悪化、騒音、振動の原因になるといった問題が生じる。

特許文献１に記載のモータ駆動装置においては、検出した回転子角度に所定の補正量を加算して前記座標変換に利用することによりトルクリプルを低減させている。しかしながら、検出した回転子角度に補正量を加算する方法では、コイル電流にコイル電流の周波数以上の成分を直接出力することができないため、鎖交磁束の波形に含まれる高調波成分の影響を完全に打ち消すことはできない。

本発明は以上の問題点に鑑みなされたものであり、その目的は、鎖交磁束の波形に含まれる高調波成分の影響を除去してトルクリプルを抑制できるモータ駆動制御装置を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１の発明は、モータのコイルに電圧を印加する電圧印加手段と、前記電圧印加手段によって電圧が印加された前記コイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、モータの回転子の角度を検出する角度検出手段と、前記電流検出手段が検出した電流検出値と前記角度検出手段が検出した角度検出値とに基づいて回転直交座標系のｄｑ軸座標上のｄ軸電流値とｑ軸電流値とを算出する電流値算出手段と、前記回転子の速度を検出する回転子速度検出手段と、前記回転子速度検出手段が検出した前記回転子の速度と前記回転子の目標速度とから、前記回転子の角度に応じて変化し前記コイルに流すｄ軸電流の目標値であるｄ軸電流目標値とｑ軸電流の目標値であるｑ軸電流目標値とを出力する電流目標値出力手段と、前記ｄ軸電流目標値に前記ｄ軸電流値が追従するようにｄ軸電圧値を制御するｄ軸電流制御手段と、前記ｑ軸電流目標値に前記ｑ軸電流値が追従するようにｑ軸電圧値を制御するｑ軸電流制御手段と、前記角度検出値に基づいて前記ｄ軸電圧値及び前記ｑ軸電圧値から前記電圧印加手段が前記コイルに印加する電圧の値を算出する電圧値算出手段と、を備えるモータ駆動制御装置において、前記角度検出値に基づいて変化するｄ軸交流信号を前記ｄ軸電流目標値に加算し、前記角度検出値に基づいて変化し前記ｄ軸交流信号に対して１／４周期の位相差をもつｑ軸交流信号を前記ｑ軸電流目標値に加算する加算手段と、前記コイルに生じる誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記誘起電圧検出手段が検出した誘起電圧の検出値に基づいて、前記交流信号の振幅を決定する振幅パラメータを調整する振幅調整手段とを有することを特徴とするものである。
また、請求項２の発明は、請求項１のモータ駆動制御装置において、上記電流目標値出力手段が、前記回転子速度検出手段が検出した前記回転子の速度と前記回転子の目標速度との速度誤差を積分する積分手段を有することを特徴とするものである。
また、請求項３の発明は、請求項１または２のモータ駆動制御装置において、上記回転子速度検出手段が検出した速度検出値に基づいて、上記角度検出値に対する上記交流信号の位相を示す位相パラメータを調整する位相調整手段を備えることを特徴とするものである。
また、請求項４の発明は、請求項１、２または３のモータ駆動制御装置において、上記誘起電圧検出手段が検出した誘起電圧の検出値について周波数解析を実行するか、上記回転子速度検出手段が検出した速度検出値について周波数解析を実行するかの少なくとも一方を行う周波数解析手段を有することを特徴とするものである。
また、請求項５の発明は、請求項１、２、３または４のモータ駆動制御装置において、上記交流信号の振幅と位相とを示す交流信号データを記憶する記憶手段を備え、上記加算手段は前記記憶手段から読み出した前記交流信号データに基づいて生成した交流信号を前記ｄ軸電流目標値及び前記ｑ軸電流目標値に加算することを特徴とするものである。

本発明においては、前記ｄ軸交流信号が加算されたｄ軸電流目標値に追従するようにｄ軸電流を制御し、前記ｑ軸交流信号が加算されたｑ軸電流目標値に追従するようにｑ軸電流を制御する。これにより、後述するように鎖交磁束に含まれる高調波成分の影響を除去するような電流をコイルに流すことができ、鎖交磁束に高調波が重畳されている場合においてもトルクリプルを抑制することができる。

以上、本発明によれば、鎖交磁束の波形に含まれる高調波成分の影響を除去してトルクリプルを抑制できるという優れた効果がある。

参考構成例におけるモータ駆動制御装置の全体構成を示す図。 ＵＶＷ軸座標系とｄｑ軸座標系の関係を示す図。 ＰＷＭ生成器の動作を示す図。 インバータの構成を示す図。 上側アームの構成を示す図。 速度制御器の構成を示す図。 ３相の基本波の波形を示す図。 鎖交磁束が基本波のみの場合の発生トルクを示す図。 鎖交磁束に含まれる高調波成分の影響によりトルクリプルが生じた場合における従来技術の発生トルクを示す図。 鎖交磁束微分に高調波が含まれる場合の波形例を示す図。 参考構成例における相電流を示す図。 図１０の鎖交磁束微分の場合における参考構成例の発生トルクを示す図。 参考構成例におけるｄ軸の電流目標値及びｑ軸の電流目標値を示す図。 参考構成例における波形加算器の構成を示す図。 実施形態における装置の全体構成を示す図。 実施形態における交流信号のパラメータ調整を示すフローチャート。 実施形態における交流信号の振幅パラメータ調整を示すフローチャート。 実施形態における振幅パラメータ調整時の周波数解析結果を示す図。 実施形態における交流信号の位相パラメータ調整を示すフローチャート。 従来技術におけるモータ駆動制御装置の構成を示す図。

［参考構成例］
図１は、本参考構成例におけるモータ駆動制御装置の全体構成を示す図である。モータ１０は、鉄心に巻かれた３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のコイル１２を備える固定子と、コイル１２に対向する位置に永久磁石が配置された回転子１１とにより構成されるブラシレスモータである。なお、３相のコイル１２は１点で結線されるＹ結線とし、前記永久磁石は極ペア数ｐとする。

角度センサ２０は、回転子１１の角度を検出して角度検出値である回転子角度θを出力する。電流センサ２２は、コイル１２を流れる電流を検出するセンサであり、３相のコイル１２の内、少なくとも２相（本参考構成例ではＵ相、Ｖ相とする）のコイル電流を検出してＵ相の電流検出値ｄｉｕとＶ相の電流検出値ｄｉｖとを出力する。

３軸２軸座標変換器５１は、図２に示す互いに２π／３の位相差を持つＵＶＷ軸座標系から、回転子角度θの極ペア数倍（ｐ倍）で回転する回転直交座標系ｄｑ軸座標系へ座標変換を実行する。ここでは上記数１に示す変換式により、電流検出値ｄｉｕと電流検出値ｄｉｖとからｄ軸電流値ｄｉｄ及びｑ軸電流値ｄｉｑを算出して出力する。

速度センサ２１は、回転子１１の回転速度を検出して速度検出値ｗｍを出力する。回転子１１の速度を制御する制御手段である速度制御器６０は、回転子１１の目標速度ｗｍ０と速度検出値ｗｍとに基づいて、回転子１１の速度を目標速度ｗｍ０に追従させるために流すべきｄ軸電流目標値ｉｄ０及びｑ軸電流目標値ｉｑ０を算出して出力する。以下、図６を用いて速度制御器６０の構成を説明する。

図６に示すように速度制御器６０に設けられた速度比較器６１は、回転子１１の目標速度ｗｍ０と速度検出値ｗｍとを比較して速度誤差を出力する。積分器６４は前記速度誤差を積分して積分値を出力する。加算器６５は、前記速度誤差に比例ゲイン６２を乗じた比例系出力と、前記積分値に積分ゲイン６３を乗じた積分系出力とを加算して、ｑ軸電流目標値ｉｑ０として出力する。

また、本参考構成例におけるベクトル制御は、ｄ軸電流を常に零とするｄ軸電流零制御をしており、ｄ軸電流目標値ｉｄ０として常に零を出力する。

なお、速度制御器６０は本参考構成例の構成に制限されるものではなく、例えばｄ軸電流目標値ｉｄ０を本参考構成例におけるｑ軸電流目標値ｉｑ０と同様に生成する構成や、ｄ軸電流目標値ｉｄ０やｑ軸電流目標値ｉｑ０をデータテーブルにより生成するよう構成してもよい。

不揮発性メモリからなる波形記憶部８１は、後述する波形加算器７０がｄ軸電流目標値ｉｄ０やｑ軸電流目標値ｉｑ０に加算する交流信号の波形を決定するためのデータを保存する。

波形加算器７０は、波形記憶部８１に保存されているデータに基づいて、回転子角度θに応じて変化する第１の交流波形（後述するｄ軸交流信号Δｉｄ）をｄ軸電流目標値ｉｄ０に加算してｄ軸補正電流目標値ｉｄ１として出力する。また、第１の交流波形と１／４周期の位相差をもつ第２の交流波形（後述するｑ軸交流信号Δｉｑ）をｑ軸電流目標値ｉｑ０に加算してｑ軸補正電流目標値ｉｑ１として出力する。

なお、本参考構成例においてトルクリプルを打ち消すために波形加算器７０がｄ軸電流目標値ｉｄ０やｑ軸電流目標値ｉｑ０に加算すべき最適な交流波形の詳細については後述する。

ｄ軸電流制御器４１は、波形加算器７０から出力されたｄ軸補正電流目標値ｉｄ１と３軸２軸座標変換器５１から出力されたｄ軸電流値ｄｉｄとを比較して、ｄ軸電流値ｄｉｄがｄ軸補正電流目標値ｉｄ１に追従するようにｄ軸制御出力Ｖｄを算出して出力する。

ｑ軸電流制御器４２は、波形加算器７０から出力されたｑ軸補正電流目標値ｉｑ１と３軸２軸座標変換器５１から出力されたｑ軸電流値ｄｉｑとを比較して、ｑ軸電流値ｄｉｑがｑ軸補正電流目標値ｉｑ１に追従するようにｑ軸制御出力Ｖｑを算出して出力する。

２軸３軸座標変換器５２は、図２に示すｄｑ軸座標系からＵＶＷ軸へ座標変換を実行する。ここでは上記数２に示す変換式により、ｄ軸電流制御器４１より出力されたｄ軸制御出力Ｖｄ及びｑ軸電流制御器４２より出力されたｑ軸制御出力Ｖｑから、コイル１２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各端子へ印加すべき電圧を示す電圧指令値Ｖｕ、電圧指令値Ｖｖ及び電圧指令値Ｖｗを算出して出力する。

ＰＷＭ生成器３９は、２軸３軸座標変換器５２から出力された電圧指令値Ｖｕ、電圧指令値Ｖｖ及び電圧指令値Ｖｗが示す電圧値をパルス幅変調（ＰＷＭ）した信号に基づいて、インバータ３０のスイッチング素子３１をＯＮ／ＯＦＦ駆動するゲート信号ＵＨ、ゲート信号ＵＬ、ゲート信号ＶＨ、ゲート信号ＶＬ、ゲート信号ＷＨ及びゲート信号ＷＬを生成して出力する。

図３を用いてＰＷＭ生成器３９の動作を説明する。なお、図３にはＵ相のみを例として示す。まず、電圧指令値ＶｕとキャリアＶｃとを比較してパルス幅変調したＰＷＭ信号Ｕｐｗｍを生成する。ＰＷＭ信号Ｕｐｗｍを所定のデッドタイムｔｄだけ遅らせた信号をゲート信号ＵＨとして出力する。また、ＰＷＭ信号Ｕｐｗｍの立ち上がりに同期して立ち下がり、ＰＷＭ信号Ｕｐｗｍの立ち下がりからデッドタイムｔｄの２倍の時間だけ遅れて立ち上がる信号をゲート信号ＵＬとして出力する。

インバータ３０は、図４や図５に示すように、スイッチング素子３１とダイオード３２とが並列に接続された上側アーム３５と、上側アーム３５と同様に構成された下側アーム３６とが３相接続されて構成されている。上側アーム３５は直流電源３３に接続され、下側アーム３６は接地であるＧＮＤ３４に接続され、上側アーム３５と下側アーム３６との接続点でモータ１０のコイル１２の各相端子へ接続される。上側アーム３５及び下側アーム３６それぞれのスイッチング素子は、ＰＷＭ生成器３９から出力されたゲート信号（ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ）によりＯＮ／ＯＦＦ駆動され、モータ１０のコイル１２にパルス幅変調された電圧を印加してコイル１２へ駆動電流を供給しモータ１０を回転駆動させる。

このとき、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相のコイル１２を流れる相電流をそれぞれ相電流ｉｕ、相電流ｉｖ及び相電流ｉｗとすると、インバータ３０からコイル１２へ流れる方向を正としてモータ１０のコイル１２はＹ結線のため、キルヒホッフの第一法則により上記数３に示すように相電流ｉｕと相電流ｉｖと相電流ｉｗとの合計は零になる。

また、上側アーム３５のゲート信号ＵＨ、ゲート信号ＶＨ及びゲート信号ＷＨと、下側アーム３６のゲート信号ＵＬ、ゲート信号ＶＬ及びゲート信号ＷＬは、各相毎にスイッチング素子を相補的にＯＮ／ＯＦＦする信号である。また、ＯＮ／ＯＦＦの切り替え時には、貫通電流によるスイッチング素子破壊を防止するために、長さｔｄのデッドタイムが設けられている。

ここで、ベクトル制御の理論においては、モータ１０の回転子１１のコイル１２を貫く鎖交磁束（総磁束数）が回転子角度θに対して正弦波波形となることを前提としている。ところが、実際はモータ１０のコア形状の設計等に起因して前記正弦波波形の整数倍の高調波が前記正弦波波形に重畳されることがある。そして、その高調波はトルクリプルの原因となり、モータ１０の回転制御の精度の悪化、騒音、振動の原因になるといった問題が生じる。

前記高調波がトルクリプルとなることを説明するために、ブラシレスモータにおける発生トルクについて説明する。なお、発生トルクは永久磁石界磁による磁石トルクのみを説明し、以降も磁石トルクのみを考えるとする。

まず、回転子１１の永久磁石によるコイル１２を貫く鎖交磁束は、回転子角度θに依存して周期的に変化する。ここで、Ｕ相の鎖交磁束Φｕは回転子角度θと極ペア数ｐとに対して数４に示す正弦波とする。

このとき、鎖交磁束Φｕの回転子角度θに対する微分（以降、磁束微分と呼ぶ）は、回転子角度θと極ペア数ｐとに対して数５に示すような余弦関数となる。

なお、余弦波は位相を１／４周期進めた正弦波であり、以降、数式上は区別するが文中においてはどちらも正弦波と呼ぶ。

次に、コイル１２を流れる電流は、ベクトル制御の電流フィードバックにより回転子角度θに対して最適となる位相の正弦波電流が流れるものとする。ここでは、コイル１２のＵ相を流れる相電流ｉｕは、数６に示す正弦波が最適な位相とする。

磁石トルクは磁束微分と電流との積であり、Ｕ相に発生する磁石トルクを数７に示す。

ここで、数８に示すようにＶ相はＵ相に対して２π／３遅れとしＷ相はＵ相に対して２π／３進みとすると、数９の三角関数の関係を用いて３相の磁石トルクの合計は数１０に示すように回転子角度θによらず一定となる。

つまり、トルクリプルは理想的には零となる。このとき、磁束微分の振幅Φ０及び相電流の振幅Ｉ０を１に規格化した場合の波形が図７であり、そのときの発生トルクは図８に示す通りである。

しかしながら、実際の鎖交磁束は回転子１周に対して極ペア数ｐ周期の理想的な正弦波（以降、基本波と呼ぶ）であるとは限らず、例えば、数１１に示すような基本波（第１項）に、基本波に対して振幅比αであり周期が基本波の１／βである高調波（第２項）が重畳されている場合もある。

なお、一般的に振幅比αは数十分の１であり、前記βは５か７のいずれか１つまたは両方であることが多い。この場合の磁束微分を数１２に示すが、数７に示す前記基本波と同周期の正弦波電流に対して３相の発生トルクを合計しても一定とはならずに、図９に示すように高調波の影響がトルクリプルとなる。

以下、鎖交磁束に高調波が重畳されている場合において、トルクリプルの発生を防止するために波形加算器７０がｄ軸電流目標値ｉｄ０やｑ軸電流目標値ｉｑ０に加算すべき最適の交流信号の波形について説明する。

例として、数１１（Ｕ相のみ）に示す鎖交磁束に重畳されている高調波の次数β＝７、数１２（Ｕ相のみ）に示す磁束微分における基本波に対する高調波の振幅比α＊β＝０．１（以下、α＊βはαβと書く）、基本波に対する位相関係を決める位相オフセットγ＝０とした場合について説明する。

この場合のＵ相の磁束微分の波形を図１０に示す。ただし、図を見やすくするために高調波の振幅を大きくしており、実際は高調波成分がこれほど大きくなることは稀である。また、図中では鎖交磁束における基本波の振幅Φ０＝１、相電流における基本波の振幅Ｉ０＝１として規格化して示しており、以降も同様とする。

まず、鎖交磁束に高調波を含む場合、従来技術と同様に基本波のみの正弦波状の相電流を流すと、発生する磁石トルクは図９に示す通りであり、鎖交磁束に含まれる高調波成分の影響によりトルクリプルが生じる。

そこで、本参考構成例におけるトルクリプルを防止するために流すべきコイル電流波形を図１１に示す。これは、数１３（Ｕ相のみ）に示すように、基本波成分に、鎖交磁束微分とは位相が反転し且つ基本波に対する高調波の振幅比が同じとなる高調波電流を重畳した電流波形である。

このとき、コイル１２のＵ相の発生トルクは数１４で表すことができ、従来技術と同様に互いに１／３周期の位相差を持つＵ相、Ｖ相、Ｗ相の発生トルクの合計は数１５で表すことができる。

このとき、数１０と比較して発生トルクがわずかに低下するが、回転子角度θによらず一定となる。つまり、図１２に示すようにトルクリプルが発生しない。

以上より、図１１や数１３に示す相電流を流せばトルクリプルは零となることが分かる。

次に、相電流を図１１に示す電流波形とするために、波形加算器７０が加算すべき交流信号の波形について説明する。

まず、前述の通り、図１１に示すＵ相の電流波形（数１３においてβ＝７、αβ＝０．１、γ＝０、Ｉ０＝１のとき）、Ｕ相に対して１／３周期遅れの位相差を持つＶ相の電流波形、及び、Ｕ相に対して１／３周期進みの位相差を持つＷ相の電流波形が、トルクリプルを零とする相電流波形である。この３相の電流波形を従来技術と同様に数１によりｄｑ軸座標系へ座標変換して得られる波形が、図１３に示す電流目標値（加算後）の波形であり、トルクリプルを零とするためにｄ軸電流目標値及びｑ軸電流目標値とすべき値である。

つまり、トルクリプルを零にする相電流波形をｄｑ軸座標上へ座標変換して得られた電流波形をｄ軸及びｑ軸の電流目標値とすると、ｄ軸電流制御器４１及びｑ軸電流制御器４２により電流フィードバック制御され、前述のトルクリプルを零とする相電流を流すことができる。

図１３に示すｄ軸の電流目標値（加算後）及びｑ軸の電流目標値（加算後）は直流成分に交流成分が加算されているが、ｄ軸電流目標値及びｑ軸電流目標値を生成する速度制御器６０は、一般的に回転子の速度変動として検出されるトルクリプルを補正するには帯域が低く、上記のような交流波形を発生することができない。また、帯域が高い場合においても、理論的に減衰することは可能だが零にすることはできない。

そこで、速度制御器６０が出力するｄ軸電流目標値ｉｄ０及びｑ軸電流目標値ｉｑ０は、図１３におけるｄ軸の電流目標値（加算前）及びｑ軸の電流目標値（加算前）に相当し、波形加算器７０が出力するｄ軸補正電流目標値ｉｄ１及びｑ軸補正電流目標値ｉｑ１は、図１３におけるｄ軸の電流目標値（加算後）及びｑ軸の電流目標値（加算後）に相当とする。そして、電流目標値（加算前）と電流目標値（加算後）との差分が、波形加算器７０が加算する交流信号に相当する。

ここで、本参考構成例における波形加算器７０の構成を図１４に示す。生成したｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑを、それぞれをｄ軸電流目標値ｉｄ０及びｑ軸電流目標値ｉｑ０に加算して、ｄ軸補正電流目標値ｉｄ１及びｑ軸補正電流目標値ｉｑ１として出力する。図１４におけるｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑは数１６に示す通りである。

ｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑの周期を決定するパラメータｎは、基本波の周期に対する交流波形の周期の比１／ｎを示しており、高調波の次数β＝５またはβ＝７のときは、数１３を数１を用いて座標変換することによりｎ＝６が得られる。

ｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑの振幅は、磁束微分における基本波に対する高調波の振幅比αβをｑ軸電流目標値ｉｑ０に乗じた値とする。角度検出値である回転子角度θに対するｄ軸交流波形及びｑ軸交流波形の位相に関わる位相パラメータσｄ及び位相パラメータσｑは、数１１に示す鎖交磁束において基本波に対する高調波の位相γによって変化する値であり、位相パラメータσｄと位相パラメータσｑは数１６に示すように１／４周期の位相差を持ち、βの値によって進み位相になる方が決まる。

７次高調波（β＝７）のときは、位相パラメータσｄが位相パラメータσｑに対して１／４周期進んでおり、５次高調波（β＝５）のときは、位相パラメータσｑが位相パラメータσｄに対して１／４周期進む。

波形記憶部８１には、ｄ軸交流信号Δｉｄやｑ軸交流信号Δｉｑの波形を決定するパラメータｐ，αβ，ｎ，σｄ，σｑの値が保存されており、波形加算器７０は、それらを読み出して、入力されるｑ軸電流目標値ｉｑ０と角度検出値である回転子角度θに基づいてｄ軸交流信号Δｉｄやｑ軸交流信号Δｉｑを生成する。なお、パラメータｐ，αβ，ｎ，σｄ，σｑが、本発明の交流信号データに相当する。

以上により、鎖交磁束に高調波が重畳されている場合においても、トルクリプルを零にすることができる。

このとき、波形加算器７０による電流目標値に対する交流波形の加算により、トルクリプルは理論的に零なるが、数１０と数１５とを比較すると、トルクリプルを零にするためにわずかに発生トルクが小さくなることが分かる。しかしながら、生じる誤差は回転子角度θによらず一定の値（直流値）であり、速度制御器６０の積分器６４の効果により補正されるため、モータ１０の制御精度が悪化することはない。

また、波形加算器７０は１つに限るものではなく、例えば５次の高調波の影響を除去するものと、７次の高調波の影響を除去するものと２つ備えるように構成してもよい。

以上が本参考構成例におけるモータ駆動制御装置の構成であり、モータ１０のコイル１２を流れる電流値を検出してｄｑ軸上へ座標変換し、ｄ軸及びｑ軸上で電流フィードバック演算を実行して、モータ１０のコイル１２に所望の波形の相電流を流すベクトル制御によって、モータ１０を回転駆動するモータ駆動制御装置において、回転子角度θに応じて変化する最適な交流波形であるｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑを、ｄ軸電流目標値ｉｄ０及びｑ軸電流目標値ｉｑ０に加算するよう構成することにより、永久磁石による鎖交磁束に高調波成分が含まれている場合においても、高調波成分の影響を除去してトルクリプルの発生を抑制し、精度良いモータ１０の回転制御を実現することができる。

［実施形態］
図１５は本実施形態におけるモータ駆動制御装置の全体構成を示す図であり、従来技術や参考構成例と共通する構成などの説明は省略する。

モータ１０は参考構成例と略同様であるが、３相のコイル１２が結線される中点がモータ１０の外部へ接続できるように端子を設けている。

ＰＷＭ生成器３９は参考構成例と略同様であるが、出力停止信号ｓｔｐによりゲート信号を変化させてモータ１０を空転状態にする。

誘起電圧検出器２５は、コイル１２の中点とＵ相コイル端子に接続され、Ｕ相のコイル１２に生じる誘起検出値を検出し誘起検出値Ｅｕを出力する。

セレクタＡ９５は、セレクト信号（図示せず）に従って速度検出値ｗｍもしくは誘起検出値Ｅｕから選択して出力する。

周波数解析部９１は、解析実行信号（図示せず）に従ってセレクタＡ９５の出力信号の波形を所定区間記録し、周波数解析を実行して周波数解析結果を出力する。

セレクタＢ９６は、前記セレクト信号に従って前記周波数解析結果を後述する振幅調整器９２または位相調整器９３へ出力する。

振幅調整器９２は、振幅調整実行信号（図示せず）に従って波形記憶部８１に保存されるｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑの振幅を決めるパラメータα＊β（以降αβと示す）の値を最適に調整する振幅パラメータ調整を実行する。

位相調整器９３は、位相調整実行信号（図示せず）に従って波形記憶部８１に保存され角度検出値である回転子角度θに対するｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑの位相を決める位相パラメータσｄ，σｑの値を最適に調整する位相パラメータ調整を実行する。

波形記憶部８１は参考構成例と同様であるが、保存されているｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑの波形を決定するパラメータは、振幅調整器９２及び位相調整器９３により値が変更される。

シーケンサ（図示せず）は、セレクタＡ９５及びセレクタＢ９６の前記セレクト信号、周波数解析部９１の前記解析実行信号、振幅調整器９２の前記振幅調整実行信号、位相調整器９３の前記位相調整実装信号、及び、ＰＷＭ生成器３９の出力停止信号ｓｔｐを出力して、後述する交流信号の波形を決めるパラメータ調整の動作を制御する。

以下、ｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑの波形を決定するパラメータを最適に調整するパラメータ調整の動作について説明する。

まず、波形記憶部８１に保存されるｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑの波形を決めるパラメータｐ，αβ，ｎ，σｄ，σｑの内、回転子１１の永久磁石の極ペア数ｐ、交流信号の周期を決めるパラメータｎ（βにより決まる）は既知で固定の値とする。ｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑの振幅を決めるパラメータが振幅パラメータαβであり、角度検出値である回転子角度θに対するｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑの位相を決めるパラメータが位相パラメータσｄ，σｑである。

パラメータ調整のフローチャートを図１６に示す。
パラメータ調整が開始されると、まず、振幅パラメータαβを調整する振幅パラメータ調整を実行する（Ｓ１）。振幅パラメータ調整完了後に、位相パラメータσｄ，σｑを調整する位相パラメータ調整を実行して（Ｓ２）、パラメータ調整を終了する。以下、振幅パラメータ調整及び位相パラメータ調整について説明する。

まず、ｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑの振幅パラメータ調整について説明する。
振幅パラメータ調整を開始すると、シーケンサが出力するセレクト信号により、セレクタＡ９５は誘起検出値Ｅｕの信号を選択して出力し、セレクタＢ９６は周波数解析結果を振幅調整器９２へ出力するよう設定される。

図１７は振幅パラメータ調整の動作フローチャートを示す。
調整動作開始後、まずモータ１０を起動して（Ｓ１１）、所定の速度に達するまで待機する（Ｓ１２）。所定速度に達した後、シーケンサは出力停止信号ｓｔｐを出力してＰＷＭ生成器３９はゲート信号を変化させてモータ１０の回転子１１を空転させる（Ｓ１３）。ここでシーケンサは前記解析実行信号を出力して、周波数解析部９１はセレクタＡ９５の出力する誘起検出値Ｅｕを所定区間保存して（Ｓ１４）、保存した誘起検出値Ｅｕについて周波数解析を実行して、周波数解析結果を出力する（Ｓ１５）。周波数解析結果の例を図１８に示す。次に、シーケンサは前記振幅調整実行信号を出力して、振幅調整器９２は図１８に示す周波数解析結果から、振幅が最も大きい周波数ｆ０の振幅ｇ０と周波数β＊ｆ０の振幅ｇ１を検出して、振幅ｇ１を振幅ｇ０で除した値を振幅比として検出する（Ｓ１６）。最後に、前記振幅比の値を波形記憶部８１に保存されている振幅パラメータαβの値として書き変えて（Ｓ１７）、振幅パラメータ調整は終了する。以上が、振幅パラメータ調整の動作である。

ここで、前記Ｓ１６の振幅比検出の意味について説明する。なお、前記Ｓ１４において回転子１１は空転状態であるが、速度はほとんど低下しないことを前提とする。

まず、周波数ｆ０は回転子速度を極ペア数ｐ倍した周波数であり、磁束微分における基本波の周波数に相当する。周波数β＊ｆ０は鎖交磁束に重畳される高調波の周波数に相当する。次に、誘起検出値Ｅｕは磁束微分と回転子速度を乗じた式（数１７）で表現されるため、速度がほぼ一定ならば、誘起検出値Ｅｕと磁束微分とは、基本波の振幅に対する高調波の振幅の比が同じになる。

さらに、交流波形の振幅パラメータαβは、数１２に示すように磁束微分における基本波と高調波の振幅比を示すため、誘起検出値Ｅｕにおいて基本波と高調波との振幅比から、最適な値を決定することができる。

次に、ｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑの位相パラメータ調整について説明する。
まず、位相パラメータ調整を開始すると、シーケンサが出力するセレクト信号により、セレクタＡ９５は速度検出値ｗｍを選択して出力し、セレクタＢ９６は周波数解析結果を位相調整器９３へ出力するよう設定される。

図１９は位相パラメータ調整の動作フローチャートを示す。
調整動作開始後、まずモータ１０を起動して（Ｓ２１）、所定の速度に達するまで待機する（Ｓ２２）。所定速度に達した後、シーケンサは前記位相調整実行信号を出力して、位相調整器９３は波形記憶部８１に保存される位相パラメータσｄ，σｑの値を、あらかじめ定められた位相値リストの中から選択した値に書き換える（Ｓ２３）。ただし、前記位相値リストは、位相パラメータσｄ，σｑが１／４周期の位相差を持つ２つの値の組が複数組集められて形成される。次に、シーケンサは前記解析実行信号を出力して、周波数解析部９１はセレクタＡ９５の出力する速度検出値ｗｍの信号を所定区間保存して（Ｓ２４）、保存した速度検出値ｗｍについて周波数解析を実行し周波数解析結果を出力する（Ｓ２５）。位相調整器９３は、前記周波数解析結果に基づいて回転子速度誤差のオーバーオール値を算出し評価値として保存する（Ｓ２６）。ここで、前記位相値リストの全てについて前記Ｓ２３から前記Ｓ２６の処理が完了ていないならば（Ｓ２７でＮｏ）、前記Ｓ２３の処理へ戻る。全ての位相値リストに対して前記評価値の取得及び保存が完了している場合は（Ｓ２７でＹｅｓ）、次の処理へ進む。次に、保存された評価値の中から最も値が小さかったときを判定して、そのときに設定した位相パラメータσｄ、σｑの値を選択して（Ｓ２８）、波形記憶部８１に保存されている位相パラメータσｄ，σｑの値を前記選択した値に書き変えて（Ｓ２９）、位相パラメータ調整を終了する。トルクリプルは回転速度の誤差として検出されるため、位相パラメータ調整は回転速度誤差が最小になるように位相パラメータを調整する。

以上が本実施形態におけるモータ駆動制御装置の構成であり、ｄ軸交流信号Δｉｄ及びｑ軸交流信号Δｉｑの波形を決めるパラメータの値が不明な場合や最適値から外れていた場合でも、最適な値に調整することができる。そのため、永久磁石による鎖交磁束に高調波成分が含まれている場合においても、高調波成分の影響を除去してトルクリプルの発生を抑制することができるので、モータ１０を精度よく回転制御することができる。

以上、本実施形態によれば、モータ１０のコイル１２に電圧を印加する電圧印加手段であるインバータ３０と、インバータ３０によって電圧が印加されたコイル１２に流れる電流を検出する電流検出手段である電流センサ２２と、モータ１０の回転子１１の角度を検出する角度検出手段である角度センサ２０と、電流センサ２２が検出した電流検出値と角度センサ２０が検出した角度検出値である回転子角度θとに基づいて回転直交座標系のｄｑ軸座標上のｄ軸電流値ｄｉｄとｑ軸電流値ｄｉｑとを算出する電流値算出手段である３軸２軸座標変換器５１と、回転子１１の速度を検出する回転子速度検出手段である速度センサ２１と、速度センサ２１が検出した回転子１１の速度と回転子１１の目標速度とから、回転子１１の角度に応じて変化しコイル１２に流すｄ軸電流の目標値であるｄ軸電流目標値ｉｄ０とｑ軸電流の目標値であるｑ軸電流目標値ｉｑ０とを出力する電流目標値出力手段である速度制御器６０と、ｄ軸電流目標値ｉｄ０にｄ軸電流値ｄｉｄが追従するようにｄ軸電圧値を制御するｄ軸電流制御手段であるｄ軸電流制御器４１と、ｑ軸電流目標値ｉｑ０にｑ軸電流値ｄｉｑが追従するようにｑ軸電圧値を制御するｑ軸電流制御手段であるｑ軸電流制御器４２と、回転子角度θに基づいてｄ軸電圧値及びｑ軸電圧値からインバータ３０がコイル１２に印加する電圧の値を算出する電圧値算出手段である２軸３軸座標変換器５２と、を備えるモータ駆動制御装置において、回転子角度θに基づいて変化するｄ軸交流信号Δｉｄをｄ軸電流目標値ｉｄ０に加算し、回転子角度θに基づいて変化しｄ軸交流信号Δｉｄに対して１／４周期の位相差をもつｑ軸交流信号Δｉｑをｑ軸電流目標値ｉｑ０に加算する加算手段である波形加算器７０を有する。これにより、ｄ軸交流信号Δｉｄが加算されたｄ軸電流目標値ｉｄ０に追従するようにｄ軸電流を制御し、ｑ軸交流信号Δｉｑが加算されたｑ軸電流目標値ｉｑ０に追従するようにｑ軸電流を制御することで、鎖交磁束に含まれる高調波成分の影響を除去するような電流をコイル１２に流すことができ、トルクリプルを抑制することができる。
また、コイル１２に生じる誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段である誘起電圧検出器２５と、誘起電圧検出器２５が検出した誘起電圧の検出値に基づいて、ｄ軸交流信号Δｉｄやｑ軸交流信号Δｉｑの振幅を決定する振幅パラメータαβを調整する振幅調整手段である振幅調整器９２とを備えることで、ｄ軸交流信号Δｉｄやｑ軸交流信号Δｉｑの振幅パラメータαβを適切に設定できるため、トルクリプルを精度よく低減することができる。
また、本実施形態によれば、速度制御器６０が、速度センサ２１が検出した回転子１１の速度と回転子の目標速度との速度誤差を積分する積分手段である積分器６４を有することで、発生する直流成分のトルク偏差を積分器６４が補正するため、前記効果に加えて、精度良い回転制御を実現することができる。
また、本実施形態によれば、回転子角度θに対するｄ軸交流信号Δｉｄやｑ軸交流信号Δｉｑの位相を示す位相パラメータσｄ、σｑを、速度センサ２１が検出した速度検出値に基づいて調整する位相調整手段である位相調整器９３を備えることで、回転子１１の速度誤差として検出されるトルクリプルに基づいて、ｄ軸交流信号Δｉｄやｑ軸交流信号Δｉｑの位相パラメータσｄ、σｑを適切に設定できるため、トルクリプルを精度よく低減することができる。
また、本実施形態によれば、誘起電圧検出器２５が検出した誘起電圧の検出値について周波数解析を実行するか、速度センサ２１が検出した速度検出値について周波数解析を実行するかの少なくとも一方を行う周波数解析手段である周波数解析部９１を有することで、振動パラメータαβや位相パラメータσｄ、σｑを適切に設定することができる。
また、本実施形態によれば、前記交流信号の振幅と位相とを示す交流信号データを記憶する記憶手段である波形記憶部８１を備え、波形加算器７０は波形記憶部８１から読み出した前記交流信号データに基づいて生成した交流信号をｄ軸電流目標値ｉｄ０及びｑ軸電流目標値ｉｑ０に加算することで、最適な波形のパラメータを保存することができるため、装置を起動する毎に波形のパラメータの調整をする必要なく、トルクリプルを精度よく低減することができる。

１０ モータ
１１ 回転子
１２ コイル
２０ 角度センサ
２１ 速度センサ
２２ 電流センサ
２５ 誘起電圧検出器
３０ インバータ
３１ スイッチング素子
３２ ダイオード
３３ 直流電源
３５ 上側アーム
３６ 下側アーム
３９ ＰＷＭ生成器
４１ ｄ軸電流制御器
４２ ｑ軸電流制御器
５１ ３軸２軸座標変換器
５２ ２軸３軸座標変換器
６０ 速度制御器
６１ 速度比較器
６２ 比例ゲイン
６３ 積分ゲイン
６４ 積分器
６５ 加算器
７０ 波形加算器
８１ 波形記憶部
９１ 周波数解析部
９２ 振幅調整器
９３ 位相調整器

特開２００５−２３７０５４号公報

Claims (5)

1. モータのコイルに電圧を印加する電圧印加手段と、
   前記電圧印加手段によって電圧が印加された前記コイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   モータの回転子の角度を検出する角度検出手段と、
   前記電流検出手段が検出した電流検出値と前記角度検出手段が検出した角度検出値とに基づいて回転直交座標系のｄｑ軸座標上のｄ軸電流値とｑ軸電流値とを算出する電流値算出手段と、
   前記回転子の速度を検出する回転子速度検出手段と、
   前記回転子速度検出手段が検出した前記回転子の速度と前記回転子の目標速度とから、前記回転子の角度に応じて変化し前記コイルに流すｄ軸電流の目標値であるｄ軸電流目標値とｑ軸電流の目標値であるｑ軸電流目標値とを出力する電流目標値出力手段と、
   前記ｄ軸電流目標値に前記ｄ軸電流値が追従するようにｄ軸電圧値を制御するｄ軸電流制御手段と、
   前記ｑ軸電流目標値に前記ｑ軸電流値が追従するようにｑ軸電圧値を制御するｑ軸電流制御手段と、
   前記角度検出値に基づいて前記ｄ軸電圧値及び前記ｑ軸電圧値から前記電圧印加手段が前記コイルに印加する電圧の値を算出する電圧値算出手段と、
   を備えるモータ駆動制御装置において、
   前記角度検出値に基づいて変化するｄ軸交流信号を前記ｄ軸電流目標値に加算し、前記角度検出値に基づいて変化し前記ｄ軸交流信号に対して１／４周期の位相差をもつｑ軸交流信号を前記ｑ軸電流目標値に加算する加算手段と、
   前記コイルに生じる誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、
   前記誘起電圧検出手段が検出した誘起電圧の検出値に基づいて、前記交流信号の振幅を決定する振幅パラメータを調整する振幅調整手段とを有することを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 請求項１のモータ駆動制御装置において、
   上記電流目標値出力手段が、前記回転子速度検出手段が検出した前記回転子の速度と前記回転子の目標速度との速度誤差を積分する積分手段を有することを特徴とするモータ駆動制御装置。
3. 請求項１または２のモータ駆動制御装置において、
   上記回転子速度検出手段が検出した速度検出値に基づいて、上記角度検出値に対する上記交流信号の位相を示す位相パラメータを調整する位相調整手段を備えることを特徴とするモータ駆動制御装置。
4. 請求項１、２または３のモータ駆動制御装置において、
   上記誘起電圧検出手段が検出した誘起電圧の検出値について周波数解析を実行するか、上記回転子速度検出手段が検出した速度検出値について周波数解析を実行するかの少なくとも一方を行う周波数解析手段を有することを特徴とするモータ駆動制御装置。
5. 請求項１、２、３または４のモータ駆動制御装置において、
   上記交流信号の振幅と位相とを示す交流信号データを記憶する記憶手段を備え、
   上記加算手段は前記記憶手段から読み出した前記交流信号データに基づいて生成した交流信号を前記ｄ軸電流目標値及び前記ｑ軸電流目標値に加算することを特徴とするモータ駆動制御装置。

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