JPS62126894A - 同期電動機の制御装置 - Google Patents
同期電動機の制御装置Info
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- JPS62126894A JPS62126894A JP60265397A JP26539785A JPS62126894A JP S62126894 A JPS62126894 A JP S62126894A JP 60265397 A JP60265397 A JP 60265397A JP 26539785 A JP26539785 A JP 26539785A JP S62126894 A JPS62126894 A JP S62126894A
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- Japan
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- phase
- induced voltage
- current
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は電圧形インバータを介して供給される制御され
た交流電力により駆動される同ｊｕ１１電動１のｉｔ、
ＩＩ １２１１装置に関するものである。
た交流電力により駆動される同ｊｕ１１電動１のｉｔ、
ＩＩ １２１１装置に関するものである。
同期電動機をインバータで可変速制御する場合、一般に
同期電動機の回転子位置を検出する位ｎ検出器を設け、
その検出出力信号に基づいてインバータの駆動制御を行
なう。しかし、永久磁石形ブラシレス電動機を駆動する
にあたり、礪械的な位置検出器を設けない駆動方式も出
現している。
同期電動機の回転子位置を検出する位ｎ検出器を設け、
その検出出力信号に基づいてインバータの駆動制御を行
なう。しかし、永久磁石形ブラシレス電動機を駆動する
にあたり、礪械的な位置検出器を設けない駆動方式も出
現している。
第８図は、この種のシステム構成の一例を示したもので
あり、主回路は周知のごとく三相電源１、整流器２、電
圧形インバータ３、および同期電動機４から成っている
。なお、整流Ｂ２の直流出力側には必要に応じてリアク
トルやコンデンサＣｂｓら成るフィルタが設けられる。
あり、主回路は周知のごとく三相電源１、整流器２、電
圧形インバータ３、および同期電動機４から成っている
。なお、整流Ｂ２の直流出力側には必要に応じてリアク
トルやコンデンサＣｂｓら成るフィルタが設けられる。
計器用変圧器ＰＴ。
゛Ｉ圧圧検蒸器５よび位置検出回路６により同１１ｆｆ
ｉ動ｎ４の逆起電力位相を検出し、その検出位相に！Ｓ
づいて、速度基準Ｎ＊が達せられるように、インバータ
制御回路７およびパルス増幅器８を介してインバータ３
をｖＪｌｌｌｔする。電圧形インバータは直流側インピ
ーダンスが交流側インピーダンスに比べて小さいから、
電流が流れている相の電圧はインバータの直流電圧値に
規制される。したがって、同期電動機の逆起電力を検出
するには、検出する相の電流が流れていない状態で行な
わなければならない。そのためには、たとえば、ＥＮＤ
Ｏはが著ｒＨｉｃｒＯｃＯＩＩＤｕｔｅｒ−Ｃｏｎｔｒ
ｏｌｌｅｄ Ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ Ｈｏｔｏｒｗｉｔｈ
ｏｕｔ ａ Ｓｈａｆｔ−Ｍｏｕｎｔｅｄ Ｐｏ５ｉｔ
ｉｏｎ ５ｅｎｓｏｒ ＪＩＰＥｃ−Ｔｏｋｙｏ’ ８
３． ｏｐ １４７７〜１４８８に示されているように
、電機子電流を各相で１２０度方形波状とし、６０度の
電流体み期間の間に同期電動機の逆起電力位相を検出し
てこれより位置検出値を得る。
ｉ動ｎ４の逆起電力位相を検出し、その検出位相に！Ｓ
づいて、速度基準Ｎ＊が達せられるように、インバータ
制御回路７およびパルス増幅器８を介してインバータ３
をｖＪｌｌｌｔする。電圧形インバータは直流側インピ
ーダンスが交流側インピーダンスに比べて小さいから、
電流が流れている相の電圧はインバータの直流電圧値に
規制される。したがって、同期電動機の逆起電力を検出
するには、検出する相の電流が流れていない状態で行な
わなければならない。そのためには、たとえば、ＥＮＤ
Ｏはが著ｒＨｉｃｒＯｃＯＩＩＤｕｔｅｒ−Ｃｏｎｔｒ
ｏｌｌｅｄ Ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ Ｈｏｔｏｒｗｉｔｈ
ｏｕｔ ａ Ｓｈａｆｔ−Ｍｏｕｎｔｅｄ Ｐｏ５ｉｔ
ｉｏｎ ５ｅｎｓｏｒ ＪＩＰＥｃ−Ｔｏｋｙｏ’ ８
３． ｏｐ １４７７〜１４８８に示されているように
、電機子電流を各相で１２０度方形波状とし、６０度の
電流体み期間の間に同期電動機の逆起電力位相を検出し
てこれより位置検出値を得る。
しかし、この方式では低速あるいは停止時には逆起電力
が小さいか、あるいｔよなくなるために位置検出が不可
能となる。このため、低速時は一般に位置検出信号によ
らない他υ）運転を行なう。また、公知の方式では電流
を１２０度通電としているため、同期電動機に高調波電
流が流れ、損失の増大、トルク脈動による回転不整など
が生じる恐れがある。
が小さいか、あるいｔよなくなるために位置検出が不可
能となる。このため、低速時は一般に位置検出信号によ
らない他υ）運転を行なう。また、公知の方式では電流
を１２０度通電としているため、同期電動機に高調波電
流が流れ、損失の増大、トルク脈動による回転不整など
が生じる恐れがある。
最近の電力用半導体素子の性能向上とＰＷＭ制′ｇＡ技
術の進歩により、出力電流を正弦波状とする駆！ｌ］￥
Ａ″ａが多く現われているが、上記方式では機械的位置
検出器なしての駆動はできない。
術の進歩により、出力電流を正弦波状とする駆！ｌ］￥
Ａ″ａが多く現われているが、上記方式では機械的位置
検出器なしての駆動はできない。
本発明は上記事情を考慮してなされたもので、電圧形イ
ンバータでは機械的位置検出器を有しない同期電動機を
駆動するにあたり、電曙子電流を連続的に流しながら速
度′Ａ１１ｌ仰を行ない、安定な応答を得ることができ
る同期電動機の制御Ｉ装置を提供することを目的とする
ものである。
ンバータでは機械的位置検出器を有しない同期電動機を
駆動するにあたり、電曙子電流を連続的に流しながら速
度′Ａ１１ｌ仰を行ない、安定な応答を得ることができ
る同期電動機の制御Ｉ装置を提供することを目的とする
ものである。
本発明は同ｔＩＩｌ電動機の三相ＩＩ！子電流を検出し
、その検出値から誘起電圧の位相と大きさを演算し、ま
た、電動橢の抵抗およびインダクタンスによる電圧時正
分を電流値に応じて演算し、両演算信号を合成した信号
によりインバータ出力電圧の位相と大ぎさを制御するこ
とを特徴とするものである。
、その検出値から誘起電圧の位相と大きさを演算し、ま
た、電動橢の抵抗およびインダクタンスによる電圧時正
分を電流値に応じて演算し、両演算信号を合成した信号
によりインバータ出力電圧の位相と大ぎさを制御するこ
とを特徴とするものである。
（発明の実施例）
第１図は本発明の一実施例を示寸構成図である。
周波数指令信号ｆ＊と後述の誘起電圧演算回路１４の出
力のひとつである駆動周波数信号ｆｅとの偏差を加算器
９で得て、それ偏差から速度制御器１０により電流基準
値ｉ＊を得る。速度制御器１０は周波数偏差をゼロとす
るような電流基準値ビを出力する。このじと後述の同相
分電流検出回路１３の出力である同相分電流ｉとの偏差
Δｉを加算器１１で得て、その偏差Δｉから誘起電圧演
算回路１４で駆動周波数信号ｆ。、誘起電圧振幅信号■
。、および誘起電圧位相信号θ８を出力する。誘起電圧
演算回路１４は第２図に示すように偏差Δ１から電流ａ
、＋１１１１器１４１でその偏差Δｉをゼロとするよう
な駆動周波数信号ｆ。を出力する。この駆動周波数信号
ｆ８は駆動周波数ｆに比例した電圧値であり、電圧／周
波数変換器１４２、カウンタ１４３より積分、計数して
誘起電圧位相θ。を１ｑることができる。また駆動周波
数倍＠ｆｏから比例増幅器１４４を通して誘起電圧振幅
信号■。を得る。これは一般に電動曙の誘起電圧は周波
数に比例することを利用している。
力のひとつである駆動周波数信号ｆｅとの偏差を加算器
９で得て、それ偏差から速度制御器１０により電流基準
値ｉ＊を得る。速度制御器１０は周波数偏差をゼロとす
るような電流基準値ビを出力する。このじと後述の同相
分電流検出回路１３の出力である同相分電流ｉとの偏差
Δｉを加算器１１で得て、その偏差Δｉから誘起電圧演
算回路１４で駆動周波数信号ｆ。、誘起電圧振幅信号■
。、および誘起電圧位相信号θ８を出力する。誘起電圧
演算回路１４は第２図に示すように偏差Δ１から電流ａ
、＋１１１１器１４１でその偏差Δｉをゼロとするよう
な駆動周波数信号ｆ。を出力する。この駆動周波数信号
ｆ８は駆動周波数ｆに比例した電圧値であり、電圧／周
波数変換器１４２、カウンタ１４３より積分、計数して
誘起電圧位相θ。を１ｑることができる。また駆動周波
数倍＠ｆｏから比例増幅器１４４を通して誘起電圧振幅
信号■。を得る。これは一般に電動曙の誘起電圧は周波
数に比例することを利用している。
インピーダンス降下演算回路１５は第３図にその詳細を
示寸ように、速度制御器１０からの電流基準値じと誘起
電圧演算回路１４からの駆動周波数信号ｆ８および誘起
電圧振幅信号■。とからインピーダンス降下分の位相θ
′と振幅Ｖ′を演算する。第５図および第６図は同期電
ｅ機の電圧、電流の関係を分かりやすくするために１相
あたりの等価回路とそのベクトル図を示したもので、誘
起電圧をｖ８、抵抗をｒ１インダクタンスを１、電流を
ｉ、端子電圧をＶとしたときのものである。
示寸ように、速度制御器１０からの電流基準値じと誘起
電圧演算回路１４からの駆動周波数信号ｆ８および誘起
電圧振幅信号■。とからインピーダンス降下分の位相θ
′と振幅Ｖ′を演算する。第５図および第６図は同期電
ｅ機の電圧、電流の関係を分かりやすくするために１相
あたりの等価回路とそのベクトル図を示したもので、誘
起電圧をｖ８、抵抗をｒ１インダクタンスを１、電流を
ｉ、端子電圧をＶとしたときのものである。
誘起電圧■。と電流ｉの位相差をゼロとしたとき、第６
図に示すようにインダクタンスＩによる電圧ω１１（た
だし、ω−２πｆ）は誘起電圧ｖ８と直交し、抵抗ｒに
よる電圧ｒ ｉ １．を誘起°電圧■８と同相になる。
図に示すようにインダクタンスＩによる電圧ω１１（た
だし、ω−２πｆ）は誘起電圧ｖ８と直交し、抵抗ｒに
よる電圧ｒ ｉ １．を誘起°電圧■８と同相になる。
誘起電圧ｖ８に対する端子電圧Ｖの位相差θ′は次式に
よって求まる。
よって求まる。
θ’＝ｔａｎ （ωｌｉ／（ｖ８＋ｒｉ））・・・・
・・・・・（１） 抵抗降下ｒ１が誘起電圧■８に比べて充分小さく、かつ
位相差θ′が小さい場合は、位相差θ′は次式のように
簡略化できる。
・・・・・（１） 抵抗降下ｒ１が誘起電圧■８に比べて充分小さく、かつ
位相差θ′が小さい場合は、位相差θ′は次式のように
簡略化できる。
θ′〜ωｌｉ／ｖ８ ・・・・・・・・・（
２）すなわち電流ｉに比例した位相差θ′を与えればよ
いことになる。
２）すなわち電流ｉに比例した位相差θ′を与えればよ
いことになる。
端子電圧■は第６図から次式のようになる。
ｖ＝（（Ｖ ＋ｒ＋） ＋（ωｔ １）２）”２・
２ ・・・・・・・・・（３） 位相差θ′を求めたときと同様な条件で簡略化を行なえ
ば、端子電圧■は次式となる。
２ ・・・・・・・・・（３） 位相差θ′を求めたときと同様な条件で簡略化を行なえ
ば、端子電圧■は次式となる。
ｖ−ｖ ＋（ωｌｉ）”／（２Ｖ ）・・・（４）
ｅｅ すなわち、端子電圧Ｖの誘起電圧ｖ８に対する増加分は
電流ｉの２乗に比例することになる。
ｅｅ すなわち、端子電圧Ｖの誘起電圧ｖ８に対する増加分は
電流ｉの２乗に比例することになる。
以上の考察結果に基づいて第３図の位相演算部１５１は
電流基準値ピ、駆動周波数信号ｆ 、および誘起電圧振
幅信号Ｖ。から、たとえば（２）式に従った演算を行な
って位相に比例した電圧を１９で、それを電圧／周波数
変換器１５２およびカウンター５３を通して位相信号θ
′を得ることができ、同様にして振幅演譚部１５４によ
り（４）式に従った演算を行なって振幅信号Ｖ′を得る
ことができる。演算精度をさらに向上させるには（２）
式、（４）式の代りに（１）式、〈３）式を用いればよ
い。Ｔｉｅｎの抵抗、インダクタンスを求めるには、予
めその値を測定しておくか、設計値を用いるか、あるい
は運転準備段階において直流小電圧を加え、定常状態で
の電流からｒを、電圧をステップ変化したときの電流変
化から１を求めるようにすればよい。
電流基準値ピ、駆動周波数信号ｆ 、および誘起電圧振
幅信号Ｖ。から、たとえば（２）式に従った演算を行な
って位相に比例した電圧を１９で、それを電圧／周波数
変換器１５２およびカウンター５３を通して位相信号θ
′を得ることができ、同様にして振幅演譚部１５４によ
り（４）式に従った演算を行なって振幅信号Ｖ′を得る
ことができる。演算精度をさらに向上させるには（２）
式、（４）式の代りに（１）式、〈３）式を用いればよ
い。Ｔｉｅｎの抵抗、インダクタンスを求めるには、予
めその値を測定しておくか、設計値を用いるか、あるい
は運転準備段階において直流小電圧を加え、定常状態で
の電流からｒを、電圧をステップ変化したときの電流変
化から１を求めるようにすればよい。
同期電動機３の各相ｉ！流子電流ｉ ｕ 、 ｌ ｖ
。
。
ｉ、が電流検出器１２を用いて検出され、これらの検出
出力と、誘起電圧演算回路１４によって演粋された誘起
電圧位相θ。とから同相分電流１を求めるのが同相分電
流検出回路１３である。この同相分電流検出回路１３は
第４図に示すように、誘起電圧位相θ８を受けてＲＯＭ
１３８，１３９により正弦波データｓｉｎθ とＣＯＳ
θ。を得る。これらの信号をＤ／Ａ変換器１３３．１３
４によりアナログの正弦波に変換する。ここでｓｉｎθ
。は誘起電圧と同位相成分であり、Ｕ相の誘起電圧と一
致する方向とする。ＣＯＳθ。はこれと９０度位相の進
んだ正弦波である。一方、ｉ、ｉ、ｉ、は電動機各相電
流瞬時値である。
出力と、誘起電圧演算回路１４によって演粋された誘起
電圧位相θ。とから同相分電流１を求めるのが同相分電
流検出回路１３である。この同相分電流検出回路１３は
第４図に示すように、誘起電圧位相θ８を受けてＲＯＭ
１３８，１３９により正弦波データｓｉｎθ とＣＯＳ
θ。を得る。これらの信号をＤ／Ａ変換器１３３．１３
４によりアナログの正弦波に変換する。ここでｓｉｎθ
。は誘起電圧と同位相成分であり、Ｕ相の誘起電圧と一
致する方向とする。ＣＯＳθ。はこれと９０度位相の進
んだ正弦波である。一方、ｉ、ｉ、ｉ、は電動機各相電
流瞬時値である。
ｖ
この三相信号を９０度位相の異なる二相信号に変換する
のであるが、ｉ、はそのまま二相信号の一方の信号ｉ
とする。この信号ｉ。と９０度位相α の異なる進み信号は−（ｉ ｉ ｗ ） ／ Ｅ丁
で与■ えられる。演算増幅器１３５はｉｗを反転して−１信号
を得るものであり、演算増幅器１３６胃 は信号ｉ と−ｉ から上記演算−（ｉ −ｉｗ）ｖ
Ｗ
■／Ｊ３を行なって信号ｉβを形成する。ｔｔ）
ｍｓ１３７により−ｉ −５ｉｎθ８を得、１Ｉ）Ｗ
器α １３８により−ｉ −ｃｏｓθ。を得、両者の和β を演算増幅器１３９により求めることによって信号ｉを
得る。すなわち、 １−−ｉ −５ｉｎθ −ｉ −ＣＯ９θ０α
Ｃβ ・・・・・・・・・（５） である。
のであるが、ｉ、はそのまま二相信号の一方の信号ｉ
とする。この信号ｉ。と９０度位相α の異なる進み信号は−（ｉ ｉ ｗ ） ／ Ｅ丁
で与■ えられる。演算増幅器１３５はｉｗを反転して−１信号
を得るものであり、演算増幅器１３６胃 は信号ｉ と−ｉ から上記演算−（ｉ −ｉｗ）ｖ
Ｗ
■／Ｊ３を行なって信号ｉβを形成する。ｔｔ）
ｍｓ１３７により−ｉ −５ｉｎθ８を得、１Ｉ）Ｗ
器α １３８により−ｉ −ｃｏｓθ。を得、両者の和β を演算増幅器１３９により求めることによって信号ｉを
得る。すなわち、 １−−ｉ −５ｉｎθ −ｉ −ＣＯ９θ０α
Ｃβ ・・・・・・・・・（５） である。
いま、電動ｉｗ流を三相平衡した正弦波と仮定し、ｉ
＝ｉ、−Ｉ−３ｉｎ（θ８−α）とする。
＝ｉ、−Ｉ−３ｉｎ（θ８−α）とする。
αは電圧に対する電流の遅れ位相角である。この電流値
からｉβ＝■・ＣＯＳ （θ。−α）となる。
からｉβ＝■・ＣＯＳ （θ。−α）となる。
このような電流が流れている場合の同相分電流は１−ｃ
ｏｓαであり、上述のｉａとｉａを（５）式に代入する
と次のようになる。
ｏｓαであり、上述のｉａとｉａを（５）式に代入する
と次のようになる。
１＝ｌ−ｓｉｎ（θ。−ａ）−ｓｉｎθ。
〜 し ｃｏｓ（θ 。 −α ） 争 ｃｏｓ
θ ｅ＝ｌ（ｓｉｎ（θ。−α）−ｓｉｎθ８＋ｃｏｓ
（θ −α）φｃｏｓθ。
θ ｅ＝ｌ（ｓｉｎ（θ。−α）−ｓｉｎθ８＋ｃｏｓ
（θ −α）φｃｏｓθ。
一−１−ＣＯ３α ・・・・・・・・
・ （６）すなわち第４図の回路の出力は誘起電圧と同
相分電流となる。電流が正弦波で波高ｔｉｌｌ Ｉと電
流遅れ角αが一定ならば、この出力は一定値となる。
・ （６）すなわち第４図の回路の出力は誘起電圧と同
相分電流となる。電流が正弦波で波高ｔｉｌｌ Ｉと電
流遅れ角αが一定ならば、この出力は一定値となる。
以上説明した誘起電圧演算回路１４、インピーダンス降
下演口回路１５の各位相、電圧信号出力ｔよぞれぞれ第
１図のディジタル加算器１６、アナログ加算器１７で加
算され、その結果得られた位相信号θからリードオンリ
メモリ１８を用いて正弦波状電圧基準値を作成し、掛算
機能付きＤ／Ａ変換器１９によって電圧の大きさを）１
）算して各相電ＩＩ塁準信号Ｖ＊を得る。この信号■８
と三角波発生回路２０からの三角波搬送波との比較をＰ
ＷＭ １．ＩＩ ｔｉ１１回路２１で行なってパルス信
号を形成し、パルス増幅器８を介してインバータ３の各
スイッチング素子のオンオフ制御を行なって所期の周波
数および電圧を発生させ、同期電動機４に供給する。
下演口回路１５の各位相、電圧信号出力ｔよぞれぞれ第
１図のディジタル加算器１６、アナログ加算器１７で加
算され、その結果得られた位相信号θからリードオンリ
メモリ１８を用いて正弦波状電圧基準値を作成し、掛算
機能付きＤ／Ａ変換器１９によって電圧の大きさを）１
）算して各相電ＩＩ塁準信号Ｖ＊を得る。この信号■８
と三角波発生回路２０からの三角波搬送波との比較をＰ
ＷＭ １．ＩＩ ｔｉ１１回路２１で行なってパルス信
号を形成し、パルス増幅器８を介してインバータ３の各
スイッチング素子のオンオフ制御を行なって所期の周波
数および電圧を発生させ、同期電動機４に供給する。
以上説明したように、本実施例は所望の゛心象ビを得る
ために、電流を増加する場合は点弧位相を早めて電圧を
大きくし、′Ｆｉ流を減少する場合は点弧位相を遅らせ
、電圧を小さくするとともに電動機のインピーダンス降
下分を補正するものである。
ために、電流を増加する場合は点弧位相を早めて電圧を
大きくし、′Ｆｉ流を減少する場合は点弧位相を遅らせ
、電圧を小さくするとともに電動機のインピーダンス降
下分を補正するものである。
以上の構成、作用から本実施例では負荷電流を連続的に
流しながら同期電動機を可変速駆動することが可能とな
る。また永久磁石形ブラシレスモーフのような比較的小
言ｆｆ１ｌｆｉでは抵抗やインダクタンス値が大きいが
、これを本発明のインピーダンス降下補正回路によって
補正して電圧の位相、大きさを与えることにより、制御
性能の優れた装置を提供することができる。
流しながら同期電動機を可変速駆動することが可能とな
る。また永久磁石形ブラシレスモーフのような比較的小
言ｆｆ１ｌｆｉでは抵抗やインダクタンス値が大きいが
、これを本発明のインピーダンス降下補正回路によって
補正して電圧の位相、大きさを与えることにより、制御
性能の優れた装置を提供することができる。
第７図は本発明の他の実施例を示す構成図であり、第１
図の構成のうち、誘起電圧演算回路１４に相当する部分
のみを示したものである。第７図の装置は電流制御ｌＩ
ｌ冴１４５．１５よび加算器１４６を新たに設けたほか
は第２図に示したものと同一である。電流Ｉｌ罪器１４
５には直交分電流検出値ｉ′が入力される。直交分電流
検出値ｉ′は第４図に示した同相分電流積、出回路１３
と同様な考えで電圧位相と９０度位相の異なる電流成分
を演算ザる回路で求めた電流値である。電流制御器１４
５は電流ｉ′がゼロになるように制ｍｅ作し、その出力
と比例増幅器１４の出力が加算器１４６で加算されて逆
起電力■。が出力される。第２図の実施例では電動機の
逆起電力位相と９０度位相の異なる電流成分について監
視せず、電圧の大きさは予め設定した逆起電力成分とイ
ンピーダンス降下分を与えた。本実施例では電動機の電
流位相が逆起電力の位相と同じ位相となるように電圧が
調整される。なお、比例増幅器１４４および加算器１４
６をとり除き電流制御１ｍ１４５のみで出力電圧■。を
得てもよい。この場合、予め周波数に対する逆起電力の
大きさを設定する必要はなく、自動的に■。が定まるこ
とになる。
図の構成のうち、誘起電圧演算回路１４に相当する部分
のみを示したものである。第７図の装置は電流制御ｌＩ
ｌ冴１４５．１５よび加算器１４６を新たに設けたほか
は第２図に示したものと同一である。電流Ｉｌ罪器１４
５には直交分電流検出値ｉ′が入力される。直交分電流
検出値ｉ′は第４図に示した同相分電流積、出回路１３
と同様な考えで電圧位相と９０度位相の異なる電流成分
を演算ザる回路で求めた電流値である。電流制御器１４
５は電流ｉ′がゼロになるように制ｍｅ作し、その出力
と比例増幅器１４の出力が加算器１４６で加算されて逆
起電力■。が出力される。第２図の実施例では電動機の
逆起電力位相と９０度位相の異なる電流成分について監
視せず、電圧の大きさは予め設定した逆起電力成分とイ
ンピーダンス降下分を与えた。本実施例では電動機の電
流位相が逆起電力の位相と同じ位相となるように電圧が
調整される。なお、比例増幅器１４４および加算器１４
６をとり除き電流制御１ｍ１４５のみで出力電圧■。を
得てもよい。この場合、予め周波数に対する逆起電力の
大きさを設定する必要はなく、自動的に■。が定まるこ
とになる。
上記各実施例では各機能を分りやすくするために演算増
幅器や各種変換器を用いて説明したが、マイクロコンピ
ュータを用いれば多くの部分が論理演算機能によりディ
ジタル処理することができ、回路の縮少化ができる。
幅器や各種変換器を用いて説明したが、マイクロコンピ
ュータを用いれば多くの部分が論理演算機能によりディ
ジタル処理することができ、回路の縮少化ができる。
以上に述べたように、本発明によれば、電圧形インバー
タで位置検出器を有しない同Ｉｎ動機を駆動するにあた
り、電動機電流を正弦波状に流しながら可変速制御する
ことができる。゛上流を正弦波状に制御できるため電動
機の損失低減を達成することもできる。またトルク脈動
があまり生じないため回転不整も生じにくく、さらに電
流を検出して制御を行なうため低速時でも安定な制御を
達成することができる。
タで位置検出器を有しない同Ｉｎ動機を駆動するにあた
り、電動機電流を正弦波状に流しながら可変速制御する
ことができる。゛上流を正弦波状に制御できるため電動
機の損失低減を達成することもできる。またトルク脈動
があまり生じないため回転不整も生じにくく、さらに電
流を検出して制御を行なうため低速時でも安定な制御を
達成することができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図、
第３図、第４図はそれぞれ第１図における誘起電圧演算
回路、インピーダンス降下演筒回路、同相分電流検出回
路の一興体例を示すブロック図、第５図、第６図は同期
電動機の等価回路図およびそのベクトル図、第７図は誘
起電圧演ｐ回路の他の実施例を示すブロック図、第８図
は従来の＄＋１ ｔｌＯ装置のブロック図である。 １・・・三相電源、２・・・整流器、３・・・電圧形イ
ンバータ、４・・・同期電動機、８・・・パルス増幅器
、９゜１１．１７・・・加減算器、１０・・・速度制御
ｉｌｌ器、１２・・・電流検出器、１３・・・同相分電
流検出回路、１４・・・誘起電圧演算回路、１５・・・
インピーダンス降下演算回路、１６・・・ディジタル加
算器、１８・・・り一ドＡンリメモリ、１９・・・Ｄ／
Ａ変換器、２０・・・三角波発生回路、２１・・・Ｐ
Ｗ Ｍ ｆｌ、ＩＩ御回路。 出願人代理人 ＩＪｉ 藤 −雄部 １ 図 Ｖ。 弔２図 臣 第３図 第４ 図 第５図 第６図
第３図、第４図はそれぞれ第１図における誘起電圧演算
回路、インピーダンス降下演筒回路、同相分電流検出回
路の一興体例を示すブロック図、第５図、第６図は同期
電動機の等価回路図およびそのベクトル図、第７図は誘
起電圧演ｐ回路の他の実施例を示すブロック図、第８図
は従来の＄＋１ ｔｌＯ装置のブロック図である。 １・・・三相電源、２・・・整流器、３・・・電圧形イ
ンバータ、４・・・同期電動機、８・・・パルス増幅器
、９゜１１．１７・・・加減算器、１０・・・速度制御
ｉｌｌ器、１２・・・電流検出器、１３・・・同相分電
流検出回路、１４・・・誘起電圧演算回路、１５・・・
インピーダンス降下演算回路、１６・・・ディジタル加
算器、１８・・・り一ドＡンリメモリ、１９・・・Ｄ／
Ａ変換器、２０・・・三角波発生回路、２１・・・Ｐ
Ｗ Ｍ ｆｌ、ＩＩ御回路。 出願人代理人 ＩＪｉ 藤 −雄部 １ 図 Ｖ。 弔２図 臣 第３図 第４ 図 第５図 第６図
Claims (1)
- 電圧形インバータを介して供給される制御された交流電
力により駆動される同期電動機の制御装置において、前
記同期電動機の電機子電流を検出する電流検出器と、前
記同期電動機の誘起電圧の周波数、位相および大きさを
演算する誘起電圧演算手段と、前記同期電動機の一次抵
抗および漏れインダクタンスによる電圧降下分を演算す
るインピーダンス降下演算手段とを具備し、前記誘起電
圧演算手段は、前記誘起電圧位相を、電流基準値と、前
記電流検出器によって検出された電機子電流のうち前記
誘起電圧演算手段によって演算された誘起電圧位相と同
相の成分の大きさとの偏差から演算し、前記誘起電圧の
大きさを前記電流の偏差から演算し、前記インピーダン
ス降下演算手段は前記電圧降下分を前記電流基準値と前
記誘起電圧演算手段によって算出された誘起電圧の周波
数とから演算し、前記誘起電圧演算手段および前記イン
ピーダンス降下演算手段の出力を合成して前記電圧形イ
ンバータの出力電圧位相および大きさを決定することを
特徴とする同期電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60265397A JPS62126894A (ja) | 1985-11-26 | 1985-11-26 | 同期電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60265397A JPS62126894A (ja) | 1985-11-26 | 1985-11-26 | 同期電動機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62126894A true JPS62126894A (ja) | 1987-06-09 |
Family
ID=17416600
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60265397A Pending JPS62126894A (ja) | 1985-11-26 | 1985-11-26 | 同期電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62126894A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0161899U (ja) * | 1987-10-12 | 1989-04-20 | ||
| JPH0232788A (ja) * | 1987-06-12 | 1990-02-02 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| JPH06225574A (ja) * | 1994-01-10 | 1994-08-12 | Hitachi Ltd | 電動機の制御方法及び装置 |
| JP2009022091A (ja) * | 2007-07-11 | 2009-01-29 | Toshiba Corp | 永久磁石同期電動機の永久磁石減磁監視装置 |
-
1985
- 1985-11-26 JP JP60265397A patent/JPS62126894A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0232788A (ja) * | 1987-06-12 | 1990-02-02 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| JPH0161899U (ja) * | 1987-10-12 | 1989-04-20 | ||
| JPH06225574A (ja) * | 1994-01-10 | 1994-08-12 | Hitachi Ltd | 電動機の制御方法及び装置 |
| JP2009022091A (ja) * | 2007-07-11 | 2009-01-29 | Toshiba Corp | 永久磁石同期電動機の永久磁石減磁監視装置 |
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