JPS61288798A - 同期電動機の駆動装置 - Google Patents
同期電動機の駆動装置Info
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- JPS61288798A JPS61288798A JP60128977A JP12897785A JPS61288798A JP S61288798 A JPS61288798 A JP S61288798A JP 60128977 A JP60128977 A JP 60128977A JP 12897785 A JP12897785 A JP 12897785A JP S61288798 A JPS61288798 A JP S61288798A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、電圧形インバータによる機械的位置検出器を
有さない同期電動機の駆動装置に関する。
有さない同期電動機の駆動装置に関する。
同期電動機をインバータで可変速制御する場合、一般に
同期電動機の回転子位置を検出する位置検出器を設け、
この出力信号にもとづいてインバータの駆動制御を行な
う。可変速駆動用途の拡大に伴って、位置検出器を有ざ
ない電動機を駆動するシステムも現われてきている。
同期電動機の回転子位置を検出する位置検出器を設け、
この出力信号にもとづいてインバータの駆動制御を行な
う。可変速駆動用途の拡大に伴って、位置検出器を有ざ
ない電動機を駆動するシステムも現われてきている。
この種システムの一つの従来例どして第５図にその回路
構成図を表わす。
構成図を表わす。
第５図において１は三相電源、２は整流器、３はインバ
ータ、４は同期電動機、５は電圧検出器、６は位置検出
回路、７はインバータ制御回路、８はパルス増幅器であ
る。
ータ、４は同期電動機、５は電圧検出器、６は位置検出
回路、７はインバータ制御回路、８はパルス増幅器であ
る。
この回路構成では電圧検出器５により同期電動機４の逆
起電力位相を検出し、この位相にもとづいてインバータ
制御を行なう。ぞもそも電圧形インバータは、インバー
タの直流側インピーダンスが交流側インピーダンスに比
べて小さいから、交流電流が流れている相の電圧はイン
バータの直流電圧値に規制される。したがって、この種
インバータで同期電動機の逆起電力を検出するには、検
出したい相の電流を流さない状態で検出しなければなら
ない。
起電力位相を検出し、この位相にもとづいてインバータ
制御を行なう。ぞもそも電圧形インバータは、インバー
タの直流側インピーダンスが交流側インピーダンスに比
べて小さいから、交流電流が流れている相の電圧はイン
バータの直流電圧値に規制される。したがって、この種
インバータで同期電動機の逆起電力を検出するには、検
出したい相の電流を流さない状態で検出しなければなら
ない。
検出方法はたとえば、ＥＮＤＯ氏等の論文［位置検出器
を回転軸に搭載しないマイク［１］ンピコータ制御のブ
ラシレス電動機Ｊ ＩＰＥＣ−Ｔｏｋｙｏ ’８３．
第１４７７頁〜第１４８８頁に示されているように、ず
１荷電流を１２０葭方形−波通電とし、６ｏＰｉの電流
体み期間の間に同期電動機の逆起電力を検出し、イの相
電圧がゼロを切る点をもって位置検出値とじＣいる。
を回転軸に搭載しないマイク［１］ンピコータ制御のブ
ラシレス電動機Ｊ ＩＰＥＣ−Ｔｏｋｙｏ ’８３．
第１４７７頁〜第１４８８頁に示されているように、ず
１荷電流を１２０葭方形−波通電とし、６ｏＰｉの電流
体み期間の間に同期電動機の逆起電力を検出し、イの相
電圧がゼロを切る点をもって位置検出値とじＣいる。
しかし、この方法では低速で相電圧が小さい場合、検出
が困難となり、正確な制御ができイｒい場合がある。
が困難となり、正確な制御ができイｒい場合がある。
また電流を１２０１α通電形としているため、同期電動
機には高調波電流が流れてトルク脈動が発生する。電圧
形インバータに使用される電力用半導体素子の性能向ト
とＰ Ｗ Ｍ ｉｌｉ制御技術の進歩により最近では出
力電流をほぼ正弦波どする駆動装置が多く現われている
が、上記ｆ法で【ま機械的位置検出器なしでの駆動はで
きない。
機には高調波電流が流れてトルク脈動が発生する。電圧
形インバータに使用される電力用半導体素子の性能向ト
とＰ Ｗ Ｍ ｉｌｉ制御技術の進歩により最近では出
力電流をほぼ正弦波どする駆動装置が多く現われている
が、上記ｆ法で【ま機械的位置検出器なしでの駆動はで
きない。
ここにおいて、本発明は、従来例のガ貞を克服し、上記
不具合を低減するＩこめにイヘされたもので、電圧形イ
ンバータで機械的イ？ｌ買検出器を右さない同期電動機
を駆動するにあたり、正弦波状電流を流しながら回転数
制御を行ない（９る部内を提供Ｊることを、その目的と
する。
不具合を低減するＩこめにイヘされたもので、電圧形イ
ンバータで機械的イ？ｌ買検出器を右さない同期電動機
を駆動するにあたり、正弦波状電流を流しながら回転数
制御を行ない（９る部内を提供Ｊることを、その目的と
する。
本発明は、上記目的を達成するために、負荷電流を検出
し、インバータの出力電圧と同相分電流の値によって周
波数を制御し、インバータの出力電圧と９０唯位相の異
なる電流の値によつ−Ｃ電圧を制ｔｉｌｌ ｉることを
基本とする同期電動機の駆動装置である。
し、インバータの出力電圧と同相分電流の値によって周
波数を制御し、インバータの出力電圧と９０唯位相の異
なる電流の値によつ−Ｃ電圧を制ｔｉｌｌ ｉることを
基本とする同期電動機の駆動装置である。
第１図は本発明の一実施例におＧｌる回路構成を示１ブ
ロック図である。
ロック図である。
すべての図面において同一符号は同一もしくは相当部分
を表わす。
を表わす。
第１図において、１０は電流検出器、１１は同相分電流
検出回路、１２は直交分電流゛検出回路、１３は速度制
御回路、１４は電流制御回路、１５は位相設定回路、１
６はリードオンリメモリ、１７は電圧制御回路、１８は
電圧設定回路、１９は三角波発生回路、２０はＰＷＭ制
御回路、２１はパルス増幅器である。
検出回路、１２は直交分電流゛検出回路、１３は速度制
御回路、１４は電流制御回路、１５は位相設定回路、１
６はリードオンリメモリ、１７は電圧制御回路、１８は
電圧設定回路、１９は三角波発生回路、２０はＰＷＭ制
御回路、２１はパルス増幅器である。
そして、第２図は第１図の同相分電流検出回路１１ど直
交分電流検出回路１２の部分を訂■に示した構成図であ
り、２２．２３はデジタル／アナログ変換器、２／Ｉ〜
２８は演算増幅器、２９〜３２は１珪咋器である。
交分電流検出回路１２の部分を訂■に示した構成図であ
り、２２．２３はデジタル／アナログ変換器、２／Ｉ〜
２８は演算増幅器、２９〜３２は１珪咋器である。
この一実施例の作用をそれらの回路構成をもとに図面を
参照しながら説明する。
参照しながら説明する。
第１図において周波数指令値ｆ＊と電流制御回路１４の
出力である駆動周波数ｆとの偏差から、ｍ Ｉ’ｆ １
．Ｉ＋御回路１３によりトルク基準値Ｔ＊を得る。
出力である駆動周波数ｆとの偏差から、ｍ Ｉ’ｆ １
．Ｉ＋御回路１３によりトルク基準値Ｔ＊を得る。
速度制御回路１３は偏差増幅器であり、偏差がゼ「１ど
なる方向にトルク基準値Ｔ１を出力する。
なる方向にトルク基準値Ｔ１を出力する。
この一実施例では後述のように同１１１霜動１４０力率
が１となるように制御するから、同相分電流検出回路１
１の出力はトルクに比例したものと考えてよい。トルク
基準値Ｔ＊と同相分電流検出回路１１出力ｔｄとの偏差
を電流制御回路１４で子の偏差がゼロとなる方向に駆動
周波数ｆとして出力する。トルク準値Ｔ＊に対して同相
分電流検出値が小さい場合は駆動周波数ｆを増加するよ
うに制御する。
が１となるように制御するから、同相分電流検出回路１
１の出力はトルクに比例したものと考えてよい。トルク
基準値Ｔ＊と同相分電流検出回路１１出力ｔｄとの偏差
を電流制御回路１４で子の偏差がゼロとなる方向に駆動
周波数ｆとして出力する。トルク準値Ｔ＊に対して同相
分電流検出値が小さい場合は駆動周波数ｆを増加するよ
うに制御する。
一方、駆動電圧位相と９０度位相の異なる電流成分は直
交分電流検出回路１２により検出され、その値がゼロと
なる方向に電圧制御回路１７にて制御される。
交分電流検出回路１２により検出され、その値がゼロと
なる方向に電圧制御回路１７にて制御される。
この電圧制御回路１７は、電動機電流を電１ＦＩＩ機に
流れこむ電流を正にとった場合、駆動型Ｆ１位相にり電
流が進んでいる場合に電圧値■を大と１６方向に出力す
る。したがって、定常運転時ではこの制御にＪ、り無効
分電流は牛じイ１い力率１の運転状態と４する。
流れこむ電流を正にとった場合、駆動型Ｆ１位相にり電
流が進んでいる場合に電圧値■を大と１６方向に出力す
る。したがって、定常運転時ではこの制御にＪ、り無効
分電流は牛じイ１い力率１の運転状態と４する。
さきに説明したように、トルク分電流をＩｉ！制御する
のに周波数ｆを調整し、電流の位相を制御づるのに？Ｉ
汀Ｖを調整するが、その現象をわかりやすくするために
第３図を用いて説明づる。
のに周波数ｆを調整し、電流の位相を制御づるのに？Ｉ
汀Ｖを調整するが、その現象をわかりやすくするために
第３図を用いて説明づる。
第３図（ａ）は同期電動機の等価回路−相分を簡単化１
ノで示したしのでｅは電動機の逆起電力、１はインダク
タンス、ｒは抵抗である。電流１１電圧Ｖの向きを図示
のように選ぶ。
ノで示したしのでｅは電動機の逆起電力、１はインダク
タンス、ｒは抵抗である。電流１１電圧Ｖの向きを図示
のように選ぶ。
電流１が０と同位相の場合はベクトル図は第３図（ｂ）
のようになる。すなわｈｌ一定の逆起電力ｅに対して電
流を大きくすると、インダクタンス１による逆起電力ｅ
と直交する電圧成分θ）Ｏｆと、電流と同相の抵抗分成
分子ｉがともに大きくなり、結束どじて入力電）ｆＶ
ｌ；Ｌ逆起電力ｅより進んだ位相となる。
のようになる。すなわｈｌ一定の逆起電力ｅに対して電
流を大きくすると、インダクタンス１による逆起電力ｅ
と直交する電圧成分θ）Ｏｆと、電流と同相の抵抗分成
分子ｉがともに大きくなり、結束どじて入力電）ｆＶ
ｌ；Ｌ逆起電力ｅより進んだ位相となる。
したがって、電流を大ぎくするには電圧位相をｅに対し
て進ませればよいこととなる。第３図（Ｃ）は電流ｉを
逆起電力ｅに対して９０葭進ませて流し込む（つまり、
９０痩罪れて出力される）場合のベクトル図である。こ
のモードではω１１により電圧■が逆起電力ｅよりも小
さな値となる。
て進ませればよいこととなる。第３図（Ｃ）は電流ｉを
逆起電力ｅに対して９０葭進ませて流し込む（つまり、
９０痩罪れて出力される）場合のベクトル図である。こ
のモードではω１１により電圧■が逆起電力ｅよりも小
さな値となる。
電流１を小さくするためには電圧Ｖを大とすればよい。
同相分電流と直交分電流の検出方法を第２図にもとづい
て説明する。
て説明する。
第２図においてｉｕ 、ｉｖ 、ｉｗは電動機各相電流
の検出値、ｓｉｎθ、ＣＯＳθは第１図のリードオンリ
メモリ１６の出力であり、この出力はデジタル／アナロ
グ変換器２２．２３にてアナログ量に変換される。電流
の検出値のうらｉ、とｉ は演算増幅器２４．２５でｉ
ｕと９０度位相のづれた電流値ｉβとなる。
の検出値、ｓｉｎθ、ＣＯＳθは第１図のリードオンリ
メモリ１６の出力であり、この出力はデジタル／アナロ
グ変換器２２．２３にてアナログ量に変換される。電流
の検出値のうらｉ、とｉ は演算増幅器２４．２５でｉ
ｕと９０度位相のづれた電流値ｉβとなる。
電流ｉ は電流値ｉ（ｘとおく。掛算器２９゜■
３０および演算増幅器２７にて同相分電流ｉ、として次
の演算を行なっている。
の演算を行なっている。
ｉ ＝ｉ −５ｉｎθ＋ｌ Ｂ ’ ＣＯ３θ
（１）ｄ α 一方、＃１）算器３１．３２および演算増幅器２６゜２
８では直交分電流１０として次の演算を行なう。
（１）ｄ α 一方、＃１）算器３１．３２および演算増幅器２６゜２
８では直交分電流１０として次の演算を行なう。
ｆ ＝ ｆ Ｃ０８ｆ） −１Ｂ ・Ｓｆｎθ
（２）ｑ α いま電流検出値ｉ、ｉｖ、ｉｗが、 ＋１ ｉ、、＝１ｓｉｎ（θ−α） ｉ ＝Ｉ ５ｉｎ（０−α−２π／３）
（３）１、＝ｌｓｉｎ（θ−α＋２π／３） なる遅れ位相の二相平衡電流とりるど ｉ、＝ｓｉｎ（０−α） ｉβ−ｃｏｓ （θ−α）（４） となるから、（１）、（２）式より！６．！［−よ次の
ように与えられる。
（２）ｑ α いま電流検出値ｉ、ｉｖ、ｉｗが、 ＋１ ｉ、、＝１ｓｉｎ（θ−α） ｉ ＝Ｉ ５ｉｎ（０−α−２π／３）
（３）１、＝ｌｓｉｎ（θ−α＋２π／３） なる遅れ位相の二相平衡電流とりるど ｉ、＝ｓｉｎ（０−α） ｉβ−ｃｏｓ （θ−α）（４） となるから、（１）、（２）式より！６．！［−よ次の
ように与えられる。
ｉ、、＝Ｉｃｏｓα
ｉ ＝Ｔｓｉｎα （５）αがゼｎのと
きし口ｄ−■、ｉ、１−０とｔ、Ｔる。以上の動作にＪ
：り電圧位相と一致した成分が１ｄとして、自交しＩζ
成分がｉ、としで検出され、前述の制御に寄与りる。
きし口ｄ−■、ｉ、１−０とｔ、Ｔる。以上の動作にＪ
：り電圧位相と一致した成分が１ｄとして、自交しＩζ
成分がｉ、としで検出され、前述の制御に寄与りる。
第１図にもどり駆動周波数ｆと駆動電圧Ｖが与えられた
後の動作について説明を続ける。
後の動作について説明を続ける。
アナログ信号値の駆動周波数ｆを入力とする位相設定回
路１５の内容は、図示しないが電圧／周波数変換器でア
ナログ電圧に比例したパルス列をつくり出し、この信号
をカウンタに入力し電圧位相θを得る。リードオンリメ
モリ１６はθに応じてｓｉｎθおよびＣＯＳθのデジタ
ル値を出力する。
路１５の内容は、図示しないが電圧／周波数変換器でア
ナログ電圧に比例したパルス列をつくり出し、この信号
をカウンタに入力し電圧位相θを得る。リードオンリメ
モリ１６はθに応じてｓｉｎθおよびＣＯＳθのデジタ
ル値を出力する。
電圧設定回路１８は電圧制御回路１７の出力Ｖとリード
オンリメモリ１６の出力とｓｉｎθ。
オンリメモリ１６の出力とｓｉｎθ。
ＧＯ８θの値より三相電圧基準値を得る。
そして、ＰＷＭ制御回路では三角波発生回路１９からの
三角波キャリヤと電圧設定回路１８からの電圧基準値と
が比較され、インバータ３０半導体素子へのオンオフ信
号が導出され、パルス増幅器２１にて増幅されてオンオ
フパルスが送られる。
三角波キャリヤと電圧設定回路１８からの電圧基準値と
が比較され、インバータ３０半導体素子へのオンオフ信
号が導出され、パルス増幅器２１にて増幅されてオンオ
フパルスが送られる。
以上の説明によりこの一実施例では、負荷電流を検出し
、電圧位相と同相分の値により周波数を制御し、直交分
の値により電圧を制御することにより、負荷電流を連続
的に流した状態で可変速駆動ができる。
、電圧位相と同相分の値により周波数を制御し、直交分
の値により電圧を制御することにより、負荷電流を連続
的に流した状態で可変速駆動ができる。
また、電圧を検出Ｊる方式では電動機が低速の場合は逆
起電力が小さく検出困難であるが、この一実施例では電
流を検出しており、電圧位相も制御回路内での１ｉｆｆ
を用いているため演算誤差の少ない制御が低速に到るま
で可能である。
起電力が小さく検出困難であるが、この一実施例では電
流を検出しており、電圧位相も制御回路内での１ｉｆｆ
を用いているため演算誤差の少ない制御が低速に到るま
で可能である。
本発明の他の実施例の回路構成の要部を表わすブロック
図を第４図に示す。
図を第４図に示す。
第１図の全体構成のうち駆動周波数ｆと駆動電圧■を与
える要部を表わし、他は第１図に準する。
える要部を表わし、他は第１図に準する。
第４図に４３いて３３．３６は微分回路、３７１はデジ
タル加ｎ器、３５は直交電流設定回路である。
タル加ｎ器、３５は直交電流設定回路である。
この他の実施例では速度制御回路１３の出力であるトル
ク基準値下１のＩｉ／ｆに応じて位相および電圧値をフ
ィードホワード的に与える一ｂのである。
ク基準値下１のＩｉ／ｆに応じて位相および電圧値をフ
ィードホワード的に与える一ｂのである。
その動作を第３図６参照して説明する。
トルク基準値Ｔ１１が変化した場合、第３図（ｂ）のよ
うに電動機の逆起電力ｅと直交方向の電圧をｅの方向に
加えれば応答の速い電流変化が得られる。第４図の微分
回路３３は電圧位相を過渡的に変化させ、上記特性を得
ることができる。
うに電動機の逆起電力ｅと直交方向の電圧をｅの方向に
加えれば応答の速い電流変化が得られる。第４図の微分
回路３３は電圧位相を過渡的に変化させ、上記特性を得
ることができる。
直交電流設定回路３５は第３図（【））において電流位
相を電動機の逆起電力位相と同じにするための回路で、
電流の値に応じて直交分電流の値を関数としてつくって
おき、常峙第３図（ｂ）のようなベクトルとなるように
制御する。
相を電動機の逆起電力位相と同じにするための回路で、
電流の値に応じて直交分電流の値を関数としてつくって
おき、常峙第３図（ｂ）のようなベクトルとなるように
制御する。
微分回路３６は電流変化に伴う電動機インダクタンス分
ρへの電圧を加えるための回路であり、電圧制御回路１
７の出力に加えられる。
ρへの電圧を加えるための回路であり、電圧制御回路１
７の出力に加えられる。
この他の実施例ではさきの一実施例に比べ速い応答を実
現できるほか、電動機力率をかならずしも１に保たない
で逆起電力位相に合致した位相で電流を制御すること力
〜できる。
現できるほか、電動機力率をかならずしも１に保たない
で逆起電力位相に合致した位相で電流を制御すること力
〜できる。
以上の実施例は説明を容易にするために、主としてアナ
ログ回路で示したが、マイクロコンピユータを用いてソ
フトウェアでも同様な制御ができる。
ログ回路で示したが、マイクロコンピユータを用いてソ
フトウェアでも同様な制御ができる。
かくして本発明によれば、電流を連続して流した状態で
可変速制御できる、こと、電圧のかわりに電流を検出し
て制御を行なっているため低速時でも安定な制御ができ
ることなどの顕著な申越した効果を右Ｊるから、当該分
野に寄与するところ大きい。
可変速制御できる、こと、電圧のかわりに電流を検出し
て制御を行なっているため低速時でも安定な制御ができ
ることなどの顕著な申越した効果を右Ｊるから、当該分
野に寄与するところ大きい。
第１図は本発明の一実施例の回路構成を表わすブロック
図、第２図は同相分および直交分電流検出回路の詳細図
、第３図は同期電動機−相分の簡易等価回路とベタ１−
ル図、第４図は本発明の他の実施例の回路の要部を示ず
構成図、第５図は従来例の説明図である。 １・・・三相電源、２・・・整流器、３・・・インバー
タ、４・・・同期電動機、５・・・電圧検出器、６・・
・位置検出回路、７・・・インバータ制御回路、８．２
１・・・パルス増幅器、１０・・・電流検出器、１１・
・・同相分電流検出回路、１２・・・直交分電流検出回
路、１３・・・速度制御回路、１４・・・電流制御回路
、１５・・・位相設定回路、１６・・・リードオンリメ
モリ、１７・・・電圧ＩＩＪｍ回路、１８・・・電圧設
定回路、１９・・・三角波発生回路、２０・・・Ｐ Ｗ
Ｍ ｔｔｌｌ １回路、２２．２３・・・デジタル／
アナログ変換器、２４〜２８・・・演算増幅器、２９〜
３２・・・掛算器、３３．３６・・・微分回路、３４・
・・デジタル加算器、３５・・・直交電流設定回路。 出願人代理人 猪 股 漬 と （Ｃ） 莞３図
図、第２図は同相分および直交分電流検出回路の詳細図
、第３図は同期電動機−相分の簡易等価回路とベタ１−
ル図、第４図は本発明の他の実施例の回路の要部を示ず
構成図、第５図は従来例の説明図である。 １・・・三相電源、２・・・整流器、３・・・インバー
タ、４・・・同期電動機、５・・・電圧検出器、６・・
・位置検出回路、７・・・インバータ制御回路、８．２
１・・・パルス増幅器、１０・・・電流検出器、１１・
・・同相分電流検出回路、１２・・・直交分電流検出回
路、１３・・・速度制御回路、１４・・・電流制御回路
、１５・・・位相設定回路、１６・・・リードオンリメ
モリ、１７・・・電圧ＩＩＪｍ回路、１８・・・電圧設
定回路、１９・・・三角波発生回路、２０・・・Ｐ Ｗ
Ｍ ｔｔｌｌ １回路、２２．２３・・・デジタル／
アナログ変換器、２４〜２８・・・演算増幅器、２９〜
３２・・・掛算器、３３．３６・・・微分回路、３４・
・・デジタル加算器、３５・・・直交電流設定回路。 出願人代理人 猪 股 漬 と （Ｃ） 莞３図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 電圧形インバータの出力を同期電動機へ与える回路構成
とし、該電圧形インバータの周波数および電圧を可変制
御する同期電動機の駆動装置において、 電動機電流を検出する電流検出器と、 該電流検出器の出力から前記電圧形インバータの駆動電
圧位相と同相の電流成分を演算する同相分電流検出回路
と、 ９０度位相の異なる電流成分を演算する直交分電流検出
回路と、 を設け、 同相分電流の値に応じて前記電圧形インバータの周波数
または電圧位相を変化させる手段と、直交分電流の値に
応じて電圧の大きさを変化させる手段と、 を備えた ことを特徴とする同期電動機の駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60128977A JPS61288798A (ja) | 1985-06-13 | 1985-06-13 | 同期電動機の駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60128977A JPS61288798A (ja) | 1985-06-13 | 1985-06-13 | 同期電動機の駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61288798A true JPS61288798A (ja) | 1986-12-18 |
Family
ID=14998078
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60128977A Pending JPS61288798A (ja) | 1985-06-13 | 1985-06-13 | 同期電動機の駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61288798A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6387194A (ja) * | 1986-09-29 | 1988-04-18 | Nissan Motor Co Ltd | 同期モ−タの制御装置 |
| JP2006087155A (ja) * | 2004-09-14 | 2006-03-30 | Toshiba Corp | インバータ駆動ブロワ制御装置 |
-
1985
- 1985-06-13 JP JP60128977A patent/JPS61288798A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6387194A (ja) * | 1986-09-29 | 1988-04-18 | Nissan Motor Co Ltd | 同期モ−タの制御装置 |
| JP2006087155A (ja) * | 2004-09-14 | 2006-03-30 | Toshiba Corp | インバータ駆動ブロワ制御装置 |
| JP4625664B2 (ja) * | 2004-09-14 | 2011-02-02 | 株式会社東芝 | インバータ駆動ブロワ制御装置 |
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