JPS6084992A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、誘導電動機を変換装置により制御する方法に
係シ、特に、速度検出器を用いることなく電動機を高速
応答高精度に速度制御するだめの制御方法に関する。
係シ、特に、速度検出器を用いることなく電動機を高速
応答高精度に速度制御するだめの制御方法に関する。
誘導電動機全周ｅ数変換器あるいはインバータを用いて
速度制御する装置において、高速応答高精度な？１ｊｌ
Ｉ御を可能にするベクトル制御は周知である。しかし、
従来からのものは、すベシ周波数制御方式を基本として
電動機のすベシ周波数及び電動機電流の大きさと位相全
制御する方式であるため、変換器出力周波数金制何する
に際して、電動°機の速度検出信号（または回転角検出
信号）が必要であり、そのため、速度検出器（または回
転位置検出器）並びに検出器と変換装置間の信号ケーブ
ルが必要であって装置が複雑になる欠点があった。この
不具合を解決するため、電動機磁束を検出し、電動機の
電流と周波数を制御する方法が提案されているが、磁束
検出のための積分器（電動機電圧信号全積分する）にド
リフトの問題があり、そのため、特に、低周波運転時に
、十分な検出精度が得られず、安定な運転が行なえない
という不具合があった。また、たとえ磁束検出の問題が
ないとしても、提案された方法はトルク変化時に、磁束
変動が大となる特性をもち、そのため、磁束減少時に磁
束検出精度が下りやはシ安定した運転が行なえないとい
う不具合があった。
速度制御する装置において、高速応答高精度な？１ｊｌ
Ｉ御を可能にするベクトル制御は周知である。しかし、
従来からのものは、すベシ周波数制御方式を基本として
電動機のすベシ周波数及び電動機電流の大きさと位相全
制御する方式であるため、変換器出力周波数金制何する
に際して、電動°機の速度検出信号（または回転角検出
信号）が必要であり、そのため、速度検出器（または回
転位置検出器）並びに検出器と変換装置間の信号ケーブ
ルが必要であって装置が複雑になる欠点があった。この
不具合を解決するため、電動機磁束を検出し、電動機の
電流と周波数を制御する方法が提案されているが、磁束
検出のための積分器（電動機電圧信号全積分する）にド
リフトの問題があり、そのため、特に、低周波運転時に
、十分な検出精度が得られず、安定な運転が行なえない
という不具合があった。また、たとえ磁束検出の問題が
ないとしても、提案された方法はトルク変化時に、磁束
変動が大となる特性をもち、そのため、磁束減少時に磁
束検出精度が下りやはシ安定した運転が行なえないとい
う不具合があった。
さらに従来方法は、正弦波の電流指令パターン信号と実
電流検出信号（交流）との偏差に応じてインバータのＰ
ＷＭ（パルス幅変調）信号全発生する方式のため、その
′こ光制御ループに非常に高速の演算制御が要求され、
それをマイクロコンピュータで実行しようとすれば、そ
の負荷率が増大し、経済性に欠ける問題があった。
電流検出信号（交流）との偏差に応じてインバータのＰ
ＷＭ（パルス幅変調）信号全発生する方式のため、その
′こ光制御ループに非常に高速の演算制御が要求され、
それをマイクロコンピュータで実行しようとすれば、そ
の負荷率が増大し、経済性に欠ける問題があった。
本発明の目的は、速度検出器を用いることなく高速応答
高精度な速度制御が行なえる制御方法を提供するにある
。
高精度な速度制御が行なえる制御方法を提供するにある
。
本発明の特徴は、変換器出力電圧の各相位相基準に対し
て９０度位相差の電動機各相電圧の成分を励磁電流指令
に比例するように制御し、また、各相位相基準に対して
同位相（又は逆位相）の電動機各相電流の成分をトルク
成分電流指令（トルク指令）に比例するように制御する
構成の制御装置において、各相位相基準に対して同位相
（又は逆位相）の電動機各相電圧の成分と回転速度指令
との偏差に応じて、変換器出力電流を制御する第１手法
、各相位相基準に対して９０度位相差の電動機各相電圧
の成分に応じて変換器出力周波数を制御する第２手法金
偏え、電動機の速度制御を行なうことにある。
て９０度位相差の電動機各相電圧の成分を励磁電流指令
に比例するように制御し、また、各相位相基準に対して
同位相（又は逆位相）の電動機各相電流の成分をトルク
成分電流指令（トルク指令）に比例するように制御する
構成の制御装置において、各相位相基準に対して同位相
（又は逆位相）の電動機各相電圧の成分と回転速度指令
との偏差に応じて、変換器出力電流を制御する第１手法
、各相位相基準に対して９０度位相差の電動機各相電圧
の成分に応じて変換器出力周波数を制御する第２手法金
偏え、電動機の速度制御を行なうことにある。
第１図に本発明の一実施例金示すＰＷＭインバータ装置
の回路構成図を示す。１はＧＴＯ（ＧａｔｅＴｕｒｎ−
ｏｆｆ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ ）あるいは、トランジス
タ等の自己消弧素子及びダイオードなどで構成されるＰ
ＷＭインバータ、２は誘導電動機、３は回転速度指令回
路、４は速度指令信号の変化率を制限するための、変化
率制限器、５は速度指令信号と速度検出信号の偏差を増
幅する速度（捕差増幅器、６は電動機電圧の検出用変圧
器、７は変換器出力電圧の各相位相基準に対して同位相
（又は逆位相）の電動機各相′電圧の成分全検出するた
めの電圧成分検出器、８は前述の各相位相基準に対して
９０度位相差の各相電圧成分全検出するための電圧成分
検出器、９は電圧成分検出器８及び変化率制限器４の出
力信号を加算し周波数指令信号全出力する加算器、１０
は周波数指令信号に比例した周波数の二相正弦波信号を
出力する発振器、１１は電動機の励磁電流を指令する１
励磁電流指令回路、１２けインバータ出力＠流を検出す
るための′電流検出器、１３は前述の各相位相基準に対
して９０度位相差の電動機各相電流の成分ｉ、全検出す
るだめの電流成分検出器、１４は前述の各相位相基準に
対して同位相（又は逆位相）の＜動機各相電に弦６）１
号、会、讐、６±令由−トス４広ｊ）〜を漆ζ１りへ捧
由」巳１５は励磁電流指令と電流成分検出器１３の出力
信号の偏差を増幅する電流偏差増幅器、１６は増幅器５
からのトルク成分電流指令ｉｔ＊と電流成分検出器１４
の出力信号の偏差を増幅する電流偏差増幅器、１７は増
幅器１５及び１６からの電圧成分指令信号ｅｄ＊、ｅ、
＊及び発１辰器１０の出力信号に基づいて三相の電圧指
令パターン信号ｅｕ’ｋ。
の回路構成図を示す。１はＧＴＯ（ＧａｔｅＴｕｒｎ−
ｏｆｆ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ ）あるいは、トランジス
タ等の自己消弧素子及びダイオードなどで構成されるＰ
ＷＭインバータ、２は誘導電動機、３は回転速度指令回
路、４は速度指令信号の変化率を制限するための、変化
率制限器、５は速度指令信号と速度検出信号の偏差を増
幅する速度（捕差増幅器、６は電動機電圧の検出用変圧
器、７は変換器出力電圧の各相位相基準に対して同位相
（又は逆位相）の電動機各相′電圧の成分全検出するた
めの電圧成分検出器、８は前述の各相位相基準に対して
９０度位相差の各相電圧成分全検出するための電圧成分
検出器、９は電圧成分検出器８及び変化率制限器４の出
力信号を加算し周波数指令信号全出力する加算器、１０
は周波数指令信号に比例した周波数の二相正弦波信号を
出力する発振器、１１は電動機の励磁電流を指令する１
励磁電流指令回路、１２けインバータ出力＠流を検出す
るための′電流検出器、１３は前述の各相位相基準に対
して９０度位相差の電動機各相電流の成分ｉ、全検出す
るだめの電流成分検出器、１４は前述の各相位相基準に
対して同位相（又は逆位相）の＜動機各相電に弦６）１
号、会、讐、６±令由−トス４広ｊ）〜を漆ζ１りへ捧
由」巳１５は励磁電流指令と電流成分検出器１３の出力
信号の偏差を増幅する電流偏差増幅器、１６は増幅器５
からのトルク成分電流指令ｉｔ＊と電流成分検出器１４
の出力信号の偏差を増幅する電流偏差増幅器、１７は増
幅器１５及び１６からの電圧成分指令信号ｅｄ＊、ｅ、
＊及び発１辰器１０の出力信号に基づいて三相の電圧指
令パターン信号ｅｕ’ｋ。
ｅｖ＊、 ｅｗ” ’ｃ比出力る座標変換器、１８はイ
ンバータ１ｔＰＷＭ制御するだめの三角波の搬送波信号
を出力する発振器、１９は電圧指令パターン信号と搬送
波信号を比較し、インバータのＧ’Ｉ’０をオン、オフ
制御するためのＰＷＭ信号を出力する比較器、２０はＧ
ＴＯにゲート信号全供給するためのゲートアンプである
。なお、１９．２０はけ相に対応した回路であシ、Ｖ相
及びＷ相のそれぞれに対応しては同様の回路があるが、
それらは図示全省略しである。
ンバータ１ｔＰＷＭ制御するだめの三角波の搬送波信号
を出力する発振器、１９は電圧指令パターン信号と搬送
波信号を比較し、インバータのＧ’Ｉ’０をオン、オフ
制御するためのＰＷＭ信号を出力する比較器、２０はＧ
ＴＯにゲート信号全供給するためのゲートアンプである
。なお、１９．２０はけ相に対応した回路であシ、Ｖ相
及びＷ相のそれぞれに対応しては同様の回路があるが、
それらは図示全省略しである。
次に、回路の動作を説明する。先ず、本発明の原理につ
いて述べる。誘導電動機全高速応答に制御する方法とし
てベクトル制御は周知であるが、その制御原理は次のよ
うである。ｆなわち、直交回転磁界座標系の１つの軸全
ｄ軸、それに直交する軸全ｑ軸と仮定し、１次電流のｄ
、ｑ軸成分ｊ＋ａ ＋ ｊｔｑ ｋ次式の関係に制御す
れば、ｉＩｄは励磁電流１１に、またｉｌ、はトルク成
分電流ｉｔに対応させて制御することができる。
いて述べる。誘導電動機全高速応答に制御する方法とし
てベクトル制御は周知であるが、その制御原理は次のよ
うである。ｆなわち、直交回転磁界座標系の１つの軸全
ｄ軸、それに直交する軸全ｑ軸と仮定し、１次電流のｄ
、ｑ軸成分ｊ＋ａ ＋ ｊｔｑ ｋ次式の関係に制御す
れば、ｉＩｄは励磁電流１１に、またｉｌ、はトルク成
分電流ｉｔに対応させて制御することができる。
＋＊＋＋＝Ｊ−７〒〒藷 ・・・・・・・・・・・・（
１）１ｑ θ＝ｊａｎ−１−＝−・・・・・・・・・・・・・・・
（３）＋１に こに、ｉ、Ｈ１１次電 流８ ：すベシ角周波数 Ｔ２ ：電動機２次時定数 θ：ｄ軸に対する１次′心流の位相 すなわち、電＋１？！！嵌１次電流の太ささを（１）式
に従い制御し、電動機周波数音すベシ周波数が（２）式
を満足するように制御し、かつ、１次電流の位相を（３
）式に関係して制御するならば、ｉ＋ａに応じて磁束φ
を、寸だ、ｉＩｑに応じてトルクＴを、それぞれ、独立
に＋ｆｆ１Ｊ御することができる。このとき、トルクＴ
は次式のように’Ｉｑに対して応答遅れなしに制御され
る。
１）１ｑ θ＝ｊａｎ−１−＝−・・・・・・・・・・・・・・・
（３）＋１に こに、ｉ、Ｈ１１次電 流８ ：すベシ角周波数 Ｔ２ ：電動機２次時定数 θ：ｄ軸に対する１次′心流の位相 すなわち、電＋１？！！嵌１次電流の太ささを（１）式
に従い制御し、電動機周波数音すベシ周波数が（２）式
を満足するように制御し、かつ、１次電流の位相を（３
）式に関係して制御するならば、ｉ＋ａに応じて磁束φ
を、寸だ、ｉＩｑに応じてトルクＴを、それぞれ、独立
に＋ｆｆ１Ｊ御することができる。このとき、トルクＴ
は次式のように’Ｉｑに対して応答遅れなしに制御され
る。
Ｔ＝］（φ・ｌＩｑ ・・・・・・・・・・・・（４）
ここに、ｋ：比例定数 （１）〜（３）式の制卸条件を速度検出器を用いること
なしに実現し、高速応答の速度制御が行なえるようにす
る。以下、第１図の回路動作につき説明する。
ここに、ｋ：比例定数 （１）〜（３）式の制卸条件を速度検出器を用いること
なしに実現し、高速応答の速度制御が行なえるようにす
る。以下、第１図の回路動作につき説明する。
先ず、１次′覗流が（１）及び（３）式に従い制御され
る動作について述べる。発掘器１０は加算器９からの周
波数指令信号に比例した周波数の二相正弦波信号を出力
する。これらの信号は互いに９０度の位相差金もち、Ｃ
ｏＳωＩ ｔ＊ ５１０ω１ｔで示される。
る動作について述べる。発掘器１０は加算器９からの周
波数指令信号に比例した周波数の二相正弦波信号を出力
する。これらの信号は互いに９０度の位相差金もち、Ｃ
ｏＳωＩ ｔ＊ ５１０ω１ｔで示される。
座標変換器１７で、これらの信号と′鑞圧指令信号ｅｄ
＊及びｅ、１ｋに基づいて、次式の演算を行ない、三相
の′重圧指令パターン信号ｅＵ＊〜ｅｗ本が取シ出され
る。
＊及びｅ、１ｋに基づいて、次式の演算を行ない、三相
の′重圧指令パターン信号ｅＵ＊〜ｅｗ本が取シ出され
る。
このとき ６ ｕ 傘〜ｅｗ＊ は次式のように表せる
。
。
ωｌ ：発振器１０の出力信号の角周波数なお、信号ｅ
Ｕ傘〜ｅｗ＊は（５）（６）式の関係（直交座標変換）
によらずとも（７）（８）式に基づいて極座標変換によ
り直接取シ出すこともできる。
Ｕ傘〜ｅｗ＊は（５）（６）式の関係（直交座標変換）
によらずとも（７）（８）式に基づいて極座標変換によ
り直接取シ出すこともできる。
（７）式で、δ＝０（ｅｄ亭＝０）における各相電圧位
相−ｓｉ＋ω、ｔ、５ｉｎ（ωＩｔ ａπ）及び一５ｉ
ｎ （ω＋ を十ａπ）は前述の発振器１０の出力信号
ｃｏｓω１を及びｓｉｎω、１と一定した関係にあるが
、これら各相電圧位相をここで改めて変換器出力電圧の
各相位相基準と定義する。
相−ｓｉ＋ω、ｔ、５ｉｎ（ωＩｔ ａπ）及び一５ｉ
ｎ （ω＋ を十ａπ）は前述の発振器１０の出力信号
ｃｏｓω１を及びｓｉｎω、１と一定した関係にあるが
、これら各相電圧位相をここで改めて変換器出力電圧の
各相位相基準と定義する。
インバーターの各相出力電圧（基本枝分）は比較器１９
の動作に従い、各電圧指令パクーン信号ＣＵ本〜ｅｗ＊
に比例するように制御される。
の動作に従い、各電圧指令パクーン信号ＣＵ本〜ｅｗ＊
に比例するように制御される。
この結果、電＠機には次式の電流ｉυ〜！Ｗが流れる。
！ｗ＝ Ｂｓ１ｏ（ωｌｔ＋−π−δ−ψ）７・ここに
、Ｂ：ｆｉ流の大きさ ψ：力率角 そして電流成分検出器１３．１４で次式に従い、電流成
分’ｌｄ ＋ ｉｌ９が検出される。
、Ｂ：ｆｉ流の大きさ ψ：力率角 そして電流成分検出器１３．１４で次式に従い、電流成
分’ｌｄ ＋ ｉｌ９が検出される。
ここに、１ａ＝ｉＵ
このとき、’ｌｄ及びｉｌ、は次式のように表せる。
増幅器１５及び１６において、励磁電流指令１、、＊と
信号１１６、また、トルク成分電流指令ｉｔ本と信号１
厘、の偏差が増幅され、信号ｅｄ＊及びｅ、ネが取シ出
され、ｉ、ｄはｉ−に、また、１８．はｉ、ヤに一致す
るよう１ム１］御される。電流Ｉ Ｕ □ ｌ ｗは次
式のように表せる。
信号１１６、また、トルク成分電流指令ｉｔ本と信号１
厘、の偏差が増幅され、信号ｅｄ＊及びｅ、ネが取シ出
され、ｉ、ｄはｉ−に、また、１８．はｉ、ヤに一致す
るよう１ム１］御される。電流Ｉ Ｕ □ ｌ ｗは次
式のように表せる。
ｉυ＝ １３ｃｏｓ （（ＩＪ、 ｊ十〇） へｒｗ＝
ｆ３ｃｏｓ（ωＨｔ＋−ｙｒ＋ｔ） ） ／ここに、Ｂ
” Ｖ” Ｈｄ２＋１１ ｑ ” ・・・・・・用α
Ｑθ＝−一（δ＋ψ） 従って、（１）及び（３）式の関係は（至）及びαく式
よシ満足される。
ｆ３ｃｏｓ（ωＨｔ＋−ｙｒ＋ｔ） ） ／ここに、Ｂ
” Ｖ” Ｈｄ２＋１１ ｑ ” ・・・・・・用α
Ｑθ＝−一（δ＋ψ） 従って、（１）及び（３）式の関係は（至）及びαく式
よシ満足される。
次に（２）式全満足させる動作原理について説明する。
もし、（１）〜（３）式の関係が保たれるならば、ｄ軸
は磁束軸に一致し、磁束に関し、次式が成立する。
は磁束軸に一致し、磁束に関し、次式が成立する。
ここに翫 φｄ、φ９：各軸の磁束成分φ：２次鎖交磁
束 従って、逆にφｄ及びφ、が上式の値となるように１次
周彼奴全制御するならば、（２）式の関係が満足される
。φは誘導起電力とじて検出できるため、それに応じて
１次周波数を制御すれば、（温式の関係が得られる。次
に詳しくこの動作について説明する。
束 従って、逆にφｄ及びφ、が上式の値となるように１次
周彼奴全制御するならば、（２）式の関係が満足される
。φは誘導起電力とじて検出できるため、それに応じて
１次周波数を制御すれば、（温式の関係が得られる。次
に詳しくこの動作について説明する。
第２図は、各電流指令’ｍ” （” ３１ ｄ ）及び
ｊ、＋ｋ（＝ｊｌｑ）が一定と仮定した場合における、
すべり角周波数ωＳに対する電動機磁束の変化を示す。
ｊ、＋ｋ（＝ｊｌｑ）が一定と仮定した場合における、
すべり角周波数ωＳに対する電動機磁束の変化を示す。
φｄ及びφ、はｄ軸及びｑ軸の各磁束成分、φはφ、及
びφ、のベクトル合成磁束である。第２図（ａ）はｉ−
が正の定格（［（電動運転）、第２図（ｂ）はｉ−が零
（無負荷）第２図（Ｃンはｉｔ＊が負の定格値（回生運
転）の各場合を示す。
びφ、のベクトル合成磁束である。第２図（ａ）はｉ−
が正の定格（［（電動運転）、第２図（ｂ）はｉ−が零
（無負荷）第２図（Ｃンはｉｔ＊が負の定格値（回生運
転）の各場合を示す。
（ａ）において、Ｘ印がφｄ−φ（基準値）及びφ９＝
０金、勇足する正規の動作点である。この動作点よシす
ベク角周波教ωＢが変動すると、φ９キＯとなり、正規
動作点を境にして極性が変化する。そこで、φ、〉０の
ときは一次周波数ｆ＋ 全上げ、φｑ＜ｏのときは下げ
るようにしてφ、に応じてωＳを修正制御すれば動作点
は正規の状態に還る。すなわち（２）式を満足するよう
な運転が行なえる。（ｂ）及び（Ｃ）でも上述した制御
により同様に所期の運転が行なえる。
０金、勇足する正規の動作点である。この動作点よシす
ベク角周波教ωＢが変動すると、φ９キＯとなり、正規
動作点を境にして極性が変化する。そこで、φ、〉０の
ときは一次周波数ｆ＋ 全上げ、φｑ＜ｏのときは下げ
るようにしてφ、に応じてωＳを修正制御すれば動作点
は正規の状態に還る。すなわち（２）式を満足するよう
な運転が行なえる。（ｂ）及び（Ｃ）でも上述した制御
により同様に所期の運転が行なえる。
以上が（２）式を満足させるだめの動作原理であるが、
次に第１図の回路における上記関係の動作につき説明す
る。
次に第１図の回路における上記関係の動作につき説明す
る。
電圧成分検出シ３７及び８で、次式に従い電動機電圧の
２軸数分、すなわち、前述の各相位相基準に対して９０
度位相差の成分ｅ、及び同位相（又は逆位相）の成分ｅ
、全各々検出する。
２軸数分、すなわち、前述の各相位相基準に対して９０
度位相差の成分ｅ、及び同位相（又は逆位相）の成分ｅ
、全各々検出する。
ここに、ｖａ＝ｖＵ
ｅ６：検出器８の出力信号
ｅｑ：検出器７の出力信号
ＶＤ−Ｖｗ：電動機各相′６圧
ｅｄ及びｅ、は電動機の漏れインピーダンス降下の影響
全無視すれば、前述しだφ４及びφ、とａ′Ｉ）式の関
係がある。
全無視すれば、前述しだφ４及びφ、とａ′Ｉ）式の関
係がある。
なお、漏れインピーダンス降下分の補正は、例えば電流
検出器１２からの電流検出信号に基づいてインピーダン
ス降下分を演算検出し、電圧信号ｖ ｕ ””’ ｖ
ｗ 、または、Ｖａ及びＶβからその降下分を差し引く
か、あるいは、００式の演算後に電流成分指令信号ｉ−
及びｉ−１あるいは、電流成分検出信号１１６及び１１
．に基づいて、インピーダンス降下の各軸成分全演算し
、検出器７及び８の出力信号からそれら全差し引くこと
によシ行なうことができる。
検出器１２からの電流検出信号に基づいてインピーダン
ス降下分を演算検出し、電圧信号ｖ ｕ ””’ ｖ
ｗ 、または、Ｖａ及びＶβからその降下分を差し引く
か、あるいは、００式の演算後に電流成分指令信号ｉ−
及びｉ−１あるいは、電流成分検出信号１１６及び１１
．に基づいて、インピーダンス降下の各軸成分全演算し
、検出器７及び８の出力信号からそれら全差し引くこと
によシ行なうことができる。
すなわち、ｅｄによシφ、相当の信号が、また、ｅ、に
よりφｄ相当の信号がそれぞれ検出される。
よりφｄ相当の信号がそれぞれ検出される。
信号ｅｄは変化率制限器４の出力信号と共に加算器９に
加えられる。このとき、ｅｄが負（φ、〉０に相当）の
場合は、加算器９の出力信号が大、すなわち、インバー
タ出力周波数ｆ＋が上昇する極性で加算される。このよ
うにして、前述した原理に従い、常にｅａ＝０（φ、＝
０）となるようにｆｌが１１ｊ８御され、そして、すベ
シ角周波数ω８は正規動作点の値に制御される。
加えられる。このとき、ｅｄが負（φ、〉０に相当）の
場合は、加算器９の出力信号が大、すなわち、インバー
タ出力周波数ｆ＋が上昇する極性で加算される。このよ
うにして、前述した原理に従い、常にｅａ＝０（φ、＝
０）となるようにｆｌが１１ｊ８御され、そして、すベ
シ角周波数ω８は正規動作点の値に制御される。
一方、逆出信号ｅ、は、α９式に示すように、φｄ及び
角周波数ω１に比例するが、正規動作点における磁束φ
６は励磁電流指令ｌ−に比例することから ｉ 、＊が
一定であればｅ、はω１に比例する。
角周波数ω１に比例するが、正規動作点における磁束φ
６は励磁電流指令ｌ−に比例することから ｉ 、＊が
一定であればｅ、はω１に比例する。
さらに、すべり角円波数ω８は（２）式の関係から１−
（＝： １ｌｑ）に比例するため、速度信号ω１は次式
の関係に従い検出できる。この演算は加算点２１で行な
われる。
（＝： １ｌｑ）に比例するため、速度信号ω１は次式
の関係に従い検出できる。この演算は加算点２１で行な
われる。
ωｒ ” ｋ、ｅｑｋ２１ ｔ” ・・・・・１団・α
椋ここに、ｋＩ ＋ ｋ２ ：比例定数 そして増幅器５において、変化率制限ａ４からの速度指
令信号と信号ω１のＢＭが増幅され、トルク成分７す５
流指令ｉ、＊が取シ出される。トルクＴは（４）式の関
係より、ｉ、”（＝ｉｌ、）に比例するので、回転速度
は指令に応じて制御される。
椋ここに、ｋＩ ＋ ｋ２ ：比例定数 そして増幅器５において、変化率制限ａ４からの速度指
令信号と信号ω１のＢＭが増幅され、トルク成分７す５
流指令ｉ、＊が取シ出される。トルクＴは（４）式の関
係より、ｉ、”（＝ｉｌ、）に比例するので、回転速度
は指令に応じて制御される。
本発明によれば、速度検出器を用いることなく、従来の
ベクトル制御と同様に、高速応答の速度制御が行なえる
制御方法を提供することができる。
ベクトル制御と同様に、高速応答の速度制御が行なえる
制御方法を提供することができる。
実施例では、信号ｉ−は指令回路１１によシ設定される
が、その設定にはｅ、が所定値となるよう初期調節が必
要である。それ全省略できる？）′にしたものが、第３
図に示すものである。２２は加算器９からの周波数指令
信号ω１と信号ｅ、の偏差に応じて励磁電流指令の補正
信号Δｉｎ”を出力する増幅器、２３は励磁電流指令の
基準値ｉ工＊ネ全出力する励磁電流設定回路、２４は基
準値ｉｏ峠と補正信号Δｉ−を加算する加算器である。
が、その設定にはｅ、が所定値となるよう初期調節が必
要である。それ全省略できる？）′にしたものが、第３
図に示すものである。２２は加算器９からの周波数指令
信号ω１と信号ｅ、の偏差に応じて励磁電流指令の補正
信号Δｉｎ”を出力する増幅器、２３は励磁電流指令の
基準値ｉ工＊ネ全出力する励磁電流設定回路、２４は基
準値ｉｏ峠と補正信号Δｉ−を加算する加算器である。
ｅ、（σφｄ）とｉ−は比例関係にあるため、もし、ｅ
、が所定１直よシ小であれば１ノを増加方向に、逆の場
合は減少方向に変化させることＫより、ｅｑを所定値に
制御できる。
、が所定１直よシ小であれば１ノを増加方向に、逆の場
合は減少方向に変化させることＫより、ｅｑを所定値に
制御できる。
増幅器２２で、信号ω１と信号ｅ、を突き合わせ、その
１扁差が零となるように制御することがら、ｋ１ω、＝
ｅ、 ・・・・・・山・・・・・・・・・０すすなわち
、 ｅ、／ωＩ−ｋｌ ・・・・・・・・ｎ１・・・・・・
（ＩＩ’ここに、ｋｌ ：比例定数 φ、１（：ｅ、／ω１）を自動的に所定値に保つことが
でき、実施例におけるような！−の初期調節は不要であ
る。さらに磁束φ、全全トルク変化時どを含め常に所定
値に保持できるため、磁束の減少による磁束（電圧）検
出精度並びにトルクの低下が起こらず、安定な運転が行
なえる。
１扁差が零となるように制御することがら、ｋ１ω、＝
ｅ、 ・・・・・・山・・・・・・・・・０すすなわち
、 ｅ、／ωＩ−ｋｌ ・・・・・・・・ｎ１・・・・・・
（ＩＩ’ここに、ｋｌ ：比例定数 φ、１（：ｅ、／ω１）を自動的に所定値に保つことが
でき、実施例におけるような！−の初期調節は不要であ
る。さらに磁束φ、全全トルク変化時どを含め常に所定
値に保持できるため、磁束の減少による磁束（電圧）検
出精度並びにトルクの低下が起こらず、安定な運転が行
なえる。
前記実施例は、ｃｄ及びｅｑｆ検出し前述した制御を行
なうものであったが、第３Ａ図に示すように増幅器１５
及び１６の出力信号ｅｄ＊及びｅ−ｋｅｄ及びｅ、の代
シに用いても同様の制御を行なわせることができる。な
ぜなら、電動機電圧ｅυ〜ｅｗは信号ｅｄ＊及びｅｑ”
を座標変換して得られた電圧指令パターン信号ｅＵ＊〜
ｅ−に比例して制御されるが、電圧成分検出器７及び８
は電動機電圧ｅＵ−ｅＶから前述の逆変換を行ないｅｄ
及びｅ９を検出するものであるため、ｃｄ傘とｅ。
なうものであったが、第３Ａ図に示すように増幅器１５
及び１６の出力信号ｅｄ＊及びｅ−ｋｅｄ及びｅ、の代
シに用いても同様の制御を行なわせることができる。な
ぜなら、電動機電圧ｅυ〜ｅｗは信号ｅｄ＊及びｅｑ”
を座標変換して得られた電圧指令パターン信号ｅＵ＊〜
ｅ−に比例して制御されるが、電圧成分検出器７及び８
は電動機電圧ｅＵ−ｅＶから前述の逆変換を行ないｅｄ
及びｅ９を検出するものであるため、ｃｄ傘とｅ。
及びｅ、＊とｅ、は略一致するからである。このように
して、信号ｅｄ＊及びｅ ＋＋” ｆ−用いれば電圧成
分検出器７及び８′ｆ：省略できるため、回路構成（制
御演算内容）が大幅に簡素化される。
して、信号ｅｄ＊及びｅ ＋＋” ｆ−用いれば電圧成
分検出器７及び８′ｆ：省略できるため、回路構成（制
御演算内容）が大幅に簡素化される。
第３図の実施例全マイクロプロセッサを用いて実現した
ものを第５図に示す。５０は電圧指令値の振幅Ａ （ｎ
） 、δ（ｎ）、及び角周波数指令ωｓ ” （ｎ）よ
り（７）式の電圧指令に相当した信号を演算し、さらに
、搬送波信号との比較によｊＯＰＷＭパルス金発生する
ＰＷＭ発生回路、５１は角周波数指令ω＋”（ｎ）と電
流検出器１２で検出される（９）式の電流とよシ、０９
式で示されるｄ輔、ｑ軸電流成分ｉＩｄ＊ ｉＩｑを検
出する電流成分検出器、５２はω−（ｎ）と電圧検出用
変圧器で検出する電動機各相電圧ｖ、、ｖ、。
ものを第５図に示す。５０は電圧指令値の振幅Ａ （ｎ
） 、δ（ｎ）、及び角周波数指令ωｓ ” （ｎ）よ
り（７）式の電圧指令に相当した信号を演算し、さらに
、搬送波信号との比較によｊＯＰＷＭパルス金発生する
ＰＷＭ発生回路、５１は角周波数指令ω＋”（ｎ）と電
流検出器１２で検出される（９）式の電流とよシ、０９
式で示されるｄ輔、ｑ軸電流成分ｉＩｄ＊ ｉＩｑを検
出する電流成分検出器、５２はω−（ｎ）と電圧検出用
変圧器で検出する電動機各相電圧ｖ、、ｖ、。
ｖ、とよシミＱ式で示すｄ軸、ｑｉｉ１１１電圧成分ｃ
ｄ。
ｄ。
ｅ、全検出する′電圧成分検出器、５３はマイクロプロ
セッサ、５４はプログラム及びデータを記憶するメモリ
、５５は速度指令などの指令及び電流、速度などのアン
サーバック信号を上記とインタフェースするインタフェ
ース回路である。
セッサ、５４はプログラム及びデータを記憶するメモリ
、５５は速度指令などの指令及び電流、速度などのアン
サーバック信号を上記とインタフェースするインタフェ
ース回路である。
第６図は、マイクロプロセッサで本発明を実施するフロ
ーチャート例である。才ず、演算される速度帰還値ω、
（ｎ）がＯに初期設定されている、割込みにより、演算
が起動され、５において、速度指令ω、”（ｎ）及び励
磁電流指令ｉ 、、＊ ＊（Ｈ） を取シ込む、次に、
１０で帰還ｉｉＭ ｉ＋ ｑ （ｎ）及びｉ、ｄ（ｎ）
を電流成分検出器よ、！ｌ）、ｅｄ（１１）ｎ及びｅ
、（ｎ） を電圧成分検出器より取シ込む、次に、１５
で角周波数指令ω、”（ｎ）全５で取シ込んだ速度指令
ω−（ｎ）と１０で取り込んだｅ、（ｎ） よシ演算す
る。次に、励磁電流ｉ 、、”（ｎ）を１５で演算した
ω、”（ｎ）と１０で取シ込んだｅ 、（ｎ）より演算
する。次に、２５で５で取シ込んだ速度指令ω、”（ｎ
）と速度帰還値ω、＋１） （但し、初期はω冷１−〇
）とよシトルク電流指令ｉ 、＊（ｎ）を演算する。
ーチャート例である。才ず、演算される速度帰還値ω、
（ｎ）がＯに初期設定されている、割込みにより、演算
が起動され、５において、速度指令ω、”（ｎ）及び励
磁電流指令ｉ 、、＊ ＊（Ｈ） を取シ込む、次に、
１０で帰還ｉｉＭ ｉ＋ ｑ （ｎ）及びｉ、ｄ（ｎ）
を電流成分検出器よ、！ｌ）、ｅｄ（１１）ｎ及びｅ
、（ｎ） を電圧成分検出器より取シ込む、次に、１５
で角周波数指令ω、”（ｎ）全５で取シ込んだ速度指令
ω−（ｎ）と１０で取り込んだｅ、（ｎ） よシ演算す
る。次に、励磁電流ｉ 、、”（ｎ）を１５で演算した
ω、”（ｎ）と１０で取シ込んだｅ 、（ｎ）より演算
する。次に、２５で５で取シ込んだ速度指令ω、”（ｎ
）と速度帰還値ω、＋１） （但し、初期はω冷１−〇
）とよシトルク電流指令ｉ 、＊（ｎ）を演算する。
速度帰還値ω、（ｎ）は１０で取り込んでｅ、（ｎ）と
トルク電流指令ｉ、”（−）より３０において演算し、
励磁′電流指令ｉ、＊（ｎ）とｄ軸成分電流検出ｉ、ｄ
（ｎ）とよ５ｄ軸軸数電圧指令ｅ＋”（”）’ｌｉ＝、
）ルク電流指令ｉ 、＊（Ｈ）とｑ軸成分電流検出’ｔ
ｑ（ｎ）とよシｑ軸成分電圧指令ｅｑ”（ｎ）ｅ ３５
で演算する。この演算結果より、’ＰＷＭパルス発生回
路５０に与える電圧指令値の畳幅Ａ（ｎ）及びδ０）全
演算する。以上の演算結果よりＰＷＭパルス回路５０に
はＡ（ｎ）、 δ（ｎ）及びω、”（ｎ）が出力され、
電流成分検出器５１、電圧成分検出器５２にはωｔ”（
ｎ）が出力され、第３図と同様の制御を行なうことがで
きる。
トルク電流指令ｉ、”（−）より３０において演算し、
励磁′電流指令ｉ、＊（ｎ）とｄ軸成分電流検出ｉ、ｄ
（ｎ）とよ５ｄ軸軸数電圧指令ｅ＋”（”）’ｌｉ＝、
）ルク電流指令ｉ 、＊（Ｈ）とｑ軸成分電流検出’ｔ
ｑ（ｎ）とよシｑ軸成分電圧指令ｅｑ”（ｎ）ｅ ３５
で演算する。この演算結果より、’ＰＷＭパルス発生回
路５０に与える電圧指令値の畳幅Ａ（ｎ）及びδ０）全
演算する。以上の演算結果よりＰＷＭパルス回路５０に
はＡ（ｎ）、 δ（ｎ）及びω、”（ｎ）が出力され、
電流成分検出器５１、電圧成分検出器５２にはωｔ”（
ｎ）が出力され、第３図と同様の制御を行なうことがで
きる。
前記実施例では、ｅｄ及びｅｑｆｆｉ検出しφ、が零と
なるように、また、φｄは所定値となるように周波数及
び励磁電流を制御したが、磁束成分φｄ及びφ、を直接
検出し同様の制御を行なうものであっても同様の効果が
得られる。第４図はその実施例の回路構成図である。磁
束検出器２５は次式に従い電動機電圧を二相交流信号ｖ
ａ及びＶβに変換し、それらを積分することによシ磁束
φ、及びφβを検出する。
なるように、また、φｄは所定値となるように周波数及
び励磁電流を制御したが、磁束成分φｄ及びφ、を直接
検出し同様の制御を行なうものであっても同様の効果が
得られる。第４図はその実施例の回路構成図である。磁
束検出器２５は次式に従い電動機電圧を二相交流信号ｖ
ａ及びＶβに変換し、それらを積分することによシ磁束
φ、及びφβを検出する。
ここで、ｒｌ及びｘｉは磁束の検出精度金高めるために
電動機の漏れインピーダンス降下を電動機電流を用いて
、ｆ１旧賞していること金示す。
電動機の漏れインピーダンス降下を電動機電流を用いて
、ｆ１旧賞していること金示す。
゛ 磁束成分検出器２６及び２７は、次式に従い磁束成
分φ、及びφ９全検出する。
分φ、及びφ９全検出する。
信号φ、は加算器３０に加えられ、それが正のとき加算
器３０の出力信号が上昇する極性関係にて加算される。
器３０の出力信号が上昇する極性関係にて加算される。
φ９とｅｄは０９式の関係があることから、前記実施例
と同様の動作が行なわれる。
と同様の動作が行なわれる。
咬だ、磁束量差増幅器２９は磁束指令回路２８からの磁
束指令信号と信号φｄの偏差を増幅して励磁電流指令の
補正信号Δ１ 、、＊ｆ比出力る。そして、前記実施例
と同様にφ４は所定値に制御される。
束指令信号と信号φｄの偏差を増幅して励磁電流指令の
補正信号Δ１ 、、＊ｆ比出力る。そして、前記実施例
と同様にφ４は所定値に制御される。
また、速度信号ω１は加算点２１において加算器３０か
らの周波数指令信号ωｌから前記実施例と同様にしてす
べり周波数分を差し引いて検出し、前述と同様に速度制
御を行なう。このようにして第３図の実施例と同様の効
果が得られる。
らの周波数指令信号ωｌから前記実施例と同様にしてす
べり周波数分を差し引いて検出し、前述と同様に速度制
御を行なう。このようにして第３図の実施例と同様の効
果が得られる。
なお、磁束成分φｄと磁束φ（＝ し了り〒７７）は第
２図に示す関係にあるため、φ全検出しφｄの代シに用
いても同様の動作が行える。同様にφに比例するｅ （
−ｍ ）、を検出いｄの代シに用いてもよい。なお、ｅ
は電動機電圧の基本疲労の振幅値を、また、φは電動機
電圧を積分して得た磁束信号の振幅値全検出することに
よシ得られる。
２図に示す関係にあるため、φ全検出しφｄの代シに用
いても同様の動作が行える。同様にφに比例するｅ （
−ｍ ）、を検出いｄの代シに用いてもよい。なお、ｅ
は電動機電圧の基本疲労の振幅値を、また、φは電動機
電圧を積分して得た磁束信号の振幅値全検出することに
よシ得られる。
なお、以上の実施例では、ＰＷＭ（パルス幅変調）イン
バータへの適用例について述べたが、他の種類のインバ
ータであってもその出力周波数及び出力電圧（電流）が
制御可能なものであれば本発明を適用することができる
。
バータへの適用例について述べたが、他の種類のインバ
ータであってもその出力周波数及び出力電圧（電流）が
制御可能なものであれば本発明を適用することができる
。
本発明によれば、磁束検出のために積分器全使用しない
ためドリフトの問題がなく、また、電動機電圧ｅ、に応
じて励磁電流を制御するため、さらに急峻に変化する実
電動機電流全直接フィードバック制御する電流制御ルー
プをもたないためマイクロコンピュータ使用時における
その負荷率が軽減する。
ためドリフトの問題がなく、また、電動機電圧ｅ、に応
じて励磁電流を制御するため、さらに急峻に変化する実
電動機電流全直接フィードバック制御する電流制御ルー
プをもたないためマイクロコンピュータ使用時における
その負荷率が軽減する。
第１図は本発明の一実施例を示すインバータ装置の回路
図、第２図は本発明の詳細な説明するたガー曳し に めの特性図、第３図７第４図は本発明の他の実施、例の
インバータ装置の回路図である。 １・・・インバータ、２・・・訪導寛動機、３・・・速
度指令回路、５・・・速度偏差増幅器、７，８・−・電
圧成分検出器、１０・・・発掘器、１３．１４・・・電
流成分検出器、１５．１６・・・電流偏差増幅器。 代理人 弁理士 高橋明夫 ′＄ ２厘 （Ｃ） 贋 第 ５ 図 ■ ｚ 菌
図、第２図は本発明の詳細な説明するたガー曳し に めの特性図、第３図７第４図は本発明の他の実施、例の
インバータ装置の回路図である。 １・・・インバータ、２・・・訪導寛動機、３・・・速
度指令回路、５・・・速度偏差増幅器、７，８・−・電
圧成分検出器、１０・・・発掘器、１３．１４・・・電
流成分検出器、１５．１６・・・電流偏差増幅器。 代理人 弁理士 高橋明夫 ′＄ ２厘 （Ｃ） 贋 第 ５ 図 ■ ｚ 菌
Claims (1)
- １．８４電動機と、この誘導電動機に可変周波数の交流
を供給する変換器、この変換器の出力電圧及び周波数を
制御するだめの制御装置からなる電動（良制御装置にお
いて、 変換器出力′電圧の各相位相基準に対して９０度位相差
の電動機各相電流の成分全励磁電流指令に比例するよう
に制御し、また、前記各相位相基準に対して同位相の竜
！４１Ｉ機各相電流の成分全トルク成分電流指令に比例
するように制御する構成の制御装置を備え、Ｔ’ａ＋動
磯゛硯圧検出信号、あるいは、変換器の出力周波数指令
と回転速度指令との篩差に応じて変換器出力電流を制御
する第１手法、変換器出力？ワ：圧の各相位相基準に対
して９０度位相差の゛成４ｒｈ機各相電圧の成分あるい
は前記各相位相基準に対して同位相（又は逆位相）の電
動機各相鎖交磁束に応じて変換器出力周波数を制御する
第２手法を備え、電動機の速度制御を行うようにしたこ
とを特徴とする誘導電動機の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58190807A JPS6084992A (ja) | 1983-10-14 | 1983-10-14 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58190807A JPS6084992A (ja) | 1983-10-14 | 1983-10-14 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6084992A true JPS6084992A (ja) | 1985-05-14 |
| JPH0561876B2 JPH0561876B2 (ja) | 1993-09-07 |
Family
ID=16264070
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58190807A Granted JPS6084992A (ja) | 1983-10-14 | 1983-10-14 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6084992A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63171182A (ja) * | 1986-12-29 | 1988-07-14 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の可変速駆動装置 |
| US4944988A (en) * | 1987-12-29 | 1990-07-31 | Oji Paper Co., Ltd. | Ink jet recording sheet and process for producing same |
| JP2010273400A (ja) * | 2009-05-19 | 2010-12-02 | Nippon Reliance Kk | 誘導電動機制御装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54121921A (en) * | 1978-03-14 | 1979-09-21 | Toshiba Corp | Induction motor controller |
-
1983
- 1983-10-14 JP JP58190807A patent/JPS6084992A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54121921A (en) * | 1978-03-14 | 1979-09-21 | Toshiba Corp | Induction motor controller |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63171182A (ja) * | 1986-12-29 | 1988-07-14 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の可変速駆動装置 |
| US4944988A (en) * | 1987-12-29 | 1990-07-31 | Oji Paper Co., Ltd. | Ink jet recording sheet and process for producing same |
| JP2010273400A (ja) * | 2009-05-19 | 2010-12-02 | Nippon Reliance Kk | 誘導電動機制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0561876B2 (ja) | 1993-09-07 |
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