JPH0634724A

JPH0634724A - 誘導電動機のベクトル制御装置におけるモータ定数同定方法

Info

Publication number: JPH0634724A
Application number: JP18830792A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Yamamoto; 陽一山本; Tsugutoshi Otani; 継利大谷
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 1992-07-15
Filing date: 1992-07-15
Publication date: 1994-02-10
Anticipated expiration: 2020-01-12
Also published as: JP3609098B2

Abstract

(57)【要約】【目的】誘導電動機のモータ定数である、二次回路時
定数と励磁インダクタンスの設定を精度よく自動的に行
う。【構成】一次抵抗と漏れインダクタンスを正しく設定
し、これら一次抵抗と漏れインダクタンスの補償を行な
い、誘導電動機の回転を停止させた状態で、交番磁束が
発生するように正弦波の励磁電流指令を与え、電動機磁
束と電流指令値から導かれる電流モデル磁束の位相差が
零となるように二次回路時定数を同定し、電動機磁束と
電流モデル磁束の振幅差が零となるように誘導電動機の
励磁インダクタンスを同定し、これら二次回路時定数お
よび励磁インダクタンスを用いて二次抵抗を同定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は誘導電動機のベクトル制
御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】誘導電動機の可変速制御として応答性と
精度の両者に優れたすべり周波数制御方式が知られてお
り、特に電動機の一次電流を励磁電流とトルク電流とに
分けて制御し、二次磁束とトルク電流を常に直交するよ
うに制御することで直流電動機と同等の応答性を得るこ
とのできるベクトル制御方式が実施され、近年、速度セ
ンサ（ＰＧ）を除去（以下、ＰＧレスと略す）し、単純
化と耐環境性の向上が図られている。通常、ＰＧレスシ
ステムは、図６に示されているように、交流電源を直流
に変換するダイオードとコンデンサからなるコンバータ
（変換器）部と、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の電流制御器出力の
電圧指令をサイリスタやＩＧＢＴ等のスイッチング素子
を用いてＰＷＭ信号に変調し、交流電圧を発生するイン
バータ（逆変換）部からなる電圧形ＰＷＭインバータ２
０１、誘導電動機２０２、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に流れる電
流を検出する電流検出器２０６，２０７，２０８、Ｕ，
Ｖ，Ｗのそれぞれの相間の電圧を検出する電圧検出器２
０５、ベクトル制御を行うベクトル制御装置２０３およ
び指令発生器２０４からなる。

【０００３】図７はベクトル制御装置２０３のブロック
図である。このベクトル制御装置２０３は、係数器１０
９，１２０と、積分器１１２と、位相θ₁ ^*を入力とし、
ｅｘｐ（ｊθ₁ ^*）、つまり、ｃｏｓθ₁ ^*＋ｊｓｉｎθ₁ ^*
を発生する関数発生器１１３と、磁束ベクトルの方向
（以下、「ｄ軸」と称す。）とそれに直交する方向（以
下、「ｑ軸」と称す。）に成分を持つベクトルを、Ｕ，
Ｖ，Ｗ相の互いに１２０度の位相差を持つ方向の成分に
変換する二相／三相変換器１０６と、ｄ軸成分αとｑ軸
成分βに対する

【０００４】

【数１】のベクトル、つまり振幅

【０００５】

【数２】、位相ｔａｎ^-1（β／α）を演算するベクトル演算器１
０４と、ベクトル

【０００６】

【外１】とｅｘｐ（ｊθ₁ ^*）を入力とし、位相をθ₁ ^*＋ｔａｎ^-1
（β／α）とするベクトル回転器１０５と、励磁電流指
令

【０００７】

【外２】をｄ軸成分に持ち、ｑ軸成分は零であるベクトルをつく
るベクトル演算器１１１と、このベクトルとｅｘｐ（ｊ
θ₁ ^*）から振幅を

【０００８】

【外３】、位相をθ₁ ^*とする励磁電流指令ベクトル

【０００９】

【外４】を作成するベクトル回転器１１４と、電圧検出器２０５
から得られた一次電圧ベクトル

【００１０】

【外５】、および電流検出器２０６，２０７，２０８から得られ
た一次電流ベクトル

【００１１】

【外６】により磁束を検出する磁束演算部１１６’と、該磁束演
算部１１６’で得られた二次鎖交磁束ベクトル

【００１２】

【外７】と電流モデル磁束ベクトル

【００１３】

【外８】の位相偏差δを求める位相比較器１１５と、その位相偏
差δが“０”になるように比例・積分制御（以下、「Ｐ
Ｉ制御」と略記する。）する位相制御器１１０と、回転
子電気角速度（以下、単に「速度」と略記する。）の大
きさにより弱め磁界を行う磁束指令演算部１０３と、除
算器１０２，１０８と、指令発生器２０４から指令され
て速度指令ω_r ^*と速度推定値

【００１４】

【外９】の偏差を“０”にするために設けられ、ＰＩ制御を行う
速度制御器１０１と、磁束指令ψ₂ ^*と検出された磁束ψ
₂ の磁束偏差（△ψ₂ ）を“０”にするために設けら
れ、Ｉ制御を行う磁束制御器１０７と、Ｕ，Ｖ，Ｗの各
相毎に一次電流の指令値と検出値の偏差を“０”にする
ように設けられたＰ制御を行う電流制御器１１７₁ 〜１
１７₃ と、減算器１１８₁ 〜１１８₅ と、加算器１１９
₁ ，１１９₂からなる。トルク電流指令

【００１５】

【外１０】は、速度制御器１０１の出力であるトルク指令Ｔ^* を磁
束指令演算部１０３の出力である磁束指令ψ₂ ^*で除算す
ることにより求められる。励磁電流指令

【００１６】

【外１１】は、磁束制御器１０７の出力と磁束指令ψ₂ ^*と係数器１
２０の積の和として求められる。また、速度推定値

【００１７】

【外１２】は、位相制御器１１０の出力で与えられる。次に、動作
について説明する。誘導電動機２０２の電圧、電流の関
係は、モータ定数を図５に示す非対称Ｔ形等価回路とす
ると、静止座標系において（１）式で表される。

【００１８】

【数３】また、電動機磁束ベクトル

【００１９】

【外１３】，励磁電流ベクトル

【００２０】

【外１４】についてはそれぞれ（２），（３）式で示される。

【００２１】

【数４】（１）式は、（２），（３）式を用いて（４），（５）
式に展開される。

【００２２】

【数５】次に、磁束の回転座標上で考えると、一次電流

【００２３】

【外１５】，二次電流

【００２４】

【外１６】は、（６），（７）式で表わされる。

【００２５】

【数６】となる。（６）式のうち、

【００２６】

【数７】に対応する指令の演算はベクトル演算器１０４、

【００２７】

【外１７】は関数発生器１１３によりそれぞれ演算される。ベクト
ル回転器１０５は、これら２つの要素を入力とし、一次
電流指令

【００２８】

【外１８】を（６）式に対応する指令値として演算し、出力する。
また、トルク電流指令

【００２９】

【外１９】と滑り角速度指令ω_s ^*は次の（８）式の関係にあり、

【００３０】

【数８】除算器１０８および係数器１０９を用いて演算され、磁
束ベクトルの角度

【００３１】

【外２０】は（９）式により、

【００３２】

【数９】位相制御器１１０の出力である速度推定値

【００３３】

【外２１】と（８）式で求められた滑り角速度指令ω_s ^*の和を積分
器１１２により積分することで求められる。ベクトル回
転器１０５の出力値である一次電流指令

【００３４】

【外２２】は二相／三相変換器１０６によりＵ，Ｖ，Ｗ相に変換さ
れ、電流検出器２０６，２０７，２０８で検出された各
相の電流検出値とのそれぞれの差を電流制御器１１７
₁ ，１１７₂ ，１１７₃ に入力し、Ｐ制御された結果を
電圧形ＰＷＭインバータ２０１への電圧指令値として出
力する。電圧形ＰＷＭインバータ２０１ではその値をＰ
ＷＭ信号に変調し、誘導電動機２０２へ出力する。ま
た、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各相間の電圧は、電圧検出器１０５
により検出され、一次電流検出値とともに磁束演算部１
１６’の入力となる。次に、磁束演算部１１６’の動作
を説明する。（２），（５）式により一次電流

【００３５】

【外２３】に対する電流モデル磁束式（１０）式が導かれ、速度ω
_r を速度推定値

【００３６】

【外２４】に置き換えると、（１１）式に変形される。

【００３７】

【数１０】また、（４）式により誘導電動機２０２の電圧、電流を
基にした電動機磁束式（１２）式が導かれるので

【００３８】

【数１１】磁束演算部１１６’は図８の構成となっている。一次電
流

【００３９】

【外２５】の一次抵抗Ｒ₁ ^*および漏れインダクタンス

【００４０】

【外２６】を補償回路１２４により補償し、一次電圧

【００４１】

【外２７】との差分を積分器１２７₁ により積分し、電動機磁束ベ
クトル

【００４２】

【外２８】を求める。振幅演算部１２３は

【００４３】

【数１２】の演算を行ない、その結果を磁束検出値ψ₂ として出力
する。また、励磁電流指令ベクトル

【００４４】

【外２９】は係数器１２５₁ で励磁インダクタンスＭ^* が補償され
た後、積分器１２７₂ と係数器１２５₂からなる一次遅
れフィルタを通って電流モデル磁束ベクトル

【００４５】

【外３０】として出力される。以上のようにしてＰＧレスでのベク
トル制御が行われるため、制御対象となる誘導電動機２
０２のモータ定数（例えば一次、二次抵抗、漏れインダ
クタンス、二次回路時定数）から演算によって、速度、
磁束、滑り角速度等を求める必要があり、従来は、誘導
電動機の設計値あるいは測定値によるモータ定数を用い
て演算を行っていた。

【００４６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来技術では、誘導電動機の設計値からの演算や測定
に手間がかかるだけでなく精度のよい測定が難しいとい
う問題点がある。本発明の目的は、誘導電動機のモータ
定数である、二次回路時定数と励磁インダクタンスの設
定を精度よく自動的に行うことのできる、誘導電動機の
ベクトル制御装置におけるモータ定数同定方法を提供す
ることである。

【００４７】

【課題を解決するための手段】本発明の、誘導電動機の
ベクトル装置におけるモータ定数同定方法は、一次抵抗
と漏れインダクタンスを正しく設定し、これら一次抵抗
と漏れインダクタンスの補償を行ない、前記誘導電動機
の回転を停止させた状態で、正弦波発生器により、交番
磁束が発生するように正弦波の励磁電流指令を与え、電
動機磁束と電流指令値から導かれる電流モデル磁束の位
相差が零となるように二次回路時定数を同定し、前記電
動機磁束と前記電流モデル磁束の振幅差が零となるよう
に前記誘導電動機の励磁インダクタンスを同定し、これ
ら二次回路時定数および励磁インダクタンスを用いて二
次抵抗を同定するものである。

【００４８】

【作用】（１１）式で表わされる電流モデルは、図９
（ａ）のブロック図のようになり、特に速度ω_r ＝０の
とき、（１１）式は（１３）〜（１５）式に、ブロック
図は図９（ｂ）に変形される。

【００４９】

【数１３】モータ定数を図５に示す非対称Ｔ形等価回路とすると、
一次電圧ベクトル

【００５０】

【外３１】は（１６）式で与えられる。

【００５１】

【数１４】これを（１２）式に代入すると、（１７）式が導かれ
る。

【００５２】

【数１５】ここで、漏れインダクタンス

【００５３】

【外３２】の補償値

【００５４】

【外３３】と一次抵抗Ｒ₁の補償値Ｒ₁ ^*が予め正確に設定されてい
れば、（１８）式が導かれる。

【００５５】

【数１６】ここで、（１５），（１８）式を用いて、

【００５６】

【外３４】のベクトル積をとると、

【００５７】

【数１７】

【００５８】となり、ｓｉｎ（γ−γ^* ）が正で電流モ
デルの二次回路時定数Ｔ₂ ^*を大に、ｓｉｎ（γ−γ^* ）
が負で二次回路時定数Ｔ₂ ^*を小に制御し、ｓｉｎ（γ−
γ^* ）が零になれば、γ^* ＝γ、つまりＴ₂ ^*＝Ｔ₂ が実
現される。二次回路時定数Ｔ₂ の同定ののち、２つのベ
クトル

【００５９】

【外３５】の振幅の差を考えると、

【００６０】

【数１８】となり、振幅差が正で電流モデルの励磁インダクタンス
Ｍ^* を大に、振幅差が負で励磁インダクタンスＭ^* を小
に制御し、零になれば、Ｍ^* ＝Ｍが実現される。以上に
より、励磁インダクタンスＭと二次回路時定数Ｔ₂ が独
立に同定できるので、Ｒ₂ ＝Ｍ／Ｔ₂ の関係により二次
抵抗Ｒ₂ についても同定できる。

【００６１】

【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図１は本発明の一実施例のベクトル制御装
置のブロック図、図２は位相判別モードでの磁束演算部
１１６の詳細ブロック図、図３は二次回路時定数チュー
ニングモードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック図、
図４は励磁インダクタンスチューニングモードでの磁束
演算部１１６の詳細ブロック図である。図１において
は、図７の構成要素と同一のものには同じ番号がつけら
れている。本実施例が図７の従来例と異なる点は、ｓｉ
ｎ波とｓｉｎ波、ｓｉｎ波とｃｏｓ波のように、同位相
と９０°位相差の２つの正弦波を発生可能な正弦波発生
器１２１と、励磁電流指令

【００６２】

【外３６】に正弦波発生器１２１の一方の出力を乗算し、ベクトル
演算器１０４に出力する乗算器１２２₁ と、励磁電流指
令

【００６３】

【外３７】に正弦波発生器１２１の他方の出力を乗算し、ベクトル
乗算器１１１に出力する乗算器１２２₂ を有し、磁束演
算部１１６が、自動測定のモードにより、図２，図３，
図４の構成に切替えられるようになっている点である。
図２，図３，図４において励磁電流ベクトルをスカラで
表現しているのは、電動機２０２の磁束は回転していな
い状態にあるからである。図２，図３，図４の構成およ
び動作を説明する。（１）位相判別モード（図２）まず、位相判別モードでは、速度制御器１０１のＰＩの
ゲインを共に零にすることでトルク電流指令

【００６４】

【外３８】及び滑り角速度指令ω_s ^*を零にし、また正弦波発生器１
２１の２出力をｓｉｎ波とｓｉｎ波の同位相とし、励磁
電流指令

【００６５】

【外３９】に一方のｓｉｎ波を掛けこれを新しく励磁電流指令とす
ることで交番磁束を発生させる。この状態では電動機２
０２は回転しないので、図９（ｂ）が成立する。磁束演
算部１１６は図２の構成とし、正弦波発生器１２１の出
力の他方のｓｉｎ波を磁束演算部１１６内の電流磁束モ
デルに入力し、電流モデル磁束ベクトル

【００６６】

【外４０】を得る。また、電動機磁束ベクトル

【００６７】

【外４１】を二相／三相変換器１０６と逆変換を行なう三相／二相
変換器１３１に入力し、直交する二軸α，βに射影して
得られた二出力

【００６８】

【外４２】と、電動機磁束ベクトル

【００６９】

【外４３】は互いにほぼ同位相または逆位相の関係にある。トルク
電流指令

【００７０】

【外４４】を零にしているので

【００７１】

【数１９】より、

【００７２】

【外４５】は（２２）式に、電流モデル磁束ベクトル

【００７３】

【外４６】は（２３）式に示される信号となる。

【００７４】

【数２０】電流モデル磁束ベクトル

【００７５】

【外４７】とα軸とのなす角θの大きさにより同位相か逆位相かが
決まる。いま、

【００７６】

【外４８】とψαがほぼ同位相であることを仮定しスイッチ１２９
₁ を側にし、積分器１２７₃ 出力と零を比較器１２８
₁ で比較し、その出力値が負であればスイッチ１２９₁
を側にして位相反転器１３０₁ の出力を乗算器１２６
₁ の入力値とする。これにより乗算器１２６₁ の２つの
入力値はほぼ同位相となる。

【００７７】

【外４９】と

【００７８】

【外５０】についても、位相反転器１３０₂ 、乗算器１２６₂ 、積
分器１２７₄ 、比較器１２８₂ により全く同様にしてス
イッチ１２９₂ の方向が決められる。（２）二次回路時定数Ｔ₂ のチューニングモード次に、二次回路時定数Ｔ₂ のチューニングモードとし、
磁束演算部１１６を図３に示す構成にする。この図では
スイッチ１２９₁ ，１２９₂ および位相反転器１３０
₁ ，１３０₂ が省略されている。正弦波発生器１２１の
２出力として、ｓｉｎ波とｃｏｓ波の９０°位相差の正
弦波を発生させ、励磁電流指令

【００７９】

【外５１】側の乗算器１２２の入力をｃｏｓ波、磁束演算部１１６
内の電流磁束モデル指令の入力をｓｉｎ波とし、同位相
とした

【００８０】

【外５２】の和ψαβと

【００８１】

【外５３】の積を乗算器１２６₁ で行うことで、（２４）式を実行
する。

【００８２】

【数２１】（２４）式の第１項の交流成分を落す目的で通したフィ
ルタ１２２₁ 出力と零を比較器１２８₁ で比較し、その
出力値が正であれば係数器１２５₂ を大きく、負であれ
ば係数器１２５₂ を小さくして、その結果（２４）式の
値を零にすることでγ^* ＝γを成立させ、二次回路時定
数Ｔ₂ の逆数を係数器１２５₂ の値として測定する。（３）励磁インダクタンスＭのチューニングモード最後に、励磁インダクタンスＭのチューニングモードと
し、磁束演算部１１６を図４に示す構成にする。この図
においてもスイッチ１２９₁ ，１２９₂ および位相反転
回路１３０₁ ，１３０₂ が省略されている。正弦波発生
器１２１から、励磁電流指令

【００８３】

【外５４】側の乗算器１２２₁ および磁束演算部１１６内の電流磁
束モデル指令の両者にｓｉｎ波を入力し、同位相とした

【００８４】

【外５５】の平方和を乗算器１２６₄ ，１２６₅ の和として求め、
フィルタ１２２₃ に入力し、その出力値から

【００８５】

【外５６】の平方値である乗算器１２６₃ のフィルタ１２２₂ 出力
値を引き、その値と零を比較器１２８₁ で比較する。前
のモードでγ＝γ^* が実現されているので、（２２），
（２３）式よりＭ＝Ｍ^* のとき、この比較値が零とな
る。その比較値が正であれば係数器１２５₁ の係数を大
きく、負であれば係数器１２５₁ の係数を小さくするこ
とで、励磁インダクタンスＭを測定し、係数器１２５₁
にその値を設定すると共に、係数器１２５₁ と１２５₂
の積で二次抵抗Ｒ₂ が求まるので係数器１０９の値をそ
の値に変更する。チューニング終了後、磁束演算部１１
６を図８に示す構成にし、速度制御器１０１のゲインを
元に戻し、正弦波発生器１２１をはずし、構成を従来の
構成図である図７に戻す。

【００８６】以上の動作により、電動機の定数のうち、
二次回路時定数Ｔ₂ 、励磁インダクタンスＭ、二次抵抗
Ｒ₂ の測定及び設定を行なうことができる。本実施例で
は、磁束位相基準形のベクトル制御方式について説明し
たが、電動機の停止状態でのチューニングであるため、
速度検出方式が異なるトルク帰還形ベクトル制御でも、
また、ＰＧレスで説明を行なったが同様な理由でＰＧ付
きの場合でも同様に適用できる。

【００８７】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、一次抵抗
と漏れインダクタンスを正しく設定し、これら一次抵抗
と漏れインダクタンスの補償を行ない、誘導電動機の回
転を停止させた状態で、正弦波発生器により、交番磁束
が発生するように正弦波の励磁電流指令を与え、電動機
磁束と電流指令値から導かれる電流モデル磁束の位相差
が零となるように二次回路時定数を同定し、電動機磁束
と電流モデル磁束の振幅差が零となるように誘導電動機
の励磁インダクタンスを同定し、これら二次回路時定数
および励磁インダクタンスを用いて二次抵抗を同定する
ことにより、手間のかかるモータ定数の設定が精度よ
く、しかも簡単に行え、ひいてはＰＧレスのベクトル制
御での静、動特性等の制御精度を向上させる効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のベクトル制御装置のブロッ
ク図である。

【図２】図１の実施例における、位相判別モードでの磁
束演算部１１６の詳細ブロック図である。

【図３】図１の実施例における、二次回路時定数チュー
ニングモードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック図で
ある。

【図４】図１の実施例における、励磁インダクタンスチ
ューニングモードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック
図である。

【図５】誘導電動機の非対称Ｔ形等価回路の回路図であ
る。

【図６】従来のＰＧレスシステムの概略ブロック図であ
る。

【図７】図６中のベクトル制御装置２０３のブロック図
である。

【図８】図７中の磁束演算部１１６’のブロック図であ
る。

【図９】同図（ａ）は電流磁束モデル指令を説明するブ
ロック図、同図（ｂ）は特に速度が零のときの電流磁束
モデル指令のブロック図である。

【符号の説明】

１０１速度制御器１０２，１０８除算器１０３磁束指令演算部１０４，１１１ベクトル演算器１０５，１１４ベクトル回転器１０６二相／三相変換器１０７磁束制御器１０９，１２０係数器１１０位相制御器１１２積分器１１３関数発生器１１５位相比較器１１６磁束演算部１１７₁ ，１１７₂ ，１１７₃ 電流制御器１１８₁ 〜１１８₅ 減算器１１９₁ ，１１９₂ 加算器１２１正弦波発生器１２２₁ ，１２２₂ ，１２２₃ フィルタ１２３振幅演算部１２４補償回路１２５₁ ，１２５₂ 係数器１２６₁ 〜１２６₅ 乗算器１２７₁ 〜１２７₄ 積分器１２８₁ ，１２８₂ 比較器１２９₁ ，１２９₂ スイッチ１３０₁ ，１３０₂ 位相反転器１３１三相／二相変換器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】誘導電動機のベクトル制御装置におい
て、一次抵抗と漏れインダクタンスを正しく設定し、これら
一次抵抗と漏れインダクタンスの補償を行ない、前記誘
導電動機の回転を停止させた状態で、正弦波発生器によ
り、交番磁束が発生するように正弦波の励磁電流指令を
与え、電動機磁束と電流指令値から導かれる電流モデル
磁束の位相差が零となるように二次回路時定数を同定
し、前記電動機磁束と前記電流モデル磁束の振幅差が零
となるように前記誘導電動機の励磁インダクタンスを同
定し、これら二次回路時定数および励磁インダクタンス
を用いて二次抵抗を同定する、誘導電動機のベクトル制
御装置におけるモータ定数同定方法。