JP2007306694A - 誘導電動機のインバータ制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 電動機停止状態で、二次抵抗値、励磁インダクタンス等のモータ電気定数を、精度よく測定することができる誘導電動機のインバータ制御装置を提供する。
【解決手段】 交番磁束が発生するように正弦波成分を含む励磁電流を指令する正弦波指令発生部２０と、デッドタイムによる電圧誤差を補正する電圧誤差補正部９０と、電圧指令値と電流検出値を用いて誘導電動機１の二次磁束を演算する電圧モデル式磁束演算部３０と、正弦波指令発生部２０から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数の大きさ、及び、電圧モデル式磁束演算部３０で得た二次磁束演算値と電流検出値の各振幅最大値に基づいて、二次抵抗値を得るモータ定数測定部２１とからなる。
【選択図】 図１
【解決手段】 交番磁束が発生するように正弦波成分を含む励磁電流を指令する正弦波指令発生部２０と、デッドタイムによる電圧誤差を補正する電圧誤差補正部９０と、電圧指令値と電流検出値を用いて誘導電動機１の二次磁束を演算する電圧モデル式磁束演算部３０と、正弦波指令発生部２０から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数の大きさ、及び、電圧モデル式磁束演算部３０で得た二次磁束演算値と電流検出値の各振幅最大値に基づいて、二次抵抗値を得るモータ定数測定部２１とからなる。
【選択図】 図１
Description
本発明は、誘導電動機のインバータ制御装置に関する。
従来の誘導電動機のインバータ制御装置のうち、電動機停止状態で励磁インダクタンスＭ、二次回路時定数Ｔ２、二次抵抗Ｒ２を求めるものとして下記のものが知られている。
第１の従来技術は、電圧モデル式磁束演算回路（電圧モデル）は高速域で演算精度が高く、電流モデル式磁束演算回路（電流モデル）は低速域での安定性が高いことに着目し、上記補償部により両者の出力をそれぞれ補正して、低速から高速域にわたる広い速度範囲で安定な演算ができるようにし、また励磁インダクタンスおよび二次時定数の誤差は電流モデルで演算した二次磁束の振幅および位相の偏差となることに着目し、両モデルの出力差から励磁インダクタンスおよび二次時定数を演算して電流モデルのパラメータを設定するパラメータ調節部を設け、二次磁束、励磁インダクタンスおよび二次時定数の高精度な演算を可能にしている。（例えば、特許文献１参照）
また、第２の従来技術は、一次抵抗と漏れインダクタンスを正しく設定・補償し、誘導電動機の停止状態で、交番磁束が発生するように正弦波の励磁電流指令を与え、電動機磁束と電流指令値から導かれる電流モデル磁束の位相差が零となるように二次回路時定数を同定し、電動機磁束と電流モデル磁束の振幅差が零となるように励磁インダクタンスを同定し、これら二次回路時定数と励磁インダクタンスを用いて二次抵抗を測定している。（例えば、特許文献２参照）。
さらに、第３の従来技術は、電圧出力位相を予め設定された任意の固定値とし、出力電圧指令値として所定値を与え、この際に誘導電動機に流れる一次電流検出値とその収束値ｉ1∞を読み取り、一次電流検出値の時刻ｔにおけるｉ1（ｔ）および一次抵抗値から磁束を推定（φ＾（ｔ））し、この収束値に係数ｋを乗じた値がｉ1∞となるようにｋを定め、
Ｒ２＝−Ｒ1（ｉ1∞−ｉ1（ｔ））/（φ＾（ｔ）−ｉ1（ｔ））
更に、磁束推定値（φ＾（ｔ））の立ち上がりの時定数τφを用いて
Ｍ＝Ｒ1・Ｒ2・τφ/（Ｒ1＋Ｒ2）
により求めるようにしている。（例えば、特許文献３参照）
Ｒ２＝−Ｒ1（ｉ1∞−ｉ1（ｔ））/（φ＾（ｔ）−ｉ1（ｔ））
更に、磁束推定値（φ＾（ｔ））の立ち上がりの時定数τφを用いて
Ｍ＝Ｒ1・Ｒ2・τφ/（Ｒ1＋Ｒ2）
により求めるようにしている。（例えば、特許文献３参照）
このように、従来の誘導電動機のインバータ制御装置は、Ｍ，Ｔ２を求める際、電圧モデルと電流モデルという異なる２つの磁束演算値を比較して求めたり、磁束推定値の立ち上がりの時定数を用いて求めたりするのである。
特公平６−７９０５７号公報
特開平６−３４７２４号公報
特開２００４−１４４６５８号公報
従来の誘導電動機のインバータ制御装置は、電動機停止状態でのモータ電気定数のオートチューニングとしては使用が困難であったり、処理が複雑であったり、励磁インダクタンスの飽和特性の測定には不向きである等の問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電動機停止状態で、励磁インダクタンスの飽和特性を含めモータ電気定数を高精度に測定することができる誘導電動機のインバータ制御装置を提供することを目的とする。
また、電動機に速度センサを持たない場合でも、既に電動機を負荷機械へ組み込まれた機械にも適用でき、静・動特性等の制御精度向上させることを目的とする。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電動機停止状態で、励磁インダクタンスの飽和特性を含めモータ電気定数を高精度に測定することができる誘導電動機のインバータ制御装置を提供することを目的とする。
また、電動機に速度センサを持たない場合でも、既に電動機を負荷機械へ組み込まれた機械にも適用でき、静・動特性等の制御精度向上させることを目的とする。
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、誘導電動機を駆動するコンバータ部とインバータ部からなる電圧形インバータと、固定座標系における一次電圧指令からＰＷＭパルスパターンを発生するＰＷＭ演算部と、前記電圧インバータをドライブするベースドライブ回路と、インバータ出力電流を検出する電流検出器と、前記検出電流値から固定座標系上の二軸成分値と回転座標系上のｄ軸電流，ｑ軸電流を演算する第１の座標変換部と、ｄ軸電流方向の電圧指令Ｖｄ*を演算する励磁電流制御部（ＡＣＲｄ）と、ｑ軸電流方向の電圧指令Ｖｑ*を演算するトルク電流制御部（ＡＣＲｑ）と、前記ｄ軸電流方向の電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電流方向の電圧指令Ｖｑ*から、固定座標系上の二軸成分値と固定座標系上の一次電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を求める第２の座標変換部からなる誘導電動機のインバータ制御装置において、交番磁束が発生するように正弦波成分を含む励磁電流を指令する正弦波指令発生部と、
前記二軸成分値の電圧指令値と電流検出値を入力とし、デッドタイムによる電圧誤差を補正する電圧誤差補正部と、前記二軸成分値の電圧指令値と電流検出値を用いて前記誘導電動機の二次磁束を演算する電圧モデル式磁束演算部と、前記正弦波指令発生部から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数の大きさ、及び、前記電圧モデル式磁束演算部で得た二次磁束演算値と前記電流検出値の各振幅最大値に基づいて、二次抵抗値を得るモータ定数測定部とからなることを特徴とするものである。
前記二軸成分値の電圧指令値と電流検出値を入力とし、デッドタイムによる電圧誤差を補正する電圧誤差補正部と、前記二軸成分値の電圧指令値と電流検出値を用いて前記誘導電動機の二次磁束を演算する電圧モデル式磁束演算部と、前記正弦波指令発生部から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数の大きさ、及び、前記電圧モデル式磁束演算部で得た二次磁束演算値と前記電流検出値の各振幅最大値に基づいて、二次抵抗値を得るモータ定数測定部とからなることを特徴とするものである。
また、請求項２に記載の発明は、請求項１記載の電圧誤差補正部に代えて、前記二軸成分値の電圧指令値と電流検出値を入力とし、デッドタイムによる電圧誤差を測定する電圧誤差測定部と、前記電圧誤差を用いて前記電圧指令値に電圧誤差の補正を行うデッドタイム補償器とからなることを特徴とするものである。
また、請求項３に記載の発明は、請求項１記載の誘導電動機のインバータ制御装置であって、前記電圧モデル式磁束演算部で得た二次磁束演算値と固定座標系上の前記電流検出値の位相差を検出する位相差検出器と、前記正弦波指令発生部から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数の大きさと、前記位相差検出器で求めた位相差に基づいて、二次回路時定数を得るモータ定数測定部からなることを特徴とするものである。
また、請求項４に記載の発明は、請求項１記載の電圧誤差補正部に代えて、前記二軸成分値の電圧指令値と電流検出値を入力とし、デッドタイムによる電圧誤差を測定する電圧誤差測定部と、前記電圧誤差を用いて前記電圧指令値に電圧誤差の補正を行うデッドタイム補償器と、前記電圧モデル式磁束演算部で得た二次磁束演算値と固定座標系上の前記電流検出値の位相差を検出する位相差検出器と、前記正弦波指令発生部から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数の大きさと、前記位相差検出器で求めた位相差に基づいて、二次回路時定数を得るモータ定数測定部からなることを特徴とするものである。
また、請求項５に記載の発明は、請求項１記載の誘導電動機のインバータ制御装置であって、前記電圧モデル式磁束演算部で得た二次磁束演算値と固定座標系上の前記電流検出値の位相差を検出する位相差検出器と、前記正弦波指令発生部から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数の大きさ、及び、前記電圧モデル式演算部で得た二次磁束演算値と固定座標系上の前記電流検出値の各振幅最大値に基づいて、励磁インダクタンスを得るモータ定数測定部からなることを特徴とするものである。
また、請求項６に記載の発明は、請求項１記載の電圧誤差補正部に代えて、前記二軸成分値の電圧指令値と電流検出値を入力とし、デッドタイムによる電圧誤差を測定する電圧誤差測定部と、前記電圧誤差を用いて前記電圧指令値に電圧誤差の補正を行うデッドタイム補償器と、前記電圧モデル式磁束演算部で得た二次磁束演算値と固定座標系上の前記電流検出値の位相差を検出する位相差検出器と、前記正弦波指令発生部から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数の大きさ、及び、前記電圧モデル式演算部で得た二次磁束演算値と固定座標系上の前記電流検出値の各振幅最大値に基づいて、励磁インダクタンスを得るモータ定数測定部からなることを特徴とするものである。
また、請求項７に記載の発明は、請求項１から６のいずれかに記載の誘導電動機のインバータ制御装置であって、二次抵抗、励磁インダクタンス、二次回路時定数のいくつかの測定値と、前記二軸成分値の電流検出値とを用いて誘導電動機の二次磁束を演算する電流モデル式磁束演算部と、前記電流モデル式磁束演算部と前記電圧モデル式磁束演算部のそれぞれの出力値が一致するように、前記電圧モデル式磁束演算部が有する積分器のオフセットを補償するオフセット補償部とからなることを特徴とするものである。
また、請求項８に記載の発明は、請求項１から６のいずれかに記載の誘導電動機のインバータ制御装置であって、二次抵抗、励磁インダクタンス、二次回路時定数のいくつかの測定値と、前記二軸成分値の電流検出値とを用いて誘導電動機の二次磁束を演算する電流モデル式磁束演算部と、前記電流モデル磁束演算部と前記電圧モデル式磁束演算部のそれぞれの出力値が一致するように、二次抵抗を補正演算するＲ２補正部とからなることを特徴とするものである。
また、請求項９に記載の発明は、請求項８記載の誘導電動機のインバータ制御装置であって、前記Ｒ２補正部による演算補正量が所定値以下になるまで、二次抵抗の補正処理を繰り返すことを特徴とするものである。
また、請求項１０に記載の発明は、請求項３または４に記載の誘導電動機のインバータ制御装置であって、前記正弦波指令発生部からの励磁電流指令に直流信号を含むようにして得た前記位相差検出器の出力値である位相差に基づき、励磁インダクタンスの飽和特性を得ることを特徴とするものである。
また、請求項１１に記載の発明は、請求項１から４のいずれかに記載の誘導電動機のインバータ制御装置であって、二次抵抗、二次回路時定数の測定値を用いて、励磁インダクタンスを得ることを特徴とするものである。
また、請求項１２に記載の発明は、請求項１、３、５のいずれかに記載の誘導電動機のインバータ制御装置であって、前記電圧誤差補正部は、位相は前記二軸成分値の電流検出値と同位相、振幅は前記二軸成分値の電圧指令値の振幅から前記電流検出値が極性反転するタイミング前後の連続した２点の電圧指令値の差の１／２だけ減じた正弦波信号を、電圧誤差補正後の電圧指令信号として求めることを特徴とするものである。
また、請求項１３に記載の発明は、請求項２、４、６のいずれかに記載の誘導電動機のインバータ制御装置であって、前記電圧誤差測定部は、電圧誤差を前記二軸成分値の電圧指令値の振幅から前記電流検出値が極性反転するタイミング前後の連続した２点の電圧指令値の差の１／２として求めることを特徴とするものである。
請求項１、２に記載の発明によると、二次抵抗値を得ることができ、請求項３、４に記載の発明によると、二次回路時定数を得ることができ、請求項５、６に記載の発明によると、励磁インダクタンスを得ることができ、請求項７に記載の発明によると、電圧モデル式磁束演算部の積分器のオフセット補償することができるので、モータ電気定数の測定精度を上げることができ、請求項８、９に記載の発明によると、二次抵抗の測定精度を上げることができ、請求項１０に記載の発明によると、励磁インダクタンスの飽和特性を得ることができ、請求項１１に記載の発明によると、請求項５，６とは別手法で励磁インダクタンスを得ることができる。請求項１２，１３に記載の発明によると、デッドタイムによる電圧誤差を正確に補正あるいは測定できる。
これによって、モータ電気定数を精度よく得ることができるので、誘導電動機のインバータ制御装置での静・動特性等の制御精度を向上させる効果がある。
また、モータ電気定数のオフラインチューニングを、電動機停止状態で行うことができるので、速度センサを持たない場合でも、一度電動機を組み込んでしまった機械や、エレベータ・クレーン用途のようにブレーキ付きで垂直方向に移動する機械に適用できるようになる。
また、モータ電気定数のオフラインチューニングを、電動機停止状態で行うことができるので、速度センサを持たない場合でも、一度電動機を組み込んでしまった機械や、エレベータ・クレーン用途のようにブレーキ付きで垂直方向に移動する機械に適用できるようになる。
本発明の実施形態の説明の前に、まず、（１）適用する誘導電動機のインバータ制御装置のブロック図とその動作、（２）電圧誤差測定および補正方法、（３）電圧誤差測定および補正方法について順次説明する。
（１） 適用する誘導電動機のインバータ制御装置のブロック図とその動作について
図３は、本発明を適用する誘導電動機のインバータ制御装置のブロック図である。図において、１は誘導電動機、２は誘導電動機１を駆動する電圧形インバータ（２ａはコンバータ部、２ｂはインバータ部）、３はＰＷＭ演算部で固定座標系における一次電圧指令Ｖu*，Ｖv*、Ｖw*からＰＷＭ演算を行ってＰＷＭパルスパターンを発生する。
４はベースドライブ回路、５はインバータ出力電流を検出する電流検出器、６は誘導電動機に付設された速度検出器、７は速度演算部で速度検出器６の検出パルスから誘導電動機１の検出速度ωrを演算する。
図３は、本発明を適用する誘導電動機のインバータ制御装置のブロック図である。図において、１は誘導電動機、２は誘導電動機１を駆動する電圧形インバータ（２ａはコンバータ部、２ｂはインバータ部）、３はＰＷＭ演算部で固定座標系における一次電圧指令Ｖu*，Ｖv*、Ｖw*からＰＷＭ演算を行ってＰＷＭパルスパターンを発生する。
４はベースドライブ回路、５はインバータ出力電流を検出する電流検出器、６は誘導電動機に付設された速度検出器、７は速度演算部で速度検出器６の検出パルスから誘導電動機１の検出速度ωrを演算する。
８は座標変換部で後述する磁束指令位相θを用いて、前記検出電流を３相/２相変換して回転座標ｄ−ｑ軸成分（Iｄ：励磁電流,Iｑ：トルク電流）に変換し、９、１０は減算器で、励磁電流指令Iｄ*と検出Iｄとを突き合わせて励磁電流偏差ΔIｄを、トルク電流指令Iｑ*と検出Iｑとを突き合わせてトルク電流偏差ΔIｑをそれぞれ求める。１１は励磁電流制御部（ＡＣＲｄ）で励磁電流偏差ΔIｄから励磁電流方向の電圧指令Ｖｄ*を、１２はトルク電流制御部（ＡＣＲｑ）でトルク電流偏差ΔIｄからトルク電流方向の電圧指令Ｖｑ*を求める。１３は座標変換部で後述する磁束指令位相θを用いて、励磁電流方向の電圧指令Ｖｄ*とトルク電流方向の電圧指令Ｖｑ*から、固定座標系における一次電圧指令Ｖu*，Ｖv*、Ｖw*を求める。
なお、座標変換部８，１３では、それぞれ（１）式、（２）式の演算が行われる。
なお、座標変換部８，１３では、それぞれ（１）式、（２）式の演算が行われる。
１４は磁束指令演算部、１５はすべり周波数演算部、１６は加算器で磁束指令演算部１４は、前記検出速度ωrと、すべり周波数演算部１５の出力値であるすべり周波数指令ωs*を加算器１６を用いて加算した一次周波数指令ω1*を入力として、磁束指令φ*を出力する。１７は係数器で前記φ*から励磁電流指令Iｄ*を求める。１８は積分器で前記一次周波数指令ω1*を積分し、磁束指令位相θを求める構成となっている。
（２） 電圧誤差測定および補正方法について
本発明の動作説明の前に、デッドタイムにより生じる電圧誤差の測定方法について図を用いて説明する。
図１１は、電流制御を行っていない場合、つまり電圧指令Ｖα*を正弦波信号で与えたときの電圧指令Ｖα*、実電圧Ｖα、検出電流Iαとデッドタイムによる電圧誤差（電圧指令−実電圧）の関係を示した図である。この電圧誤差をEdとおくと、（１）式より検出電流Iαは相電流Ｉuに位相を合わせているので、デッドタイムの影響により、検出電流Iαが正の場合には出力電圧はＶα*−Ed、負の場合にはＶα*＋Edとなる。なお、Ed＝Td/Ts*Vdc（Td：デッドタイム時間、Ts：ＰＷＭスイッチング周期、Vdc：主回路直流電圧）である。
本発明の動作説明の前に、デッドタイムにより生じる電圧誤差の測定方法について図を用いて説明する。
図１１は、電流制御を行っていない場合、つまり電圧指令Ｖα*を正弦波信号で与えたときの電圧指令Ｖα*、実電圧Ｖα、検出電流Iαとデッドタイムによる電圧誤差（電圧指令−実電圧）の関係を示した図である。この電圧誤差をEdとおくと、（１）式より検出電流Iαは相電流Ｉuに位相を合わせているので、デッドタイムの影響により、検出電流Iαが正の場合には出力電圧はＶα*−Ed、負の場合にはＶα*＋Edとなる。なお、Ed＝Td/Ts*Vdc（Td：デッドタイム時間、Ts：ＰＷＭスイッチング周期、Vdc：主回路直流電圧）である。
図１２は、電流指令を正弦波信号で与え、電流制御を行った場合の電圧指令Ｖα*、実電圧Ｖα、検出電流Iαとデッドタイムによる電圧誤差（電圧指令−実電圧）の関係を示した図である。電流制御動作が正常に行われると、図１１で示した電流波形の歪みは補償される。この結果、検出電流Iαが正の場合には電圧指令はＶα＋Ed、負の場合にはＶα−Edとなり、検出電流Iα、実電圧Ｖαは、図１２の点線で示すようにそれぞれ正弦波状となる。
以上より、電流制御を行った場合の電圧指令Ｖα*は、（３）、（４）式で表すことができる。
Ｖα*（＋）− Ed ＝ Ｖα （Ｉαが正極性の時） …(3)
Ｖα*（−）＋ Ed ＝ Ｖα （Ｉαが負極性の時） …(4)
以上より、電流制御を行った場合の電圧指令Ｖα*は、（３）、（４）式で表すことができる。
Ｖα*（＋）− Ed ＝ Ｖα （Ｉαが正極性の時） …(3)
Ｖα*（−）＋ Ed ＝ Ｖα （Ｉαが負極性の時） …(4)
次に、電圧誤差Edを用い、電流制御実施時の実電圧Ｖαの近似方法について説明する。
電動機停止状態、無負荷状態において、トルク電流指令Iq＊を０とし、磁束位相θを固定しているので、実電圧Ｖαと電流検出値Iαの位相は一致する。つまり、実電圧Ｖαと電流Iαは同位相となり、電圧指令Ｖα*と実電圧Ｖαのピークのタイミング（位相）は一致する。
電動機停止状態、無負荷状態において、トルク電流指令Iq＊を０とし、磁束位相θを固定しているので、実電圧Ｖαと電流検出値Iαの位相は一致する。つまり、実電圧Ｖαと電流Iαは同位相となり、電圧指令Ｖα*と実電圧Ｖαのピークのタイミング（位相）は一致する。
また、上記（３）、（４）式の実電圧Ｖαは、検出電流Iαの極性反転タイミング時においても一致するので、電圧誤差Ed は次式で求めることができる。
Ed ＝ {Ｖα*（＋）−Ｖα*（−）}/２ …(5)
以上の関係から、実電圧Ｖαは電圧指令Ｖα＊と位相と振幅が一致する正弦波信号から、電圧誤差Ed分を減ずることで近似できることがわかる。この近似信号をＶα＊’（以下、正弦波近似信号Ｖα＊’と称す）とすると、この関係は図１３のようになる。図１３では、電圧指令Ｖα＊を実線で、電圧指令Ｖα＊と位相と振幅が一致する正弦波信号を点線、正弦波近似信号Ｖα＊’は一点鎖線で示している。
Ed ＝ {Ｖα*（＋）−Ｖα*（−）}/２ …(5)
以上の関係から、実電圧Ｖαは電圧指令Ｖα＊と位相と振幅が一致する正弦波信号から、電圧誤差Ed分を減ずることで近似できることがわかる。この近似信号をＶα＊’（以下、正弦波近似信号Ｖα＊’と称す）とすると、この関係は図１３のようになる。図１３では、電圧指令Ｖα＊を実線で、電圧指令Ｖα＊と位相と振幅が一致する正弦波信号を点線、正弦波近似信号Ｖα＊’は一点鎖線で示している。
（３） モータ定数Ｒ２，Ｍの測定方法の基本的考え方について
二次磁束φαVは、誘導電動機の電圧方程式に基づき、（６）式により求まる。
二次磁束φαVは、誘導電動機の電圧方程式に基づき、（６）式により求まる。
また、二次磁束φαIは、誘導電動機の電流方程式に基づき、（７）式により求まる。
一方、検出電流Iαの振幅値は、最大値ｍａｘ（Iα）と最小値ｍｉｎ（Iα）の差として求まる。
｜Iα｜peak＝ｍａｘ（Iα）−ｍｉｎ（Iα） ・・・(8)
｜Iα｜peak＝ｍａｘ（Iα）−ｍｉｎ（Iα） ・・・(8)
また、検出電流Ｉαと二次磁束φαVの位相差δは、それぞれの最大値となる時間差（ｔ2−ｔ１）と、このときの正弦波指令信号の角周波数値ωとの積により求まる。
δ＝（ｔ2−ｔ１）×ω ・・・(9)
δ＝（ｔ2−ｔ１）×ω ・・・(9)
いま、上記（７）式より、出力を二次磁束φαI、入力を検出電流Iαとすれば、出力/入力は、一次遅れ要素Ｇ（ｓ）＝Ｍ／（１＋Ｔ2・ｐ）（ｐは微分演算子）を伝達関数とする。このとき、周知のように、角周波数がωである正弦波信号を入力したときの出力の振幅比｜Ｇ｜、遅れ位相角∠Ｇは、次式で求まる。
ここで、φαI、φαVはともに電動機の二次磁束であるのでφαI＝φαVが成立することより、（１０）式において、１＜＜ω・Ｔ2が成立するωを選ぶ（以下、ω1とする）と、
となる。
したがって、ω１は既知であるので、次式で二次抵抗Ｒ2は求まる。
したがって、ω１は既知であるので、次式で二次抵抗Ｒ2は求まる。
次に、同様にφαI＝φαVであることより、（１０）式において、１≒ω・Ｔ2が成立するωを選ぶ（以下、ω2とする）と、
となる。
上記（１２）、（１３）式より、次式で励磁インダクタンスＭは求まる。
上記（１２）、（１３）式より、次式で励磁インダクタンスＭは求まる。
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
図１は、本発明の実施例を示す誘導電動機のインバータ制御装置のブロック図である。
図１が、適用する誘導電動機のインバータ制御装置（図３）と異なる部分は、正弦波指令発生部２０、モータ定数測定部２１、電圧誤差補正部９０を備え、磁束指令位相θとトルク電流指令Ｉｑ*を０に固定し、座標変換部８、１３に、それぞれ検出電流Iαと電圧指令Ｖα*信号を出力させ、Ｖα*信号は電圧誤差補正部９０、Iα信号はモータ定数測定部２１と電圧誤差補正部９０へ入力するようになっている部分である。
図１は、本発明の実施例を示す誘導電動機のインバータ制御装置のブロック図である。
図１が、適用する誘導電動機のインバータ制御装置（図３）と異なる部分は、正弦波指令発生部２０、モータ定数測定部２１、電圧誤差補正部９０を備え、磁束指令位相θとトルク電流指令Ｉｑ*を０に固定し、座標変換部８、１３に、それぞれ検出電流Iαと電圧指令Ｖα*信号を出力させ、Ｖα*信号は電圧誤差補正部９０、Iα信号はモータ定数測定部２１と電圧誤差補正部９０へ入力するようになっている部分である。
図１において、正弦波指令発生部２０は、正弦波成分を含む信号を出力し、出力信号は励磁電流指令Iｄ*となっている。電圧誤差補正部９０は、座標変換部８、１３から出力される電圧指令Ｖα*と検出電流Iα信号を用いて電圧補正された正弦波近似信号Ｖα＊’を演算し、モータ定数測定部２１は、電圧誤差補正部９０から出力されるＶα＊’とIαを用いてモータ定数を演算するようになっている。これら動作の詳細については後述する。
これら構成と上記（１）、（２）式により、誘導電動機１は停止状態を保持でき、ＩαとＶα*は正弦波指令発生部２０の出力信号に基づいた信号となり、Ｉβ＝Ｉｑ*＝０、Ｖβ*＝Ｖｑ*＝０となる。
これら構成と上記（１）、（２）式により、誘導電動機１は停止状態を保持でき、ＩαとＶα*は正弦波指令発生部２０の出力信号に基づいた信号となり、Ｉβ＝Ｉｑ*＝０、Ｖβ*＝Ｖｑ*＝０となる。
次に、電圧誤差補正部９０の動作を、図を参照して説明する。
図９は、電圧誤差補正部９０の構成を示すブロック図である。図において、９１、９２はスイッチ回路、９３は位相差検出器、９４は振幅検出器、９５、９６、９７は所定値設定回路である。９８は減算器、９９は電圧誤差測定器、１００は正弦波発生器、１０１はスイッチ回路である。
なお、位相差検出器９３と振幅検出器９４はそれぞれ後述する位相差検出器６０、振幅検出器５０ａと同一の構成のため、ここでは説明は省略する。
図９は、電圧誤差補正部９０の構成を示すブロック図である。図において、９１、９２はスイッチ回路、９３は位相差検出器、９４は振幅検出器、９５、９６、９７は所定値設定回路である。９８は減算器、９９は電圧誤差測定器、１００は正弦波発生器、１０１はスイッチ回路である。
なお、位相差検出器９３と振幅検出器９４はそれぞれ後述する位相差検出器６０、振幅検出器５０ａと同一の構成のため、ここでは説明は省略する。
電圧誤差Ed測定のため、まず、スイッチ回路９１、９２をそれぞれa側に設定する。
正弦波指令発生部２０は正弦波信号を含む信号を出力し、座標変換部８、１３から、上記（１）、（２）式に基づき、IαとＶα＊信号を出力させ、検出電流Iαは位相差検出器９３に、電圧指令Ｖα＊は、位相差検出器９３と振幅検出器９４に入力され、検出電流Iαと電圧指令Ｖα＊の位相差Va_phaseと電圧指令Ｖα＊の振幅値Va_ampが検出される。検出した位相差Va_phaseと振幅値Va_ampはそれぞれ所定値設定回路９５、９６に設定される。
正弦波指令発生部２０は正弦波信号を含む信号を出力し、座標変換部８、１３から、上記（１）、（２）式に基づき、IαとＶα＊信号を出力させ、検出電流Iαは位相差検出器９３に、電圧指令Ｖα＊は、位相差検出器９３と振幅検出器９４に入力され、検出電流Iαと電圧指令Ｖα＊の位相差Va_phaseと電圧指令Ｖα＊の振幅値Va_ampが検出される。検出した位相差Va_phaseと振幅値Va_ampはそれぞれ所定値設定回路９５、９６に設定される。
次に、スイッチ回路９１、９２をそれぞれｂ側に設定する。モータ検出電流Iαと電圧指令Ｖα＊は後述する電圧誤差測定器９９に入力され、電圧誤差Edが検出される。検出した電圧誤差Edは所定値設定回路９７に設定される。
以上の動作で電圧誤差Ed測定が完了すると、スイッチ回路１０１はｃ側からｄ側に切り替えられ、正弦波発生器１００は、検出電流Iαとは所定値設定器９５に設定された位相差を持ち、所定値設定器９６に設定された振幅値から所定値設定器９７に設定された電圧誤差Edを減じた振幅値を持つ正弦波信号Ｖα＊’を演算する。Ｖα＊’は、後述するモータ定数測定部２１へ出力さる。
以上のようにして、正弦波近似信号Ｖα＊’は演算される。
以上の動作で電圧誤差Ed測定が完了すると、スイッチ回路１０１はｃ側からｄ側に切り替えられ、正弦波発生器１００は、検出電流Iαとは所定値設定器９５に設定された位相差を持ち、所定値設定器９６に設定された振幅値から所定値設定器９７に設定された電圧誤差Edを減じた振幅値を持つ正弦波信号Ｖα＊’を演算する。Ｖα＊’は、後述するモータ定数測定部２１へ出力さる。
以上のようにして、正弦波近似信号Ｖα＊’は演算される。
次に、電圧誤差補正測定器９９の動作を、図を参照して説明する。
図１０は、電圧誤差測定器９９の構成を示すブロック図である。図において、１０２、１０６は遅延回路、１０３はゼロクロス検出器、１０４，１０５はラッチ回路、１０７は減算器、１０８はゲインである。
ゼロクロス測定器１０３は、Ｉα信号の連続した２信号Ｕ１，Ｕ２が、Ｕ１＜０、かつ、Ｕ２＞０を満足したときにトリガ信号を出力する回路である。ゼロクロス検出器１０３により、Iα信号が正から負に変わった瞬間（ゼロクロス点）を検出する。
ゼロクロス検出器１０３がゼロクロスを検出し、トリガ信号をラッチ回路１０４，１０５へ出力すると、ラッチ回路１０４はＶα＊信号を、ラッチ回路１０５は遅延回路１０６により１回遅延されたゼロクロス直前のＶα＊信号をラッチする。減算器１０７により、ゼロクロス前後のＶα＊信号の差を求める。ゲイン１０８は減算器１０７出力に１／２倍のゲインを乗算した信号を電圧誤差Edとして出力する。
以上のようにしてデッドタイムの影響により生じる電圧誤差Edを演算する。
図１０は、電圧誤差測定器９９の構成を示すブロック図である。図において、１０２、１０６は遅延回路、１０３はゼロクロス検出器、１０４，１０５はラッチ回路、１０７は減算器、１０８はゲインである。
ゼロクロス測定器１０３は、Ｉα信号の連続した２信号Ｕ１，Ｕ２が、Ｕ１＜０、かつ、Ｕ２＞０を満足したときにトリガ信号を出力する回路である。ゼロクロス検出器１０３により、Iα信号が正から負に変わった瞬間（ゼロクロス点）を検出する。
ゼロクロス検出器１０３がゼロクロスを検出し、トリガ信号をラッチ回路１０４，１０５へ出力すると、ラッチ回路１０４はＶα＊信号を、ラッチ回路１０５は遅延回路１０６により１回遅延されたゼロクロス直前のＶα＊信号をラッチする。減算器１０７により、ゼロクロス前後のＶα＊信号の差を求める。ゲイン１０８は減算器１０７出力に１／２倍のゲインを乗算した信号を電圧誤差Edとして出力する。
以上のようにしてデッドタイムの影響により生じる電圧誤差Edを演算する。
次に、モータ定数の測定について、図を用いて説明する。
図２は、電圧モデル式磁束演算部のオフセット補償、二次抵抗を補正演算する回路を含むモータ定数測定部２１のブロック図である。図において、２２ａ、２２ｂは除算器、２３は乗算器、２４は正接（tan）演算器、３０は電圧モデル式磁束演算部、４０は電流モデル式磁束演算部、５０ａ、５０ｂは振幅値検出器、６０は位相差検出器、７０はオフセット補償部、８０はＲ２補正部であり、モータ定数測定部２１には、正弦波指令発生部２０が出力する正弦波信号の角周波数値ω1、ω2とタイマ情報が入力される。
図２は、電圧モデル式磁束演算部のオフセット補償、二次抵抗を補正演算する回路を含むモータ定数測定部２１のブロック図である。図において、２２ａ、２２ｂは除算器、２３は乗算器、２４は正接（tan）演算器、３０は電圧モデル式磁束演算部、４０は電流モデル式磁束演算部、５０ａ、５０ｂは振幅値検出器、６０は位相差検出器、７０はオフセット補償部、８０はＲ２補正部であり、モータ定数測定部２１には、正弦波指令発生部２０が出力する正弦波信号の角周波数値ω1、ω2とタイマ情報が入力される。
図４は、電圧モデル式磁束演算部３０のブロック図である。図において、３１は積分器、３２、３３は１次電圧降下演算部であり、３２は一次抵抗Ｒ1分、３３は漏れインダクタンス分を演算し、３４ａ、３４ｂは減算器である。
この構成により、（６）式の二次磁束φαVを演算する。
この構成により、（６）式の二次磁束φαVを演算する。
図５は、電流モデル式磁束演算部４０のブロック図である。図５はモータ停止状態であることより、検出速度ωｒ＝０のときを示している。図において、４１は積分器、４２、４３は係数器で、４２は二次回路時定数Ｔ2、４３は二次抵抗Ｒ2の値が設定され、４４は減算器である。
この構成により、（７）式の二次磁束φαIを演算する。
この構成により、（７）式の二次磁束φαIを演算する。
図６は、振幅値検出器５０ａのブロック図である。図において、５１は最大値選択部、５２は最小値検出器、５３ａ、５３ｂは遅延回路、５４は減算器である。
この構成により、（８）式の入力信号であるIαの最大値ｍａｘ（Iα）と最小値ｍｉｎ（Iα）の差として振幅値を検出する。
この構成により、（８）式の入力信号であるIαの最大値ｍａｘ（Iα）と最小値ｍｉｎ（Iα）の差として振幅値を検出する。
図７は、位相差検出器６０のブロック図である。図において、６１ａ、６１ｂは最大値検出器、６２ａ〜６２ｆは遅延回路、６３ａ、６３ｂはラッチ部、６４ａ、６４ｂは最大値選択部、６５は減算器、６６は乗算器である。
最大値検出器６１ａは、Ｉα信号の連続した３信号をＵ１，Ｕ２，Ｕ３としたとき、Ｕ１＜Ｕ２、かつ、Ｕ２＞Ｕ３を満足したときにトリガ信号を出力する回路である。
この構成により、Ｉα信号とφαV信号がそれぞれ最大値となる時間差（ｔ2 −ｔ１）と、このとき指令されている正弦波信号の角周波数値ωとの積により、（９）式のＩα信号とφαV信号の位相差δを測定する。
最大値検出器６１ａは、Ｉα信号の連続した３信号をＵ１，Ｕ２，Ｕ３としたとき、Ｕ１＜Ｕ２、かつ、Ｕ２＞Ｕ３を満足したときにトリガ信号を出力する回路である。
この構成により、Ｉα信号とφαV信号がそれぞれ最大値となる時間差（ｔ2 −ｔ１）と、このとき指令されている正弦波信号の角周波数値ωとの積により、（９）式のＩα信号とφαV信号の位相差δを測定する。
＜Ｒ２の測定演算＞
正弦波指令発生部２０から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数値ω1と、前記振幅値検出器５０ａ、５０ｂで求められる電圧モデル式二次磁束と電流情報の振幅値の各最大値に基づいて、二次抵抗値Ｒ２を得る際の動作について説明する。
電圧モデル式磁束演算部３０と電流モデル式磁束演算部４０出力は一致すること、電流モデル式は、ＧＩ（ｓ）＝Ｍ／（１＋Ｔ2・ｐ）と表現できることより、図４に示した電圧モデル式磁束演算部３０を用いて、図１の回路で運転すれば、図６よりφαｖとＩαの振幅値の比率を｜Ｇ｜ω1として測定できるので、上記（１１）式から次式で二次抵抗Ｒ2を演算することができる。
Ｒ2＝｜φαｖ｜peak ／｜Ｉα｜peak ×ω1 ・・・(15)
正弦波指令発生部２０から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数値ω1と、前記振幅値検出器５０ａ、５０ｂで求められる電圧モデル式二次磁束と電流情報の振幅値の各最大値に基づいて、二次抵抗値Ｒ２を得る際の動作について説明する。
電圧モデル式磁束演算部３０と電流モデル式磁束演算部４０出力は一致すること、電流モデル式は、ＧＩ（ｓ）＝Ｍ／（１＋Ｔ2・ｐ）と表現できることより、図４に示した電圧モデル式磁束演算部３０を用いて、図１の回路で運転すれば、図６よりφαｖとＩαの振幅値の比率を｜Ｇ｜ω1として測定できるので、上記（１１）式から次式で二次抵抗Ｒ2を演算することができる。
Ｒ2＝｜φαｖ｜peak ／｜Ｉα｜peak ×ω1 ・・・(15)
＜Ｔ２の測定演算＞
正弦波指令発生部２０から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数値ω2と、位相差検出器６０で求められる電圧モデル式磁束と電流情報の位相差に基づいて、二次回路時定数Ｔ２を得る際の動作について説明する。
図４に示した電圧モデル式磁束演算部３０を用いて、図１の回路で運転すれば、図７によりφαｖ、Ｉαの位相差δが測定できるので、上記（１０）式から次式で二次回路時定数Ｔ２を演算することができる。
Ｔ2＝tanδ／ω2 ・・・(16)
正弦波指令発生部２０から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数値ω2と、位相差検出器６０で求められる電圧モデル式磁束と電流情報の位相差に基づいて、二次回路時定数Ｔ２を得る際の動作について説明する。
図４に示した電圧モデル式磁束演算部３０を用いて、図１の回路で運転すれば、図７によりφαｖ、Ｉαの位相差δが測定できるので、上記（１０）式から次式で二次回路時定数Ｔ２を演算することができる。
Ｔ2＝tanδ／ω2 ・・・(16)
＜Ｍの測定演算＞
電圧モデル式磁束と電流情報の振幅値の各最大値に基づいて励磁インダクタンスＭを得る際の動作について説明する。
ω1とω2で、図４に示した電圧モデル式磁束演算部３０を用いて、図１の回路で運転し、図６よりφαｖとＩαの振幅値の比率を、それぞれ測定できるので、上記（１１）式から次式で励磁インダクタンスＭを演算することができる。
電圧モデル式磁束と電流情報の振幅値の各最大値に基づいて励磁インダクタンスＭを得る際の動作について説明する。
ω1とω2で、図４に示した電圧モデル式磁束演算部３０を用いて、図１の回路で運転し、図６よりφαｖとＩαの振幅値の比率を、それぞれ測定できるので、上記（１１）式から次式で励磁インダクタンスＭを演算することができる。
また、これは二次抵抗Ｒ2を用いて、次のように演算することもできる。
＜オフセット補償とＲ２の補正＞
電圧モデル式磁束演算部３０のオフセット補償と電流モデル式磁束演算部４０でのＲ２の補正する際の動作について説明する。
図８は、電圧モデル式磁束演算部３０と電流モデル式磁束演算部４０と各出力値が一致するように補償する補償部７０およびＲ２補正部８０のブロック図である。図において、７１は減算器、７２は積分器、７３は係数器、８１ａ、８１ｂは絶対値化回路、８２は減算器、８３は積分器、８４は係数器である。
減算器７１は電圧モデル式磁束演算部３０と電流モデル式磁束演算部４０の偏差Δφを積分器７２に出力し、積分器７２により偏差Δφを積分し、係数器７３で係数（ｋ１）倍後、電圧モデル式磁束演算部３０内の積分器３１の前段に帰還する。
電圧モデル式磁束演算部３０のオフセット補償と電流モデル式磁束演算部４０でのＲ２の補正する際の動作について説明する。
図８は、電圧モデル式磁束演算部３０と電流モデル式磁束演算部４０と各出力値が一致するように補償する補償部７０およびＲ２補正部８０のブロック図である。図において、７１は減算器、７２は積分器、７３は係数器、８１ａ、８１ｂは絶対値化回路、８２は減算器、８３は積分器、８４は係数器である。
減算器７１は電圧モデル式磁束演算部３０と電流モデル式磁束演算部４０の偏差Δφを積分器７２に出力し、積分器７２により偏差Δφを積分し、係数器７３で係数（ｋ１）倍後、電圧モデル式磁束演算部３０内の積分器３１の前段に帰還する。
また、絶対値化回路８１ａ、８１ｂはそれぞれ電圧モデル式磁束演算部３０と電流モデル式磁束演算部４０の出力値の絶対値をとり、減算器８２は前記絶対値信号の偏差Δ｜φ｜を積分器８３へ出力し、積分器８３で偏差Δ｜φ｜を積分して係数器８４で係数（ｋ２）倍後、電流モデル式磁束演算部４０内の係数器４３を補正する。この補正は、図示していないが、加算器、乗算器を追加して、Ｒ２×（１＋ｋ）として行う。なお、ｋは係数器８４の出力、Ｒ２は係数器４３が対応している。
図８に示すように、これまで得た二次抵抗Ｒ２、二次回路時定数Ｔ２を電流モデル式磁束演算部４０に設定し、電圧モデル式磁束演算部３０のオフセット補償と電流モデル式磁束演算部４０でそれぞれ演算した二次磁束が一致しないのは、各演算部に誤差成分があるからだと考える。
誤差成分として、電圧モデル式磁束演算部３０では入力信号のオフセットであり、電流モデル式磁束演算部４０では二次抵抗Ｒ２の測定誤差とする。
オフセット補償では、上記積分器７２と係数器７３で与える積分時間は、正弦波指令発生部２０が出力する信号の正弦波成分の周期（１／ω2）に対し、十分長く取ることで平均化されるようにし、Ｒ２の補正処理では、オフセット補償と干渉しないように、上記積分器８３と係数器８４で与える積分時間は、正弦波指令発生部２０が出力する信号の正弦波成分の周期（１／ω2）に対し、短めに取るとよい。
また、実際の二次抵抗Ｒ２の補正処理は、係数器８４の出力Ｋを用い、次式で演算し、Ｒ２’として得る。
誤差成分として、電圧モデル式磁束演算部３０では入力信号のオフセットであり、電流モデル式磁束演算部４０では二次抵抗Ｒ２の測定誤差とする。
オフセット補償では、上記積分器７２と係数器７３で与える積分時間は、正弦波指令発生部２０が出力する信号の正弦波成分の周期（１／ω2）に対し、十分長く取ることで平均化されるようにし、Ｒ２の補正処理では、オフセット補償と干渉しないように、上記積分器８３と係数器８４で与える積分時間は、正弦波指令発生部２０が出力する信号の正弦波成分の周期（１／ω2）に対し、短めに取るとよい。
また、実際の二次抵抗Ｒ２の補正処理は、係数器８４の出力Ｋを用い、次式で演算し、Ｒ２’として得る。
なお、励磁インダクタンスＭは、（１７）、（１８） 式で求める替わりに（１９）式のようにＲ２、Ｔ２から演算で求めてもよい。
上述したオフセット補償処理とＲ２補正処理を実施すると、電圧モデル式磁束演算値と電流モデル式磁束演算値の値が精度よく一致するようになるので、オフセット補償の精度が上がる。したがって、精度よくオフセット補償された電圧モデル式磁束演算部３０を用いることで更に、二次抵抗Ｒ２の測定精度が上がるという好循環をもたらす。
二次抵抗Ｒ２の補正比率（Ｒ２’/Ｒ２）が所定値範囲内になるまで、上述したオフセット補償とＲ２補正処理を繰り返すようにすれば、精度のよい誘導電動機の二次抵抗Ｒ２、励磁インダクタンスＭを得ることができる。
二次抵抗Ｒ２の補正比率（Ｒ２’/Ｒ２）が所定値範囲内になるまで、上述したオフセット補償とＲ２補正処理を繰り返すようにすれば、精度のよい誘導電動機の二次抵抗Ｒ２、励磁インダクタンスＭを得ることができる。
＜Ｍの飽和特性の測定演算＞
励磁インダクタンスＭの飽和特性を得る際の動作について説明する。この動作の手順を順に追って説明する。
励磁インダクタンスＭの飽和特性を得る際の動作について説明する。この動作の手順を順に追って説明する。
（１）事前準備として測定しようとしている誘導電動機のベース電圧Ｖbase、ベース周波数ｆbaseに基づいて、励磁電流（無負荷電流）Ｉｍ０を次式で演算する。
なお、ベース電圧、ベース周波数情報は、通常インバータ制御装置内に記憶されているが、無ければ、インバータ装置に付属のオペレータ等（図示せず）から入力する。
（２）励磁インダクタンスＭの飽和特性の測定ポイントを決定する。係数としてあるいは関数と得たい励磁電流値を決定する。
ここでは、（２０）式でのＩｍ０に対して、５０％、７５％、１００％のポイントとして説明する。
ここでは、（２０）式でのＩｍ０に対して、５０％、７５％、１００％のポイントとして説明する。
（３）次に、これまで得た二次抵抗Ｒ２、二次回路時定数Ｔ２を電流モデル式磁束演算部４０に設定するとともに、正弦波指令発生部２０から発生された励磁電流指令信号（例えば、角周波数値ω2）に、直流量を含むようにして（２１）式で与え、上述した図７の回路でφαｖ、Ｉαの位相差δを測定し、上記（１６）式で二次回路時定数Ｔ２1を演算する。
Ｉｄ*＝Ａ・sinω2ｔ＋Ｉｍ０×０．５ ・・・(21)
なお、振幅Ａは、図７での最大値選択部６４ａ、６４ｂが、その最大値を測定可能な範囲で小さい値とする。
Ｉｄ*＝Ａ・sinω2ｔ＋Ｉｍ０×０．５ ・・・(21)
なお、振幅Ａは、図７での最大値選択部６４ａ、６４ｂが、その最大値を測定可能な範囲で小さい値とする。
（４）（３）の動作を７５％、１００％の直流量で行い、Ｔ２2、Ｔ２3を演算する。
（５）測定したＴ２1、Ｔ２2、Ｔ２3を用いて、その条件での励磁インダクタンスＭを演算する。
Ｍ1＝Ｒ２×Ｔ２1
Ｍ2＝Ｒ２×Ｔ２2
Ｍ3＝Ｒ２×Ｔ２3
以上のようにして励磁インダクタンスＭの飽和特性を測定することができる。
（５）測定したＴ２1、Ｔ２2、Ｔ２3を用いて、その条件での励磁インダクタンスＭを演算する。
Ｍ1＝Ｒ２×Ｔ２1
Ｍ2＝Ｒ２×Ｔ２2
Ｍ3＝Ｒ２×Ｔ２3
以上のようにして励磁インダクタンスＭの飽和特性を測定することができる。
以上の説明では、モータ定数測定部２１の入力を、電圧誤差補正部９０出力である正弦波近似信号Ｖα＊’として、モータ定数を演算するようにしたが、下記に示すように、電圧誤差補正部９０から電圧誤差Edを出力させ、デッドタイム補償に用いるようにしてもよい。
＜デッドタイム補償で電圧補償を行う方法＞
このデッドタイム補償方法を図１４、１５を用いて簡単に説明する。
図１４はデッドタイム補償器１２０を用いた電圧誤差Edを補正するブロック図であり、図１５はデッドタイム補償器１２０の構成ブロック図である。
図１４において、上記実施例（図１）と異なるのは、デッドタイム補償器１２０と加算器１２１、１２２、１２３を設け、電圧誤差補正部９０への入力信号をＶα＊’信号からＶα＊信号に変更している点である。
電圧誤差補正部９０は、測定した電圧誤差Edをデッドタイム補償器１２０に入力し、デッドタイム補償器１２０は、入力された３相の電流検出値Iu,Iv,Iwと電圧誤差Edに基づいてデッドタイム補償量を演算する。加算器１２１、１２２、１２３は、デッドタイム補償器１２０から出力された各相のデッドタイム補償量をそれぞれ電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に加算することでデッドタイム補償を行う。
このデッドタイム補償方法を図１４、１５を用いて簡単に説明する。
図１４はデッドタイム補償器１２０を用いた電圧誤差Edを補正するブロック図であり、図１５はデッドタイム補償器１２０の構成ブロック図である。
図１４において、上記実施例（図１）と異なるのは、デッドタイム補償器１２０と加算器１２１、１２２、１２３を設け、電圧誤差補正部９０への入力信号をＶα＊’信号からＶα＊信号に変更している点である。
電圧誤差補正部９０は、測定した電圧誤差Edをデッドタイム補償器１２０に入力し、デッドタイム補償器１２０は、入力された３相の電流検出値Iu,Iv,Iwと電圧誤差Edに基づいてデッドタイム補償量を演算する。加算器１２１、１２２、１２３は、デッドタイム補償器１２０から出力された各相のデッドタイム補償量をそれぞれ電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に加算することでデッドタイム補償を行う。
なお、デッドタイム補償器１２０は、図１５に示すように例えば極性判別器１３１、１３２、１３３、乗算器１３４、１３５、１３６からなり、極性判別器１３１,１３２、１３３はそれぞれ入力された電流検出値Iu,Iv,Iwの符号を出力し、乗算器１３４、１３５、１３６で各電流検出値の符号（正は１、負は−１）と電圧誤差Edを乗算して、デッドタイム補償量を演算する。
このようにして、デッドタイム補償を行うので、電圧指令Ｖα＊と実際の出力電圧を一致させることができ、電圧誤差を補償することができる。
このようにして、デッドタイム補償を行うので、電圧指令Ｖα＊と実際の出力電圧を一致させることができ、電圧誤差を補償することができる。
なお、上記では電圧誤差補正部９０への入力信号をＶα＊’信号からＶα＊信号に変更するように説明したが、デッドタイム補償方法を行う場合でも、電圧誤差補正部９０への入力信号をＶα＊’信号としてもよいことは言うまでもない。
１ 誘導電動機
２ 電圧形インバータ
２ａ コンバータ部
２ｂ インバータ部
３ ＰＷＭ演算部
４ ベースドライブ回路
５ 電流検出器
６ 速度検出器
７ 速度演算部
８ 座標変換部
９、１０ 減算器
１１ 励磁電流制御部（ＡＣＲｄ）
１２ トルク電流制御部（ＡＣＲｑ）
１３ 座標変換部
１４ 磁束指令演算部
１５ すべり周波数演算部
１６ 加算器
１７ 係数器
１８ 積分器
２０ 正弦波指令発生部
２１ モータ定数測定部
２２ａ、２２ｂ 除算器
２３ 乗算器
２４ 正接（tan）演算器
３０ 電圧モデル式磁束演算部
３１ 積分器
３２、３３ １次電圧降下演算部
３４ａ、３４ｂ 減算器
４０ 電流モデル式磁束演算部
４１ 積分器
４２、４３ 係数器
４４ 減算器
５０ａ、５０ｂ 振幅値検出器
５１ 最大値選択部
５２ 最小値検出器
５３ａ、５３ｂ 遅延回路
５４ 減算器
６０ 位相差検出器
６１ａ、６１ｂ 最大値検出器
６２ａ〜６２ｆ 遅延回路
６３ａ、６３ｂ ラッチ部
６４ａ、６４ｂ 最大値選択部
６５ 減算器
６６ 乗算器
７０ オフセット補償部
７１ 減算器
７２ 積分器
７３ 係数器
８０ Ｒ２補正部
８１ａ、８１ｂ 絶対値化回路
８２ 減算器
８３ 積分器
８４ 係数器
９０ 電圧誤差補正部
９１、９２ スイッチ回路
９３ 位相差検出器
９４ 振幅検出器
９５、９６、９７ 所定値設定回路
９８ 減算器
９９ 電圧誤差測定器
１００ 正弦波発生回路
１０１ スイッチ回路
１０２ 遅延回路
１０３ ゼロクロス検出器
１０４、１０５ ラッチ回路
１０６ 遅延回路
１０７ 減算器
１０８ ゲイン
１２０ デッドタイム補償器
１２１、１２２、１２３ 加算器
１３１、１３２、１３３ 極性判別器
１３４、１３５、１３６ 乗算器
２ 電圧形インバータ
２ａ コンバータ部
２ｂ インバータ部
３ ＰＷＭ演算部
４ ベースドライブ回路
５ 電流検出器
６ 速度検出器
７ 速度演算部
８ 座標変換部
９、１０ 減算器
１１ 励磁電流制御部（ＡＣＲｄ）
１２ トルク電流制御部（ＡＣＲｑ）
１３ 座標変換部
１４ 磁束指令演算部
１５ すべり周波数演算部
１６ 加算器
１７ 係数器
１８ 積分器
２０ 正弦波指令発生部
２１ モータ定数測定部
２２ａ、２２ｂ 除算器
２３ 乗算器
２４ 正接（tan）演算器
３０ 電圧モデル式磁束演算部
３１ 積分器
３２、３３ １次電圧降下演算部
３４ａ、３４ｂ 減算器
４０ 電流モデル式磁束演算部
４１ 積分器
４２、４３ 係数器
４４ 減算器
５０ａ、５０ｂ 振幅値検出器
５１ 最大値選択部
５２ 最小値検出器
５３ａ、５３ｂ 遅延回路
５４ 減算器
６０ 位相差検出器
６１ａ、６１ｂ 最大値検出器
６２ａ〜６２ｆ 遅延回路
６３ａ、６３ｂ ラッチ部
６４ａ、６４ｂ 最大値選択部
６５ 減算器
６６ 乗算器
７０ オフセット補償部
７１ 減算器
７２ 積分器
７３ 係数器
８０ Ｒ２補正部
８１ａ、８１ｂ 絶対値化回路
８２ 減算器
８３ 積分器
８４ 係数器
９０ 電圧誤差補正部
９１、９２ スイッチ回路
９３ 位相差検出器
９４ 振幅検出器
９５、９６、９７ 所定値設定回路
９８ 減算器
９９ 電圧誤差測定器
１００ 正弦波発生回路
１０１ スイッチ回路
１０２ 遅延回路
１０３ ゼロクロス検出器
１０４、１０５ ラッチ回路
１０６ 遅延回路
１０７ 減算器
１０８ ゲイン
１２０ デッドタイム補償器
１２１、１２２、１２３ 加算器
１３１、１３２、１３３ 極性判別器
１３４、１３５、１３６ 乗算器
Claims (13)
- 誘導電動機を駆動するコンバータ部とインバータ部からなる電圧形インバータと、固定座標系における一次電圧指令からＰＷＭパルスパターンを発生するＰＷＭ演算部と、前記電圧インバータをドライブするベースドライブ回路と、インバータ出力電流を検出する電流検出器と、前記検出電流値から固定座標系上の二軸成分値と回転座標系上のｄ軸電流，ｑ軸電流を演算する第１の座標変換部と、ｄ軸電流方向の電圧指令Ｖｄ*を演算する励磁電流制御部（ＡＣＲｄ）と、ｑ軸電流方向の電圧指令Ｖｑ*を演算するトルク電流制御部（ＡＣＲｑ）と、前記ｄ軸電流方向の電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電流方向の電圧指令Ｖｑ*から、固定座標系上の二軸成分値と固定座標系上の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を求める第２の座標変換部からなる誘導電動機のインバータ制御装置において、
交番磁束が発生するように正弦波成分を含む励磁電流を指令する正弦波指令発生部と、
前記二軸成分値の電圧指令値と電流検出値を入力とし、デッドタイムによる電圧誤差を補正する電圧誤差補正部と、
前記二軸成分値の電圧指令値と電流検出値を用いて前記誘導電動機の二次磁束を演算する電圧モデル式磁束演算部と、
前記正弦波指令発生部から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数の大きさ、及び、前記電圧モデル式磁束演算部で得た二次磁束演算値と前記電流検出値の各振幅最大値に基づいて、二次抵抗値を得るモータ定数測定部とからなることを特徴とする誘導電動機のインバータ制御装置。 - 請求項１記載の電圧誤差補正部に代えて、
前記二軸成分値の電圧指令値と電流検出値を入力とし、デッドタイムによる電圧誤差を測定する電圧誤差測定部と、
前記電圧誤差を用いて前記電圧指令値に電圧誤差の補正を行うデッドタイム補償器とからなることを特徴とする誘導電動機のインバータ制御装置。 - 前記電圧モデル式磁束演算部で得た二次磁束演算値と固定座標系上の前記電流検出値の位相差を検出する位相差検出器と、
前記正弦波指令発生部から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数の大きさと前記位相差検出器で求めた位相差に基づいて、二次回路時定数を得るモータ定数測定部とからなることを特徴とする請求項１記載の誘導電動機のインバータ制御装置。 - 請求項１記載の電圧誤差補正部に代えて、
前記二軸成分値の電圧指令値と電流検出値を入力とし、デッドタイムによる電圧誤差を測定する電圧誤差測定部と、
前記電圧誤差を用いて前記電圧指令値に電圧誤差の補正を行うデッドタイム補償器と、
前記電圧モデル式磁束演算部で得た二次磁束演算値と固定座標系上の前記電流検出値の位相差を検出する位相差検出器と、
前記正弦波指令発生部から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数の大きさと前記位相差検出器で求めた位相差に基づいて、二次回路時定数を得るモータ定数測定部とからなることを特徴とする誘導電動機のインバータ制御装置。 - 前記電圧モデル式磁束演算部で得た二次磁束演算値と固定座標系上の前記電流検出値の位相差を検出する位相差検出器と、
前記正弦波指令発生部から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数の大きさ、及び、前記電圧モデル式演算部で得た二次磁束演算値と固定座標系上の前記電流検出値の各振幅最大値に基づいて、励磁インダクタンスを得るモータ定数測定部からなることを特徴とする請求項１記載の誘導電動機のインバータ制御装置。 - 請求項１記載の電圧誤差補正部に代えて、
前記二軸成分値の電圧指令値と電流検出値を入力とし、デッドタイムによる電圧誤差を測定する電圧誤差測定部と、
前記電圧誤差を用いて前記電圧指令値に電圧誤差の補正を行うデッドタイム補償器と、
前記電圧モデル式磁束演算部で得た二次磁束演算値と固定座標系上の前記電流検出値の位相差を検出する位相差検出器と、
前記正弦波指令発生部から発生された励磁電流指令信号が含む角周波数の大きさ、及び、前記電圧モデル式演算部で得た二次磁束演算値と固定座標系上の前記電流検出値の各振幅最大値に基づいて、励磁インダクタンスを得るモータ定数測定部からなることを特徴とする誘導電動機のインバータ制御装置。 - 二次抵抗、励磁インダクタンス、二次回路時定数のいくつかの測定値と前記二軸成分値の電流検出値とを用いて誘導電動機の二次磁束を演算する電流モデル式磁束演算部と、
前記電流モデル式磁束演算部と前記電圧モデル式磁束演算部のそれぞれの出力値が一致するように、前記電圧モデル式磁束演算部が有する積分器のオフセットを補償するオフセット補償部とからなることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の誘導電動機のインバータ制御装置。 - 二次抵抗、励磁インダクタンス、二次回路時定数のいくつかの測定値と前記二軸成分値の電流検出値とを用いて誘導電動機の二次磁束を演算する電流モデル式磁束演算部と、
前記電流モデル磁束演算部と前記電圧モデル式磁束演算部のそれぞれの出力値が一致するように、二次抵抗を補正演算するＲ２補正部とからなることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の誘導電動機のインバータ制御装置。 - 前記Ｒ２補正部による演算補正量が所定値以下になるまで、二次抵抗の補正処理を繰り返すことを特徴とする請求項８記載の誘導電動機のインバータ制御装置。
- 前記正弦波指令発生部からの励磁電流指令に直流信号を含むようにして得た前記位相差検出器の出力値である位相差に基づき、励磁インダクタンスの飽和特性を得ることを特徴とする請求項３または４に記載の誘導電動機のインバータ制御装置。
- 二次抵抗、二次回路時定数の測定値を用いて、励磁インダクタンスを得ることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の誘導電動機のインバータ制御装置。
- 前記電圧誤差補正部は、位相は前記二軸成分値の電流検出値と同位相、振幅は前記二軸成分値の電圧指令値の振幅から前記電流検出値が極性反転するタイミング前後の連続した２点の電圧指令値の差の１／２だけ減じた正弦波信号を電圧誤差補正後の電圧指令信号として求めることを特徴とする請求項１、３、５のいずれかに記載の誘導電動機のインバータ制御装置。
- 前記電圧誤差測定部は、電圧誤差を前記二軸成分値の電圧指令値の振幅から前記電流検出値が極性反転するタイミング前後の連続した２点の電圧指令値の差の１／２として求めることを特徴とする請求項２、４、６のいずれかに記載の誘導電動機のインバータ制御装置。
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