JPH0328913B2 - - Google Patents

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JPH0328913B2
JPH0328913B2 JP57173184A JP17318482A JPH0328913B2 JP H0328913 B2 JPH0328913 B2 JP H0328913B2 JP 57173184 A JP57173184 A JP 57173184A JP 17318482 A JP17318482 A JP 17318482A JP H0328913 B2 JPH0328913 B2 JP H0328913B2
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JP
Japan
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signal
component
magnetic flux
induction motor
voltage
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Toshiaki Okuyama
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Hitachi Ltd
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/26—Rotor flux based control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/01—Asynchronous machines

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は誘導電動機の速度制御を高応答で行え
る誘導電動機の制御方法に関する。
〔従来技術〕
誘導電動機の１次電流をトルク電流成分と励磁
電流成分に分解し、それぞれを独立に制御するも
のはベクトル制御として知られている。ベクトル
制御を採用すると、誘導電動機においても直流電
動機と同様に高応答の速度制御ができる。
ベクトル制御を行うには１次電流を成分分解す
るための基準信号として磁束軸位置を知る必要が
ある。磁束軸位置は誘導電動機に磁束検出器を取
付けることにより検知できる。しかし、誘導電動
機に磁束検出器を取付けなければならず汎用の誘
導電動機ではベクトル制御を行えない。さらに、
磁束検出器の出力信号を制御装置に伝送するため
の信号線を敷設しなければならないという実用上
の問題もある。
この問題を解決するため、磁速軸位置を検出せ
ずに、制御装置内で演算して励磁電流成分を磁束
軸位置に一致するように、制御する方法が提案さ
れている。
具体的には誘導電動機の速度を検出し、速度指
令信号と速度検出信号との偏差でもつてすべり周
波数を制御することによつて１次電流の励磁電流
成分が磁束軸と一致するようにするものである。
この方法はすべり周波数制御型ベクトル制御と称
されている。
ところが、この方法は速度検出器を必ず設けな
ければならない。速度検出器を設けると速度検出
信号を制御装置に置くための信号ケーブルを必要
とし、また、速度検出器が取付けられていない誘
導電動機ではベクトル制御を行えないという欠点
を有する。
〔発明の目的〕
本発明の目的は、この問題を解決することにあ
り、速度検出器を用いることなく応答の速い速度
制御が行える誘導電動機の制御方法を提供するこ
とにある。
〔発明の概要〕
本発明の特徴とするところは誘導電動機の電圧
を検出し、該電圧の前記励磁電流成分に対して平
行な成分及び直交な成分をそれぞれ分解して求
め、該電圧の前記励磁電流成分に対して平行な成
分が零となるように誘導電動機の１次周波数を制
御すると共に、該電圧の励磁電流成分に対して直
交な成分が設定値となるように励磁電流成分の大
きさを制御するようにしたことにある。
本発明の他の特徴とするところは誘導電動機の
磁束を検出し、該磁束の前記励磁電流成分に対し
て平行な成分及び直交な成分をそれぞれ分解して
求め、該磁束の励磁電流成分に対して直交な成分
が零となるように誘導電動機の１次周波数を制御
すると共に、該磁束の励磁電流成分に対して平行
な成分が設定値となるように励磁電流の大きさを
制御するようにしたことにある。
〔発明の実施例〕
第１図に、本発明の一実施例の回路構成図を示
す。
１はGTO（ゲートターンオフサイリスタ）及び
ダイオードなどで構成されるPWMインバータ、
２は誘導電動機、３は電動機の回転速度を指令す
る速度指令回路、４は速度指令信号と後述する速
度演算信号の偏差を増巾する速度偏差増巾器、５
は電動機電圧検出用変圧器、６は電動機電圧の成
分であつて後述の励磁電流位相基準に対して90度
位相差の成分信号を検出するための電圧成分検出
器、７は周波数指令信号をこれに比例する電圧指
令信号に変換し、この電圧指令信号と前記電圧成
分検出信号の偏差を増巾する電圧偏差増巾器、８
は電動機電圧の成分であつて後述の励磁電流位相
基準に対して同位相（又は逆位相）の成分信号を
検出するための電圧成分検出器、９は速度指令信
号を入力し、その変化率が制限された信号を出力
する変化率制限器、１０は電圧成分検出器８の出
力信号極性を判別するための極性判別器、１１は
増巾器７の出力信号が所定値以上のとき信号を出
力する比較器、１２は比較器１１の出力信号レベ
ルが「低」のとき、極性判別器１０の出力信号を
取込み（サンプル）、比較器１１から高レベルの
信号が発せられたとき先に取込んだ信号を保持記
憶（ホールド）する記憶回路、１３は比較器１１
から高レベルの信号が発せられたときのみ記憶回
路１２の出力信号に応じて正あるいは負極性の信
号を出力するスイツチ回路、１４は電圧成分検出
器８、変化率制限器９及びスイツチ回路１３の出
力信号を加算を加算し速度演算信号を出力する加
算器、１５は増巾器４の出力信号に基づいて電動
機のすべり周波数指令信号を取り出すすべり周波
数指令回路、１６は速度演算信号とすべり周波数
指令信号を加算し周波数指令信号を出力する加算
器、１７はその出力信号に比例した周波数をもつ
二相正弦波信号を出力する発振器、１８は電動機
２の励磁電流指令を出力する励磁電流指令回路、
１９は励磁電流指令と増巾器７の出力信号を加算
する加算器、２０は加算器１９の出力信号と発振
器１７の一方の出力信号を乗算し、電動機１次電
流の励磁分指令パターン信号（正弦波信号）を出
す乗算器、２１は増巾器４の出力信号（トルク指
令信号）と発振器７のもう一方の信号を乗算し、
１次電流のトルク分指令パターン信号（正弦波信
号）を出す乗算器、２２は各成分指令パターン信
号のベクトル加算を行い、インバータの出力電流
指令パターン信号を出す加算器、２３はインバー
タ出力電流を検出するための電流検出器、２４は
電流指令パターン信号と電流検出信号を比較し、
インバータのGTOをオン・オフ制御するための
PWM信号を出力する比較器、２５はGTOにゲ
ート信号を与えるためのゲート回路である。な
お、20〜25に同様のものはインバータ出力相数に
対応し３組あるが、他の２組は図示を省略してあ
る。
次に上記回路の動作を説明する。
まず、本発明の理解を容易にするため本発明の
基本理念を説明する。
誘導電動機を高速応答で制御する方法として、
ベクトル制御が周知であるが、その制御原理は次
のようである。すなわち、２次鎖交磁束の向きに
ｄ軸、それに直交する軸をｑ軸と仮定し、１次電
流のｄ，ｑ軸成分i1d，i1qを次式の関係に制御す
れば、i1dは励磁電流idに、またi1qはトルク作用電
流iτに対応させて制御することができる。
｜i1｜＝√1d 2＋1q 2 ……(1) ωs＝１／T2・i1q／i1d ……(2) θ＝tan-1i1q／i1d ……(3) ここに、i1：１次電流 ωs：すべり角周波数 T2：２次時定数 θ：ｄ軸に対する１次電流の位相 すなわち、１次電流の大きさを(1)式に従い制御
し、１次周波数をすべり周波数が(2)式を満足する
よう制御し、かつ１次電流の位相を(3)式に関係し
て制御するならば、i1dに応じて磁束φを、また
i1qに応じてトルクτを各々独立に制御すること
ができる。このとき、トルクτは次式にて示され
るようにi1qに対して応答遅れなしに制御される。
τ＝kφ・i1q ……(4) ここに、ｋ：比例定数 これらの制御条件を速度検出器を用いることな
しに実現し、高速応答の速度制御が行えるように
したものが本発明の基本原理である。
以下、第１図の回路の動作につき説明する。
先ず、１次電流が(1)及び(3)式に従い制御される
回路動作につき述べる。発振器１７は後で詳述す
る周波数指令信号に比例した周波数の２相正弦波
信号を出力する。これら信号は互いに90度の位相
差をもち、各種流成分の指令パターン信号の位相
基準となる。
次に乗算器２０，２１及び加算器２２において
前述した演算を行い、インバータ出力電流の瞬時
値を指令する電流指令パターン信号i1 *が取り出
される。この関係を式にて示せば、 i1 *＝i1〓*＋i1＊β ＝√*2＋*2cos（ω1t＋θ） ……(5) ここに、i1〓*＝im′*cosω1t im′*：加算器１９の出力信号 i1〓*：乗算器２０の出力信号 i1〓*＝−iτ*sinω1t iτ*：トルク指令信号（増巾器４の出力信号） i1〓*：乗算器２１の出力信号 θ＝tan-1iτ*／im′* ω1：１次角周波数（発振器１７の出力角周
波数） である。インバータの出力電流はヒステリシス特
性を有する比較器２４の動作に従いこの電流指令
パターン信号に比例するよう制御される。このよ
うにして、i′n *（平常時は励磁電流指令信号in *に
一致する）に比例してi1dを、トルク指令信号iτ*
に比例してi1d *を制御することにより、前述した
(1)及び(3)式の関係は満足される。
次に、(2)式を満足させる動作原理について説明
する。いま(2)式を変形すれば(2)′式であり、すべ
り周波数ωsがi1qに比例するよう制御すれば磁束
φは一定となることを示している。
φ＝Ｍ／T2・i1d／ωs ……(2)′ ここに、Ｍ：１次−２次相互インダクタンスし
たがつて、逆に磁束φが常に一定となるように１
次周波数を制御するならば(2)式が満足されること
になる。磁束φの変化は誘導起電力の変化として
検出できるため、それに応じて１次周波数を制御
すれば、磁束φ一定の制御が行える。以下さらに
詳しく磁束φ一定制御の動作原理について説明す
る。
第２図は、増巾器４からのトルク指令信号i〓*
並びに加算器１９の出力信号i′m*が一定と仮定し
た場合における、すべり周波数ωsに対する電動
機磁速φの変化を示す。φd，φqはｄ，ｑ軸方向
の各磁束成分、φはφd，φqのベクトル合成磁束
である。第２図ａ，ｂ，ｃは各々トルク指令信号
i〓*が正の定格値であつてトルクが正の定格とな
るべき場合、i〓*が零であつてトルクが零となる
べき場合及びi〓*が負の定格値であつてトルクが
負の定格となるべき場合を示す。以下、第２図ａ
から順に説明する。
第２図において×印が磁束φ一定を満足する正
規の動作点である。磁束φについてみれば、この
動作点よりすべり周波数（以下sと記す）が過大
であるときはφ＜1.0（p.u.）となり、逆にすべり
周波数sが過小であるときはφ＞1.0（p.u.）とな
る。一方、φqについては正規動作点を境にして
極性が変化する。そこでφq＞０のときは１次周
波数1を上げ、φq＜０のときは下げるようにして
φqに応じてsを修正制御すれば動作点は図示×印
の正規の点に移り、φq＝０かつφは定格値とな
る。すなわち所期のφ一定制御が行われる。
ところが、i〓*が大（重負荷）きくなり、すべ
り周波数の絶対値が大きい範囲において｜φq｜
が非常に小さくなる傾向があり、Δφq／Δsのゲ
インが低下することから上述した制御が困難にな
る。｜φq｜が小となる原因はsの増加により磁束
が減少するためであるが、その解決策としては次
に述べる制御を行えばよい。
φd，φqは定常時においては次式にて与えられ
る。
φd＝（ωsT2φq＋Mi1d） ……(6) φq＝（−ωsT2φd＋Mi1q） ……(7) φqは正規動作点においては零であるが、それを
中心としてすべり角周波数ωsの変動に応じ正負
に変化する。そのゲイン（Δφq／Δωs）はφdに比例
す るが、φq＜０においてそれが小となる理由はこ
のφdが減少することにある。したがつてφdが一
定に保たれるよう制御するならば前述したゲイン
低下の問題はなくなる。この特性を第３図に示
す。φdは(6)式が示すようにi1dに応じて変化する
ため、φd相当を検出しそれの定格値からの変動
に応じてi1qを制御すれば、φdを定格値に保つこ
とが可能である。上述のようにして前述したゲイ
ン低下を防止することができ、常にφ一定の制御
が行われる。以上がφ一定制御の動作原理であ
る。
このようにして第２図においてφdが定格値
（1.0p.u.）より減少する範囲においては、i1dは増
加せしめられるが、その増分はインバータの出力
電流許容値等から制限される。したがつて、fsが
正規動作点より大きく離れる場合は、φdを一定
に保つことができなくなり、再びΔφq／Δωsが減
少して前述した問題が生じる。この不具合は次の
ようにして防止することができる。すなわち、
i1dが制限値以内である間においてφqの極性を記
憶要素に取込んでおき、i1dが制限値以上となる
場合においては、先に取込んだφqの極性をその
まま記憶要素に記憶し、その極性に応じ１次周波
数1を前述の関係に従い制御する。このようにし
てその後に｜φq｜が減少し、制御が困難となる
場合が生じても、記憶要素からの信号によりfsを
正しく修正制御することができるため、前述した
不具合は生じない。
第２図ｂはi〓*が零（無負荷）の場合である。
図示の×印が正規動作点である。この場合におい
てもφqにより1を前述と同様に制御することによ
り、動作点を正規動作点に固定する自動運転が行
える。また第２図ｃはi〓*が負の定格値（トルク
が負の定格）の場合である。この場合においても
同一の制御により所期の運転が行える。
このようにして常にφ一定の運転が行え、前述
した(2)及び(2)′式の関係が満足される。なお、第
２図に示した関係は正転及び逆転運転において共
通しているため、正逆転並びに電動運動と回生運
転（トルクが回転方向に対して正負の運転）が同
一の制御方式にて行うことができる。なお、電圧
成分を検出して２軸に分解して逆転させる場合に
は電圧検出の出力極性を正転の場合に比べ極性を
反転する必要がある。
以上が(2)及び(2)′式を満足させるための動作原
理であるが、次に第１図の回路における上記の関
係の動作について説明する。
電圧成分検出器６及び８は、次式に従い電動機
電圧の２軸成分すなわち励磁電流位相基準に対し
て90度位相差及び同位相成分を各々検出する。
ed eq＝cosω1t sinω1t −sinω1t cosω1tv1〓 v1〓 ……(8) v1〓＝vu v1〓＝10／√３（vV−vW）！ ……(9) ここに、 ed：検出器８の出力信号 eq：検出器６の出力信号 vd〜vd：電動機各相電圧 cosω1t sinω1t：発振器１７の出力信号cosω1tはＵ相
の励磁電流位相基準 上式の演算は例えば乗算器及び加算器により実
現できることは明らかである。
ed＋edは電動機の漏れインピーダンス降下の影
響を無視すれば、前述したφd，φqと次式の関係
がある。
ed＝−ω1φq eq＝ω1φq …(10) すなわち、edによりφq相当の信号が、またedに
よりφd相当の信号が検出される。
検出器８の出力信号は、変化率制限器９及びス
イツチ回路１３の出力信号と共に加算器１４に加
えられる。このときedが負（φq＞０の相当）の場
合は、加算器１４の出力信号が上昇する極性にて
加算される。該出力信号は前述したすべり周波数
指令信号と加算器１６において加算され、そして
インバータ１の出力周波数1はこの加算器出力信
号（周波数指令信号）に比例するよう制御され
る。
このようにして前述した原理に従い常にed＝０
（φq＝０）となるようf1が制御され、そしてすべ
り周波数の実際値は前述した正規動作点の値に制
御される。このとき、加算器１４の出力信号は次
の理由から速度演算信号となる。すなわち、すべ
り周波数指令信号は、増巾器４からのトルク指令
信号に応じて予め決定された正規すべり周波数の
指令信号であるため、次式からその理由が明らか
となる。
s *＋r *＝1（インバータ側） s＋r＝1（電動機側） …(11) ここに、s * ，s：すべり周波数の指令値と実際値 r *，r：電動機回転周波数の演算値と実際値 1：インバータ出力周波数あるいは電動機１次
周波数 すなわち、インバータ出力周波数〓1は、すべ
り周波数指令値〓s *と加算器１４の出力信号に関
係する〓r *の和にて制御される。一方、電動機１
次周波数は、すべり周波数実際値〓sと回転周波
数実際値〓rの和で与えられるものであり、それ
ゆえ前述したように〓s *＝〓sに制御されること
並びにインバータ出力周波数と１次周波数は同一
のものであることを考慮すれば、〓r *〕〓rとな
るからである。上述のようにして加算器１４の出
力信号は速度演算信号なる。
なお、すべり周波数指令回路１５は本発明にお
いて必須のものではない。なぜなら、〓sはすべ
り周波数指令の有無にかかわらず正規動作点の値
に制御されるためである。このとき制御応答性能
において不具合は生じない。しかし上記の〓r *＝
〓rの関係は保たれなくなるため速度制御精度が
低下する。しかしながら、〓s／〓rが十分小さい
範囲においてはその影響は大きくはないため、速
度精度があまり要求されない用途には十分適用で
きるものである。
また、速度指令信号が変化率制限器９を介して
加算器１４に加えられているが、これはedの変動
幅を小さく抑えるためのものであつて、本発明に
必須のものではない。また回路１０〜１３の動作
については次に説明する。
検出器６の出力信号eqと加算器１６の出力信号
ω1 *は増巾器７に入力される。このとき周波数指
令信号ω1 *は増巾器７の内部で磁束基準値φ*と乗
算され、電圧指令値eq *として取り出される。そ
の後に前記eq *とeqとの偏差は増巾器７内部で構
成される比例−積分等からなる調節器で、その偏
差が零となるようにφdがの変動に関係した励磁
電流の修正信号△inが演算され、その結果は増巾
器７から出力される。該信号と指令回路１８から
の励磁電流指令は加算器１９において加算され、
これに比例してi1dが制御される。この結果、φd
は一定に制御される。φd一定となるよう制御す
る理由については前述した通りである。なお、す
べり周波数〓sが正規動作点より変動した場合は、
増巾器７から信号が出力されるが、前述したφ一
定制御により正規動作点に復帰した場合はその出
力信号は零に還る。したがつて平常時のφdは励
磁電流指令に比例して制御される。
上述の基本理念の説明において述べたように、
i1dの増分はインバータの出力電流許容値などか
ら制限する必要があるため、増巾器７には出力信
号制限器が設けられている。比較器１１はその出
力信号が制限値に達したことを検出するためのも
ので、その検出信号は記憶回路１２及びスイツチ
回路１３に加えられる。記憶回路１２は極性判別
器１０から送られるedの極性に応じた信号を取込
み、比較器１１から信号が発せられた際には、そ
れまでに取込んだ信号を保持記憶する。スイツチ
回路１３は比較器１１から信号が発せられた際、
記憶回路１２の出力信号に応じ正あるいは負極性
の信号を出力し、前記電圧検出信号edよりも大き
な値を有するedの極性信号を加算器１４に入力す
ることで、速やかにすべり周波数を修正して、動
作点を正規の点に速やかに復帰するようにさせ
る。なおこれら回路の必要性等については先述の
原理説明において述べた通りである。
以上述べたようにして(1)〜(3)が常に成立するよ
う制御するため、速い応答の速度制御を行うこと
ができる。
したがつて本発明によれば、速度検出器を用い
ることなく、速い応答の速度制御を安定に行うこ
とができる制御方法を提供することができる。
ここで、第１図の実施例においては、eqを検出
しその指令値からの変動に応じて励磁電流指令id
＊に修正分を加え、i1dを変化させることによりφd
を一定に制御する方法を用いたが、電動機磁束φ
とφdは第２図に示すように類似した関係にある
ため、φdの代りにφが一定となるよう同様の制
御を行つても同様の効果が得られる。このときの
制御回路は、電動機電圧の大きさの検出信号を検
出器６の出力信号に代えて増巾器７に加えるよう
にしたところが第１図のものと異なるが、他は同
一である。
また、第１図の実施例においては、ed及びeqを
検出し前述した動作に従いφdは所定値に、φqに
ついては零となるよう制御するものであつたが、
φd及びφqを演算検出し、直接にφd，φqを制御す
るようにしても同様の制御が行えることは明らか
である。
第４図はその実施例を示す回路構成図である。
磁束検出器２６は次式に従い電動機１次電圧を２
相交流信号v1〓，v1〓に変換しそれらを積分するこ
とにより、電動機磁束φ〓，φ〓（２相交流信号）を
検出する。
v1〓＝vU v1〓＝１／√３（vV−vW） ……(9)′ φ〓＝−∫（v1〓−zi1〓）dt φ〓＝∫（v1〓−zi1〓）dt ……(12) ここで、zi1は磁束の検出精度を高めるために、
電動機の漏れインピーダンス降下の影響を１次電
流i1（実際値または指令値）を用いて補償してい
ることを示す。
磁束成分検出器６′及び８′は、次式に従い磁束
の１軸成分すなわち励磁電流位相基準に対し同位
相及び90度位相差成分を各々検出する。
φd φq＝cosω1t sinω1t −sinω1t cosω1tφ〓 φ〓 ……（13） ここに、φd：検出器６′の出力信号 φq：検出器８′の出力信号 cos〓1 t sio〓1t発振器１７の出力信号でcosω1tは
Ｕ相
の励磁電流位相基準 検出器８′の出力信号は、加算器１４にφqが正
のときその出力信号が上昇する極性関係にて加え
られる。一方、検出器６′の出力信号は磁束指令
回路２７からの磁束指令信号と突き合わされ、磁
束偏差増巾器７′に加えられる。増巾器７′はφd
の指令値からの変動に応じた信号を出力し、それ
は加算器１９に加えられる。その他の部品及びそ
の動作は第１図のものと同一である。
上述した説明から明らかな如く、本実施例にお
いても第１図と同様の制御動作を行わせることが
でき、同様の効果が得られる。なお磁束は電動機
内部に取付けた感磁素子によつても検出可能であ
るが、その検出信号を磁束検出器２６の出力信号
の代りに磁束成分検出器６′，８′に加えるように
しても同一の制御が行えることは明らかである。
また、電動機磁束φとφdは前述したように類
似の関係にあるため、検出器６′の出力信号の代
りにφを検出する磁束量検出器の出力信号を増巾
器７′に加えても同様の制御を行わせることがで
きる。
〔発明の効果〕
以上説明したように本発明によれば速度検出器
を用いることなく、速度制御を高応答で行うベク
トル制御を実現できる。
なお、以上の実施例においては、PWM（パル
ス幅変調）インバータへの適用例について述べた
が、他の種類のインバータであつても、その出力
周数数及び出力電圧（電流）が制御可能なもので
あれば本発明を適用することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、
第２図は本発明の原理を説明するための特性図、
第３図は本発明を説明するための特性図、第４図
は本発明の他の実施例を示す回路構成図である。 １……インバータ、２……誘導電動機、３……
速度指令回路、４……速度偏差増巾器、６……電
圧成分検出器、７……電圧偏差増巾器、８……電
圧成分検出器、１０……極性判別器、１２……記
憶回路、１３……スイツチ回路、１４及び１６…
…加算器、１７……発振器。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 誘導電動機に供給する１次電流のトルク電流
    成分と励磁電流成分を独立に指令し、１次電流の
    大きさと位相を制御する誘導電動機の制御方法に
    おいて、前記誘導電動機の電圧を検出し、該電圧
    の前記励磁電流成分に対して平行な電圧成分を求
    め、該電圧成分が零に近付くように前記誘導電動
    機の１次周波数を制御することを特徴とする誘導
    電動機の制御方法。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記誘導電
    動機の電圧検出値より前記励磁電流成分に対して
    直交な電圧成分を求め、該電圧成分がその設定値
    に近付くように、前記励磁電流指令を補正するこ
    とを特徴とする誘導電動機の制御方法。 ３ 誘導電動機に供給する１次電流のトルク電流
    成分と励磁電流成分を独立に指令し、１次電流の
    大きさと位相を制御する誘導電動機の制御方法に
    おいて、前記誘導電動機の磁束を検出し、該磁束
    の前記励磁電流成分に対して直交な磁束成分を求
    め、該磁束成分が零に近付くように前記誘導電動
    機の１次周波数を制御することを特徴とする誘導
    電動機の制御方法。 ４ 特許請求の範囲第３項において、前記誘導電
    動機の磁束検出値より前記励磁電流成分に対して
    平行な磁束成分を求め、該磁束成分がその設定値
    に近付くように前記励磁電流指令を補正すること
    を特徴とする誘導電動機の制御方法。
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