JP2688370B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

インバータ制御装置

Info

Publication number
JP2688370B2
JP2688370B2 JP1152091A JP15209189A JP2688370B2 JP 2688370 B2 JP2688370 B2 JP 2688370B2 JP 1152091 A JP1152091 A JP 1152091A JP 15209189 A JP15209189 A JP 15209189A JP 2688370 B2 JP2688370 B2 JP 2688370B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage vector
period
vector
switching signal
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP1152091A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH0322889A (ja
Inventor
靖彦 岡田
洋一 大森
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toyo Electric Manufacturing Ltd
Original Assignee
Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toyo Electric Manufacturing Ltd filed Critical Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority to JP1152091A priority Critical patent/JP2688370B2/ja
Publication of JPH0322889A publication Critical patent/JPH0322889A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP2688370B2 publication Critical patent/JP2688370B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Landscapes

  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、マイクロコンピュータ（以下CPUと略称す
る）を使用し、瞬時空間ベクトル法により高速ディジタ
ル制御される、PWMインバータによる３相誘導電動機
（以下IMと略称する）の磁束及びトルクの制御方式に関
するものである。
（従来の技術） IMの制御方式は近年インバータ制御が一般的である
が、騒音や過渡応答などの問題から瞬時空間ベクトル制
御が脚光を浴びており、例えば昭和63年８月に社団法人
電気学会から発行された昭和63年電気学会産業応用部門
全国大会講演論文集の第361〜364頁に掲載された論文
「誘導電動機の二次磁束制御に基づくトルク制御法とそ
の特性」などにも発表されている。
第２図は瞬時空間ベクトル法を用いたIMの制御系の一
例のブロック図であり、この図によって従来技術による
瞬時空間ベクトル制御の制御方式を説明する。
Vdcなる値を持つ直流電圧源１から供給される電圧
は、一般的に知られる６個のトランジスタによって構成
される３相インバータ部（以下INVと略称する）２を介
してIM3へ接続される。
CPU演算部６には、直流変流器（以下DCCTと略称す
る）７が検出したIM3の電流信号と、IM3の回転速度に比
例した周波数のパルスを発生するPG4の出力信号と、更
に、外部からのトルク指令τ*とが入力され、これらを
後述する方法により演算算出されたベース信号をベース
回路５へ出力する。
ベース回路５はCPU演算部６から入力されるベース信
号に応じて、INV2の各トランジスタをオン／オフさせて
IM3を駆動する。
尚、DCCT7の出力であるIM3の電流信号は、図示してな
い変換演算器によって空間ベクトル値に変換される。
次に、CPU演算部６の演算ブロック図を第３図に示し
更に詳細に説明する。図中DCCT7及びPG4は第２図に示し
たものであり、各入出力の脚字として示した（ｎ−
１），（ｎ）及び（ｎ＋１）はサンプリング周期Ｔ毎の
第（ｎー１）回目，第ｎ回目のサンプリング時点での値
及び第（ｎ＋１）回目のサンプリング時点での値である
ことを示す。
第（ｎー１）回目のサンプリング時点Ts(n-1)におい
て、IM3の電流(n-1)を読み込み、それによりその時点
の瞬時磁束(n-1)を磁束演算部８により演算する。瞬
時磁束(n-1)も勿論空間ベクトル値である。
また、この時のIM3のローラ位置θm(n-1)をロータ位
置検出部９によってPG4から送られるパルスにより検出
し、一方、外部から入力されるトルク指令τ*からすべ
り周波数演算部10において求めたすべり周波数指令ωs *
(n-1)と共に磁束指令演算部11へ入力し、このサンプリ
ング時点Ts(n-1)より２サンプリング周期後の、すなわ
ち第（ｎ＋１）回目のサンプリング時点Ts(n+1)におけ
る磁束指令値* (n+1)を演算する。更にこのサンプリン
グ時点Ts(n+1)における電流指令値* (n+1)を、この磁
束指令値* (n+1)を用いて電流指令演算12によって演算
する。
また、サンプリング時点Ts(n-1)からTs(n)までの出力
電圧ベクトルの積分値Δ(n-1)を、カウンタ弁16が出
力するスイッチング信号とそれを出力する期間Tp及びト
ランジスタ短絡防止期間Tdを補正するため、電流方向判
別部18の出力である電流の状態符号Ｉから電圧ベクトル
積分演算部17によって演算する。
ベクトル演算部13では、磁束(n-1)，磁束指令値に
* (n+1)と電流(n-1)，電流指令値* (n+1)及び電圧
ベクトル積分値Δ(n-1)を入力して、サンプリング時
点Ts(n+1)に磁束及び電流がそれぞれ、(n+1)＝*
(n+1)、* (n+1)＝* (n+1)となるように、サンプリン
グ時点Ts(n)で出力すべき電圧ベクトルにサンプリング
周期Ｔを乗じたΔ(n)を演算する。
ベクトル選択部14では、ベクトル演算部13で算出され
たΔ(n)に応じて、第４図に示すINV2の出力電圧ベク
トル1〜6の中からΔ(n)と方向がほぼ等しい電圧
ベクトル(n)に対応するスイッチング信号Sx(n)を選択
し、またその電圧ベクトルに対してINV2のスイッチング
するべきトランジスタの数が少ない方の零電圧ベクトル
に対応するスイッチング信号Sx(m)を選択し、前記スイ
ッチング信号Sx(n)と共にカウンタ弁16へ出力する。こ
こでスイッチング信号Sx(n)とSx(m)との脚字ｘはINV2の
各相u,v,wをそれぞれ当て嵌めるものとし、Sx(n)とS
x(m)とは、いずれもその相の正極側のトランジスタがオ
ンで負極側のトランジスタがオフの場合には１で表し、
逆に正極側のトランジスタがオフで負極側のトランジス
タがオンの場合には０で表すものとする。なお、括弧内
のｎ及びｍはそれぞれ有効な電圧ベクトルか零電圧ベク
トルかを区別するばかりでなく、数字を加減することに
よって何番目のサンプリング時点のものであるかをも示
す。
スイッチング期間演算部15では、ベクトル選択部14で
選ばれた電圧ベクトルをINV2が出力する期間TPを TP＝｜Δ(n)|/V …… から演算し、カウンタ弁16へ出力する。ここで、Ｖは電
圧ベクトル1〜6の絶対値である。また、TP＞Ｔの場
合にはTP＝Ｔとする。
カウンタ弁16は、ベクトル選択部14で選ばれた電圧ベ
クトルに相当するスイッチング信号Sx(n)を期間TPだけ
トランジスタのベース回路５へ出力し、その後残りの期
間（Ｔ−TP）は零電圧ベクトルに相当するスイッチング
信号Sx(m)をベース回路５へ出力する。
このように、所定のサンプリング周期Ｔ毎に瞬時磁束
(n-1)を演算し、トルク指令τ* (n-1)に応じて２サン
プリング周期後の磁束指令* (n+1)を演算して、２サン
プリング周期後には瞬時磁束(n+1)が磁束指令値*
(n+1)に一致するような電圧ベクトルΔ(n)/Vを求め
る。そうして、第４図に示したINV2の出力電圧ベクトル
1〜6の中からそれに近い方向のものを１つ選び、｜
Δ(n)｜に相当する期間だけINV2からそれを出力する
ようにしてIM3を制御している。
（発明が解決しようとする課題） 瞬時磁束がトルク指令τ*に応じた磁束指令値*に
遅れることなく追従するために、出力させるべき電圧ベ
クトルにサンプリング周期Ｔを乗じた値Δ(n)を求
め、それから出力するべき電圧ベクトル(n)とその期
間Tpとを求めて、カウンタ弁16が期間Tpだけ電圧ベクト
ル(n)に対応するスイッチング信号Sx(n)を出力する。
然し乍ら、INT2のトランジスタには短絡防止期間Tdが
あり、実際に電圧ベクトル(n)がIM3に出力される期間
が前記Tpと異なる可能性がある。更に、零電圧ベクトル
(m-1)を電圧ベクトル(n)に変える際に、短絡防止期
間Tdだけ正規の電圧ベクトル(n)やその前の電圧ベク
トル(m-1)と異なった電圧ベクトルがIM3に印加される
可能性がある。従って、IM3に誤った電圧ベクトルを印
加することになり、瞬時磁束が磁束指令値*に追従
せずにトルク脈動の原因となる。
本発明は、前述のごとき不具合点を解決するためにな
されたものである。
（課題を解決するための手段） 前述の欠点は電圧ベクトル(n)を出力する期間Tpの
演算に短絡防止期間Tdによるスイッチングの遅れを考慮
していないこと、及び短絡防止期間Tdに印加されるべき
でない電圧ベクトルがIM3に印加されることに起因して
いる。
第５図はINV2の１相分の回路図を示し、直流電圧源１
の＋端子と−端子との間に、正極側にはトランジスタT
r1、負極側にはトランジスタTr2の、２個のトランジス
タが直列に接続され、それらの間の接続点ｅからIM3へ
この相の電流ｉを供給するように構成され、各トランジ
スタTr1及びTr2にはそれぞれダイオードD1及びD2が逆並
列に接続されている。図で矢印の方向、すなわち接続点
ｅからIM3へ向かう方向を電流ｉの正の方向とする。
トランジスタTr1がオンでトランジスタTr2がオフ（S
x(n)＝１）の状態からトランジスタTr1がオフすると、
電流ｉ＞０（状態符号Ix＝１で表す）の時は電流ｉはダ
イオードD2を流れるので、接続点ｅの電位は直ちに一端
子の電位となる。然し、電流ｉ＜０（状態符号Ix＝０で
表す）の時は、トランジスタTr1がオフしても電流ｉは
ダイオードD1を流れるので、接続点ｅの電位は＋端子の
電位のままで、短絡防止期間Tdだけ遅れてトランジスタ
Tr2がオンした時、初めて接続点ｅの電位は−端子の電
位となる。
これが短絡防止期間Tdによるスイッチングの遅れであ
り、トランジスタTr1の状態すなわちスイッチング信号S
x(n)又はSx(m)の状態と、電流ｉの方向すなわち状態符
号Ixの状態に依存する。なお、これらの符号の脚字ｘは
前述の通りINV2の各相u,v,wが当て嵌められる。
第６図はサンプリング時点Ts(n)及びTs(n+1)の前後に
おける、従来のインバータ制御方式によるカウンタ弁16
の出力スイッチング信号とそれに対応するINV2の出力電
圧ベクトルと、本発明のインバータ制御方式によるカウ
ンタ弁の出力スイッチング信号とそれに対応するINV2の
出力電圧ベクトルとを示す。
従来のインバータ制御方式では、カウンタ弁の出力ス
イッチング信号がSx(m-1)からSx(n)に、またSx(n)からS
x(m)に変わる時に、INV2の出力は前述の短絡防止期間Td
の作用により、短絡防止期間Tdの間はいずれかの電圧ベ
クトル′(n)や′(m)となり、それら前後の電圧ベク
トルになるとは限らない。また、正規の電圧ベクトル
(n)が出力される期間も所定の期間Tpより短かくなった
り長くなったりする。
然し、本発明のインバータ制御装置では、後に説明す
る方法によって、サンプリング時点Ts(n)の直前のスイ
ッチング状態と電動機電流の極性に応じてスイッチング
信号Ｓx′(n)を算定し、それから始まる短絡防止期間Td
の間カウンタ弁から出力することによって、この期間の
INV2の出力電圧ベクトルをその前後の電圧ベクトル
(m-1)または(n)のいずれかにすることができる。INV2
の出力が電圧ベクトル(n)から零電圧ベクトル(m)に
変わる際には、変化するトランジスタがｕ相、ｖ相また
はｗ相のいずれか一相分だけなので、この時の短絡防止
期間TdのINV2の出力電圧ベクトルは必ず(n)か(m)の
いずれかとなるため、特別のスイッチング信号Ｓx′(n)
は必要としない。
また、本発明のインバータ制御装置では、カウンタ弁
が通常のスイッチング信号Sx(n)を出力する時間幅を、
前記短絡防止期間Tdに出力する特別のスイッチング信号
Ｓx′(n)に応じて時間幅TPSに補正し、INV2が電圧ベク
トル(n)を出力する。
以下、本発明によるインバータ制御装置における、カ
ウンタ弁の出力スイッチング信号Ｓx′(n)の選定方法
と、それに応じた通常のスイッチング信号Sx(n)の出力
時間幅TPSの決定方法について説明する。
前述のごとくIxをスイッチング時の電流方向の状態符
号とし、スイッチング信号がSx(m-1)からSx(n)に変化す
る際に、各相について短絡防止期間Tdだけスイッチング
が遅れるかどうかを判別する信号Ax(n)を Ax(n)＝Ix・x(m-1)・Sx(n) ＋x・Sx(m-1)・x(n) …… の論理式で求めることができる。ここで“・”は論理
積、“＋”は論理和を“−”は否定を意味している。ま
た、Ax(n)＝１はｘ相のスイッチングが短絡防止期間Td
だけ遅れることを意味しており、Ax(n)＝０の場合はｘ
相が指令通りに遅れることなく動作することを意味す
る。
このAx(n)の各相分から、短絡防止期間作用状態B(n)
を B(n)＝Au(n)＋Av(n)＋Aw(n) …… の論理式によって求める。
B(n)＝０の場合は短絡防止期間Tdの影響がない場合で
あり、 Ｓx′(n)＝Sx(n) …… TPS′＝TP−Td …… とし、この時にはINV2の出力が零電圧ベクトル(m-1)
から電圧ベクトル(n)に変わる時の短絡防止期間Tdに
おけるINV2の出力電圧ベクトル′(n)は(n)となる。
ここでTPS′は最終的なスイッチング信号S(n)を出力す
る時間幅TPSを求めるための仮の値である。
式でB(n)＝１の場合は Ｓx′(n)＝Sx(m-1)・Sx(n) ＋Ix・（Sx(m-1)＋Sx(n)） …… TPS′＝TP …… とし、この時にはINV2の出力が零電圧ベクトル(m-1)
から電圧ベクトル(n)に変わる時の短絡防止期間Tdに
おけるINV2の出力電圧ベクトル′(n)は零電圧ベクト
ル(m-1)となる。
式及びの脚時ｎをｍに置き代えると共にｍ−１を
ｎに置き代えることによって、スイッチング信号がS
x(n)からSx(m)に変化する際に短絡防止期間作用状態B
(m)を求めることができる B(m)＝０の場合はこの時に短絡防止期間Tdの影響がな
く、先の仮の値TPS′からからスイッチング信号Sx(n)を
出力する時間幅TPSは TPS＝TPS′ …… とし、B(m)＝１の場合には短絡防止期間Tdの影響がある
ので TPS＝TPS′−Td …… とする。
以上をまとめると下記第１表となる。
（作用） 従来のように、実際にはINV2のトランジスタ駆動には
短絡防止期間Tdがあるにも拘らず、それを無視して電圧
ベクトル指令に直接対応するスイッチング信号を出力し
た場合には、２相以上のトランジスタが切り換えられる
際には、短絡防止期間Tdだけスイッチングが遅れる場合
と遅れない場合があり、短絡防止期間Tdには所定の電圧
ベクトルでない電圧ベクトルがINV2から出力されてIM3
に印加されることがあった。
また、演算された電圧ベクトルに対応するスイッチン
グ信号を演算された期間Tpの通りに直接INV2に出力した
場合には、INV2は所定の電圧ベクトルを所定の期間Tpよ
りも短絡防止期間Tdだけ長くまたは短く出力することが
あり、IM3へ適切な時間だけ適切な電圧ベクトルを印加
できない。従って、瞬時磁束指令値*に対して瞬時磁
束が大きい誤差を持つようになり、トルク脈動やトル
ク誤差を生じる原因となっていた。
本発明のインバータ制御装置によって、前述のごとく
短絡防止期間Tdによりスイッチングに遅れが生じる場合
にみ、短絡防止期間Tdに特別のスイッチング信号Sx′
(n)を新しく設けて、短絡防止期間は必ずその前の電圧
ベクトルをIM3に印加するようにし、また演算された期
間Tpだけ必ず所定の電圧のベクトルがIM3に印加される
ように、新しい時間幅TPSを演算し所定のスイッチング
信号を出力することによって、短絡防止期間Tdに起因す
るIM3への印加電圧の誤差はなくなり、トルク脈動やト
ルク誤差を低減することができる。
（実施例） 第１図は本発明の一実施例のCPU演算部の演算ブロッ
ク図であり、第３図と異なる処はブロック16が16′とな
って機能が追加されたこと、および新しいブロック19,2
0が追加されたことのみなので、第３図と同一部分の説
明は省略し、追加機能のみについて説明する。
追加されたブロック19はスイッチング期間の短絡防止
期間補正部であり、スイッチング期間演算部15よりスイ
ッチング期間TPを入力し、ベクトル選択部14から入力し
た電圧ベクトルに対応するスイッチング信号Sx(n)と電
流方向判別部18から入力した電流の状態符号Ixとから、
論理式，により短絡防止期間作用状態B(n)及びB(m)
を求め、第１表を参照して短絡防止期間の影響を補正し
たスイッチング時間幅Tpsをカウンタ弁16′へ出力す
る。
ブロック20は短絡防止期間のスイッチング信号演算部
であり、ベクトル選択部14から入力した電圧ベクトルに
対応するスイッチング信号Sx(n)と電流方向判別部18か
ら入力した電流の状態符号Ixとから、論理式，によ
り短絡防止期間作用状態B(n)を求め、第１表を参照して
短絡防止期間のスイッチング信号Ｓx′(n)を必要に応じ
て式により算出し、カウンタ弁16′へ出力する。
カウンタ弁16′は、ブロック20から入力した短絡防止
期間のスイッチング信号Ｓx′(n)を短絡防止期間Tdだけ
出力した後、ブロック19から入力した時間幅Tpsだけベ
クトル選択部14から入力したスイッチング信号Sx(n)を
出力し、その後ベクトル選択部14から入力した零電圧ベ
クトルに対応するスイッチング信号Sx(m)を出力する。
（発明の効果） 以上詳細に説明したように、従来は演算された電圧ベ
クトル(n-1)に対応するスイッチング信号を、演算さ
れたスイッチング期間TpだけそのままINV2へ出力してい
たために、実際にはINV2のトランジスタに短絡防止期間
Tdがあるので、INV2の出力電圧ベクトルの時間幅が演算
された所定の期間Tpよりも短かくなったり長くなったり
すると共に、短絡防止期間Tdには演算された所定の電圧
ベクトル(n)と異なる電圧ベクトルをINV2が出力する
ことがあった。
本発明によるインバータ制御装置によれば、電流方向
とスイッチング方向とを調べて簡単な論理演算をするこ
とにより、短絡防止期間が電圧ベクトルの時間幅を短か
くするのか長くするのかを判別することができ、それを
補正項としてスイッチング信号の時間Tpsに参入するこ
とによって、正確な期間電圧ベクトルをIM3に印加する
ことができる。
また、短絡防止期間Tdに特別のスイッチング信号
Ｓx′(n)を新たに設けることにより、短絡防止期間によ
るスイッチングの遅れがある場合には、スイッチング前
の電圧ベクトル又は零電圧ベクトルをINV2が出力するこ
とができ、所定の電圧ベクトル又は零電圧ベクトル以外
の別の電圧ベクトルが出力されることがなくなる。
このようにして、トルクの脈動やトルク誤差を低減せ
しめることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例のCPU演算部の演算ブロック
であり、 第２図は瞬時空間ベクトル法を用いたIMの制御系の一例
のブロック図であり、 第３図は第２図のCPU演算部の従来の演算ブロック図で
あって、 第４図はインバータの出力できる電圧ベクトルを示すベ
クトル図、 第５図はインバータの１相分の回路図を示し、 第６図はサンプリング時点の前後における、カウンタ弁
の出力スイッチング信号と実際にインバータが出力する
電圧ベクトルとの状況を、従来方式と本発明によるイン
バータ制御装置とについて比較する図である。 １…直流電圧源 ２…３相インバータ部（INV） ３…３相誘導電動機（IM） ４…パルス発生器（PG）、５…ベース回路 ６…CPU演算部、７…直流変流器（DCCT） ８…磁束演算部、９…ロータ位置検出部 10…すべり周波数演算部、11…磁束指令演算部 12…電流指令演算部、13…ベクトル演算部 14…ベクトル選択部 15…スイッチング期間演算部 16,16′…カウンタ弁 17…電圧ベクトル積分演算部 18…電流方向判別部 19…短絡防止期間補正部 20…短絡防止期間用スイッチング信号演算部

Claims (1)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】ベクトル演算部、ベクトル選択部、スイッ
    チング期間演算部から構成され、瞬時電圧ベクトルを演
    算された期間出力することにより、３相PWMインバータ
    を制御するインバータ制御装置であって、各入出力の脚
    字として（ｎ−１），（ｎ），（ｎ＋１）がサンプリン
    グ周期毎の第（ｎ−１）回目，第ｎ回目，第（ｎ＋１）
    回目のサンプリング時点での値であることを示す場合、 ベクトル演算部は磁束(n-1)，磁束指令値* (n+1)と
    電流(n-1)，電流指令値* (n+1)及び電圧ベクトル積
    分値Δ(n-1)を入力して、サンプリング時点Ts(n+1)に
    磁束及び電流がそれぞれ、(n+1)＝* (n+1)、(n+1)
    ＝* (n+1)となるように、サンプリング時点Ts(n)で出
    力すべき電圧ベクトルにサンプリング周期Ｔを乗じた値
    Δ(n)を算出し、 ベクトル選択部は該ベクトル演算部で算出されたΔ
    (n)に応じて、該インバータ装置が出力し得る電圧ベク
    トル1〜6の中からΔ(n)と方向がほぼ等しい電圧
    ベクトル(n)に対応するスイッチング信号Sx(n)を選択
    し、またその電圧ベクトルに対して該インバータ装置の
    スイッチングするべきトランジスタの数が少ない方の零
    電圧ベクトルに対応するスイッチング信号Sx(m)を選択
    し、 スイッチング期間演算部は前記ベクトル演算部で算出さ
    れたΔ(n)の絶対値と前記電圧ベクトル(n)の絶対値
    との比である出力すべき電圧ベクトルの出力期間TPを演
    算し、 カウンタ弁は前記電圧ベクトル選択部で選択された電圧
    ベクトルに対応するスイッチング信号Sx(n)を期間TPだ
    けベース回路へ出力し、残りの期間（Ｔ−TP）は零電圧
    ベクトルに対応するスイッチング信号Sx(m)を出力す
    る、 インバータ制御装置において、 前記電圧ベクトルを出力すべき期間TPとスイッチング信
    号Sx(n)およびSx(m)と電流の状態信号Ixとを入力とし、
    実際に電圧ベクトルを出力すべき期間TPSを求める短絡
    防止期間補正部および スイッチング信号Sx(n)およびSx(m)と電流の状態信号Ix
    とを入力とし短絡防止期間のスイッチング信号Sx′(n)
    を求める短絡防止期間のスイッチング信号演算部を具
    え、 各相について短絡防止期間Tdだけスイッチングが遅れる
    かどうかを判別する信号をAx(n)，Ax(m)を、論理式 Ax(n)＝Ix・x(m-1)・Sx(n)＋x・Sx(m-1)・x(n) Ax(m)＝Ix・x(n)・Sx(m)＋x・Sx(n)・x(m) ここで脚字ｘはu,v,wのいずれかの相を表し、脚字n,mは
    それぞれ有効および零ベクトルの場合を表し、＋は論理
    和、・は論理積、￣は否定を表す より演算し、このAx(n)，Ax(m)の各相分から短絡防止期
    間作用状態B(n)，B(m)を論理式 B(n)＝Au(n)＋Av(n)＋Aw(n) B(m)＝Au(m)＋Av(m)＋Aw(m) より演算し、次表 表中の「下式」は Sx′(n)＝Sx(m-1)・Sx(n)＋Ix・（Sx(m-1)＋Sx(n)） による により、特別のスイッチング信号Sx′(n)と、スイッチ
    ング信号Sx′(n)を出力する時間幅TPSとを出力し、短絡
    防止期間Tdに起因する電圧の誤差を無くすることを特徴
    とするインバータの制御装置。
JP1152091A 1989-06-16 1989-06-16 インバータ制御装置 Expired - Fee Related JP2688370B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP1152091A JP2688370B2 (ja) 1989-06-16 1989-06-16 インバータ制御装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP1152091A JP2688370B2 (ja) 1989-06-16 1989-06-16 インバータ制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH0322889A JPH0322889A (ja) 1991-01-31
JP2688370B2 true JP2688370B2 (ja) 1997-12-10

Family

ID=15532852

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP1152091A Expired - Fee Related JP2688370B2 (ja) 1989-06-16 1989-06-16 インバータ制御装置

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2688370B2 (ja)

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6395892A (ja) * 1986-10-08 1988-04-26 Mitsubishi Electric Corp インバ−タの制御装置
JPH0687677B2 (ja) * 1987-07-22 1994-11-02 三菱電機株式会社 Ｐｗｍ信号発生器

Also Published As

Publication number Publication date
JPH0322889A (ja) 1991-01-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US20070296371A1 (en) Position sensorless control apparatus for synchronous motor
JP6687164B2 (ja) 電流検出装置及び電動パワーステアリング装置
JP2000354380A (ja) モータ制御装置
CN111656669B (zh) 控制装置
JP2009124782A (ja) 多相電動モータ制御装置
JP3420317B2 (ja) ブラシレスモータの進角制御方法
JP2688370B2 (ja) インバータ制御装置
JP2004222402A (ja) 電動機の運転制御装置
JPH089676A (ja) 同期電動機の制御装置
JPH09271198A (ja) Ｐｍモータの制御装置
JP3700540B2 (ja) 電動機の駆動制御装置
JPH05300785A (ja) 同期電動機の制御装置
JP2004248480A (ja) 三相交流電動機の制御装置
JPS62123979A (ja) ブラシレス直流モ−タ
JP4265299B2 (ja) ３相電圧型ｐｗｍインバータ装置
JPH0698557A (ja) パルス幅変調制御インバータの制御回路
JP3745633B2 (ja) 電動機制御装置
JP2002084777A (ja) ブラシレスモータの制御方法およびその装置
JP2688367B2 (ja) インバータ制御装置
US6408130B1 (en) Electric drive system with an electronically commuted DC motor in order to reduce torque irregularities
JP3552380B2 (ja) ブラシレスモータ駆動装置
JP3556137B2 (ja) ブラシレスモータの駆動制御装置
JP2000278985A (ja) 直流ブラシレスモータの駆動装置
JPH09261974A (ja) インバータの制御装置
JPH0191690A (ja) ブラシレスモータの駆動装置

Legal Events

Date Code Title Description
LAPS Cancellation because of no payment of annual fees