JPH089676A - 同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、同期電動機に機械的に取り付ける
位置検出器を使用せずに同期電動機の制御を実現し、コ
ストが削減でき、かつ信頼性が高い同期電動機の制御装
置の提供を目的とする。 【構成】 同期電動機の制御装置において、前記電動機
の各相巻き線の電流指令値とこの電流指令値の時間変化
分とを検出する、又は前記電動機の各相巻き線に流れる
実電流とこの実電流の時間変化分とを検出する電動機電
流検出手段と、前記電動機の各相巻き線の電圧指令値を
検出する、又は前記電動機の各相巻き線の電圧を検出す
る電動機電圧検出手段と、前記電動機電流検出手段の出
力と電動機電圧検出手段の出力とが入力され、前記ロー
タ位置信号、又は前記ロータ位置信号及びロータ速度信
号を検出するロータ位置検出手段と、を備える。位置検
出器を使用せずに同期電動機の速度制御、位置制御が実
現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は同期電動機の制御装置に
関する。特に本発明は、電動機のロータの回転位置の変
化に応じて磁気抵抗が異なり、この磁気抵抗の違いを利
用して回転力を得る同期電動機の制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のリラクタンスモータの制御装置に
おいては、ロータの位置を検出せずに周波数制御した三
相交流電圧／電流がリラクタンスモータに印加され、モ
ータが制御される。また、図１５に示すリラクタンスモ
ータの制御装置においては、ロータ位置及びロータ速度
の検出が行われ、精密な速度制御が行われる。

【０００３】前記図１５に示す制御装置において制御対
象である同期電動機の構造は回転軸に直交する断面構造
として図１６に示す。図１６に示すように同期電動機は
突極型のロータ６、三相巻き線が入っているスロット１
４、ステータコア１５及びモータケース１６で構成され
る。図１５に示すように前記ロータ６には機械的に位置
検出器５が結合され、位置信号ＤＳが出力される。

【０００４】前記図１６に示す同期電動機をモデル化し
簡素化して表現すると図１７に示すようになる。三相巻
き線は各相２スロットの集中巻きとし、Ｕ相巻き線がＵ
Ｐ、ＵＮ、Ｖ相巻き線がＶＰ、ＶＮ、Ｗ相巻き線がＷ
Ｐ、ＷＮで表わされる。図１８は横軸を回転方向、縦軸
を電動機の軸方向として各相の巻き線の関係を表す平面
展開図である。

【０００５】図１９には各電流成分のベクトル関係を示
す。Ｕ相巻き線ＵＰ、ＵＮに対するロータ磁極の方向は
ＡＲ、三相電流のベクトル合成方向はＡＡである。三相
電動機電流の振幅はＤＩＯ、界磁電流成分の振幅はＦ
Ｉ、電機子電流成分の振幅はＡＩである。これらの関係
は電機子電流成分により界磁磁束が乱されない理想的な
同期電動機の場合の関係である。

【０００６】前記図１５に示す制御装置においては、速
度指令ＳＩと位置検出器５から速度検出手段３を介在し
て検出された速度信号ＤＡＲとが加算器１で加算され、
速度偏差ＥＳが得られる。この速度偏差ＥＳに基づきト
ルク制御手段２においては比例・積分・微分等の補償演
算が行われ、トルク指令Ｔが得られる。

【０００７】界磁電流指令回路２４においてはロータ位
置検出手段４で検出されたロータ回転位置ＡＲと速度信
号ＤＡＲとが入力され、下記式（１）で表わされる界磁
電流指令ＳＦＩＵ、ＳＦＩＶ、ＳＦＩＷが作成される。

【０００８】 ＳＦＩＵ＝ＦＩ・ｓｉｎ（ＡＲ） （１−１） ＳＦＩＶ＝ＦＩ・ｓｉｎ（ＡＲ＋１２０゜） （１−２） ＳＦＩＷ＝ＦＩ・ｓｉｎ（ＡＲ＋２４０゜） （１−３） 前記式（１）においてＦＩは界磁電流の振幅である。振
幅ＦＩは速度信号ＤＡＲに依存し、電動機の基底回転数
ＮＢ以下において振幅ＦＩはある一定値である。基底回
転数ＮＢ以上においては、速度信号ＤＡＲが大きくなる
につれて振幅ＦＩが減少し、基底回転数ＮＢと振幅ＦＩ
とを乗じた値が一定値になる特性がある。

【０００９】電機子電流指令回路２１においてはトルク
指令Ｔとロータ回転位置ＡＲとが入力され、トルク指令
Ｔに相当する電機子電流成分の振幅をＡＩとすると、下
記式（２）で表される電機子電流指令ＳＡＩＵ、ＳＡＩ
Ｖ、ＳＡＩＷが出力される。 ＳＡＩＵ＝ＡＩ・ｓｉｎ（ＡＲ＋９０゜） （２−１） ＳＡＩＶ＝ＡＩ・ｓｉｎ（ＡＲ＋９０゜＋１２０゜） （２−２） ＳＡＩＷ＝ＡＩ・ｓｉｎ（ＡＲ＋９０゜＋２４０゜） （２−３） 加算器２５においては電機子電流指令ＳＡＩＵと界磁電
流指令ＳＦＩＵとが入力され、加算された電流指令ＳＩ
Ｕが得られる。加算器２６においては電機子電流指令Ｓ
ＡＩＶと界磁電流指令ＳＦＩＶとが入力され、加算され
た電流指令ＳＩＶが得られる。加算器２７においては電
機子電流指令ＳＡＩＷと界磁電流指令ＳＦＩＷとが入力
され、加算された電流指令ＳＩＷが得られる。各電流指
令ＳＩＵ、ＳＩＶ、ＳＩＷは下記式（３）で表わされ
る。

【００１０】 ＳＩＵ＝ＳＡＩＵ＋ＳＦＩＵ （３−１） ＳＩＶ＝ＳＡＩＶ＋ＳＦＩＶ （３−２） ＳＩＷ＝ＳＡＩＷ＋ＳＦＩＷ （３−３） これらの各相電流の合成ベクトルの向きを表す角度ＡＡ
は図１７、図１９の各々において磁極の向きに対して角
度（ＡＲ−ＡＡ）の方向となる。

【００１１】電流制御回路７においては電流指令ＳＩ
Ｕ、ＳＩＶ、ＳＩＷが入力され増幅され、三相電流Ｉ
Ｕ、ＩＶ、ＩＷが出力される。この三相電流ＩＵ、Ｉ
Ｖ、ＩＷは各々三相電動機の各巻き線８、９、１０に供
給される。

【００１２】この図１５に示す制御装置においては、ロ
ータ６の磁極の向きＡＲとロータ６の回転速度ＤＡＲに
応じて界磁磁束の制御、トルクを発生する電機子電流成
分とが適切に制御される。従って、ステータコア１５と
ロータ６との間にはフレミングの法則による力が発生
し、右回転又は左回転のトルクが任意に発生でき、電動
機の速度制御が良好に行われる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】前述の図１５に示すリ
ラクタンスモータの制御装置においては良好な制御性能
が得られるが、以下の点の配慮がなされていない。

【００１４】第１に、制御の基準として使用される位置
検出器５が高価である。

【００１５】第２に、位置検出器５には配線が必要であ
り、この配線を施すためのコストが必要である。

【００１６】第３に、位置検出器５はモータに取り付け
られるが、位置検出器５の取り付けでモータのトータル
サイズが大きくなる。

【００１７】第４に、位置検出器５には一般的に部品点
数が多く使用され、かつ電子部品が多く含まれるので、
制御装置全体の信頼性が低下する。

【００１８】本発明は上記課題を解決するためになされ
たものであり、本発明は同期電動機に機械的に取り付け
る位置検出器を使用せずに同期電動機の制御を実現でき
る同期電動機の制御装置の提供を目的とする。つまり、
本発明はコストが削減でき、かつ信頼性が高い同期電動
機の制御装置の提供を目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明は、電動機のロー
タの回転位置の変化に応じて磁気抵抗が異なり、この磁
気抵抗の違いを利用して回転力を得る同期電動機の制御
装置において、前記電動機の各相巻き線の電流指令値と
この電流指令値の時間変化分とを検出する、又は前記電
動機の各相巻き線に流れる実電流とこの実電流の時間変
化分とを検出する電動機電流検出手段と、前記電動機の
各相巻き線の電圧指令値を検出する、又は前記電動機の
各相巻き線の電圧を検出する電動機電圧検出手段と、前
記電動機電流検出手段の出力と電動機電圧検出手段の出
力とが入力され、前記ロータ位置信号、又は前記ロータ
位置信号及びロータ速度信号を検出するロータ位置検出
手段と、を備えたことを特徴とする。

【００２０】前記ロータ位置検出手段においては各検出
信号が入力され、演算によりロータの回転位置とロータ
の回転速度とが求められる。さらに、ロータ位置検出手
段においては演算に代えて各入力条件に応じた演算結果
を格納し記憶する記憶手段が設けられ、入力条件に応じ
たロータの回転位置とロータの回転速度とが読み出され
る。さらに、前記記憶手段においてはニューラルネット
ワークが使用される。

【００２１】

【作用】本発明に係る同期電動機の制御装置において
は、電動機電流検出手段で電動機の各相巻き線の電流指
令値とこの電流指令値の時間変化分とが検出される、又
は電動機の各相巻き線に流れる実電流とこの実電流の時
間変化分とが検出される。電動機電圧検出手段において
は電動機の各相巻き線の電圧指令値が検出される、又は
電動機の各相巻き線の電圧が検出される。そして、ロー
タ位置検出手段においては前記電動機電流検出手段の出
力と電動機電圧検出手段の出力とに基づきロータ位置信
号、又はロータ位置信号及びロータ速度信号が検出され
る。従って、位置検出器を使用せずに同期電動機の速度
制御及び位置制御が実現できる。

【００２２】

【実施例】以下、本発明に係る一実施例について説明す
る。なお、実施例の説明において従来例と同一の構成要
素については同一符号を付け、説明が重複するので同一
の構成要素の説明は省略する。

【００２３】図１は本発明の一実施例に係る同期電動機
の制御装置を示すブロック回路図であり、図２は前記制
御装置の要部（電流制御回路７）の具体的なブロック回
路図である。

【００２４】図１に示す同期電動機の制御装置において
電流制御回路７は図２に示すように電流検出器５５、５
６、５７、加算器２８、２９、３０、電流誤差補償回路
３１、３２、３３、電圧指令加算器３４、３５、３６、
比較器３７、３８、３９、駆動回路４０、４１、４２及
び三相インバータ４３を備える。

【００２５】前記電流検出器５５においてはＵ相電流Ｉ
Ｕが検出され、検出電流ＤＩＵが生成される。前記電流
検出器５６においてはＶ相電流ＩＶが検出され、検出電
流ＤＩＶが生成される。前記電流検出器５７においては
Ｗ相電流ＩＷが検出され、検出電流ＤＩＷが生成され
る。

【００２６】加算器２８においてはＵ相電流指令ＳＩＵ
からＵ相電流検出値ＤＩＵが減算され、減算された電流
値は電流誤差補償回路３１に出力される。加算器２９に
おいてはＶ相電流指令ＳＩＶからＶ相電流検出値ＤＩＶ
が減算され、減算された電流値は電流誤差補償回路３２
に出力される。加算器３０においてはＷ相電流指令ＳＩ
ＷからＷ相電流検出値ＤＩＷが減算され、減算された電
流値は電流誤差補償回路３３に出力される。

【００２７】前記電流誤差補償回路３１、３２、３３に
おいては各々入力である電流誤差信号に比例、積分制御
等の処理が行われる。この処理が行われた各々の信号は
各相の電流誤差に基づく電圧指令成分として各相の電圧
指令加算器３４、３５、３６に各々出力される。電圧指
令加算器３４においては出力された電圧指令成分と電圧
フィードフォワード信号ＶＦＵとが加算され、電圧指令
信号ＳＶＵＰが生成される。同様に、電圧指令加算器３
５においては出力された電圧指令成分と電圧フィードフ
ォワード信号ＶＦＶとが加算され、電圧指令信号ＳＶＶ
Ｐが生成される。電圧指令加算器３６においては出力さ
れた電圧指令成分と電圧フィードフォワード信号ＶＦＷ
とが加算され、電圧指令信号ＳＶＷＰが生成される。詳
細説明は省略するが、各相の電圧フィードフォワード信
号ＶＦＵ、ＶＦＶ、ＶＦＷは電動機のインピーダンスド
ロップ分、誘起電圧の予測値などを合計した値である。

【００２８】次に、各相の電圧指令信号ＳＶＵＰ、ＳＶ
ＶＰ、ＳＶＷＰをパルス幅変調するＰＷＭ処理について
説明する。

【００２９】前記比較器３７、３８、３９に各々入力さ
れる信号ＳＡＷは図１１（ｊ）、（ｌ）、（ｎ）に示す
三角波信号である。比較器３７においては信号ＳＡＷと
電圧指令信号ＳＶＵＰとが比較され、図１１（ｋ）に示
すＰＷＭ指令信号ＰＷＭＵが得られる。比較器３８にお
いては信号ＳＡＷと電圧指令信号ＳＶＶＰとが比較さ
れ、図１１（ｍ）に示すＰＷＭ指令信号ＰＷＭＶが得ら
れる。比較器３９においては信号ＳＡＷと電圧指令信号
ＳＶＷＰとが比較され、図１１（ｏ）に示すＰＷＭ指令
信号ＰＷＭＷが得られる。

【００３０】三相インバータ４３は図１２に示すように
６個のパワートランジスタで構成される。駆動回路４０
はＰＷＭ指令信号ＰＷＭＵに基づき三相インバータ４３
の２個のパワートランジスタを駆動するベース信号Ｂ１
及びＢ２を生成する。駆動回路４１はＰＷＭ指令信号Ｐ
ＷＭＶに基づき三相インバータ４３の２個のパワートラ
ンジスタを駆動するベース信号Ｂ３及びＢ４を生成す
る。駆動回路４２はＰＷＭ指令信号ＰＷＭＷに基づき三
相インバータ４３の２個のパワートランジスタを駆動す
るベース信号Ｂ５及びＢ６を生成する。通常、各ベース
信号Ｂ１〜Ｂ６は制御回路に対して電気的に絶縁され
る。

【００３１】Ｕ相について説明すると、ベース信号Ｂ１
はＰＷＭ指令信号ＰＷＭＵと同相でベース信号Ｂ２はＯ
Ｎ、ＯＦＦの関係がほぼベース信号Ｂ１と逆の関係に設
定される。さらに上下のパワートランジスタが同時に通
電状態になれば電源から過大な短絡電流が流れるため、
ベース信号Ｂ１、Ｂ２の信号が反転する時にトランジス
タの上下短絡を防止する目的で通称デッドタイムと呼ば
れるベース信号Ｂ１、Ｂ２が共にＯＦＦとなる時間が設
定される。このデッドタイムはパワートランジスタの動
作遅れ時間を十分考慮した余裕を持った値に設定され
る。

【００３２】ＰＷＭ制御は通常１〜２０ＫＨｚ程度で行
われ、６個のパワートランジスタで構成される三相イン
バータ４３で制御される結果、三相インバータ４３の出
力電流即ち電動機の三相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷは例えば
図１１（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）に示すようにＰＷＭ信号
にほぼ同期して増減する波形となる。

【００３３】以上説明した動作がほぼ理想的に行われた
場合において各相の電流検出値ＤＩＵ、ＤＩＶ、ＤＩＷ
及び各相の電圧ＶＵ−ＮＡ、ＶＶ−ＮＡ、ＶＷ−ＮＡの
特性例を図１０に示す。電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷは電動機
各相の端子電圧、電圧ＮＡはスター結線された電動機巻
き線の中性点電位である。

【００３４】前記図１に示す制御装置には電動機電流検
出手段１７が備えられ、電動機電流検出手段１７には電
動機電流情報ＤＴＩが入力される。電動機電流情報ＤＴ
Ｉは具体的には各相の電流検出値ＤＩＵ、ＤＩＶ及びＤ
ＩＷを総称した名称である。また、図２に示す電流制御
回路７においては、各電流の精密なフィードバック制御
が行われていると仮定すれば各相の電流指令ＳＩＵ、Ｓ
ＩＶ、ＳＩＷと各相の電流検出値ＤＩＵ、ＤＩＶ、ＤＩ
Ｗとはほぼ等しいので、電動機電流情報ＤＴＩとして各
相の電流指令ＳＩＵ、ＳＩＶ、ＳＩＷが使用できる。

【００３５】前記電動機電流検出手段１７の具体的構成
を図３に示す。電動機電流検出手段１７は計測タイミン
グ設定手段７４、サンプルホールド回路６０〜６５、ア
ナログスイッチ６６〜７１及びＡＤ変換器７２を備え
る。

【００３６】前記計測タイミング設定手段７４において
は例えば図１０に示すタイミングＴＭ１、ＴＭ２で計測
タイミング信号ＰＴＭ１、ＰＴＭ２が生成される。生成
された計測タイミング信号ＰＴＭ１、ＰＴＭ２は各サン
プルホールド回路６０〜６５及び電圧検出手段７５に出
力される。

【００３７】サンプルホールド回路６０、６２、６４に
おいてはタイミングＴＭ１のタイミングで生成された計
測タイミング信号ＰＴＭ１に従って各相の電流検出値Ｄ
ＩＵ、ＤＩＶ、ＤＩＷが保持される。サンプルホールド
回路６１、６３、６５においてはタイミングＴＭ２のタ
イミングで生成された計測タイミング信号ＰＴＭ２に従
って各相の電流検出値ＤＩＵ、ＤＩＶ、ＤＩＷが保持さ
れる。

【００３８】ＡＤ変換器７２においては各アナログスイ
ッチ６６〜７１を通して順次出力される各サンプルホー
ルド回路６０〜６５の出力値がＡＤ変換される。

【００３９】前記タイミングＴＭ１、ＴＭ２は一定時間
Δｔの時間間隔を有し、各相のタイミングにおいて電流
値が検出されるとタイミングＴＭ１、ＴＭ２での電流値
と電流変化分とが検出できる。なお、タイミングＴＭ１
のタイミングは電動機全体の制御周期の都合で決定され
る。また、各相の電流値の変化分を検出する他の方法と
しては上記のように一定時間Δｔの時間間隔をおいて電
流値を計測する方法の他に各相の電流値の微分値を直接
計測する方法が使用されてもよい。

【００４０】前記電圧検出手段７５においてはタイミン
グＴＭ１からタイミングＴＭ２の間で各相のインバータ
ブリッジの出力電圧すなわち電動機の各端子間電圧ＶＵ
−ＶＶ、ＶＶ−ＶＷ、ＶＷ−ＶＵの平均値が検出され
る。この検出された平均値に基づき電圧検出手段７５は
端子間電圧検出値ＤＵＶ、ＤＶＷ、ＤＷＵをロータ位置
検出手段１１に出力する。電圧検出手段７５で行われる
具体的な電圧検出にはインバータブリッジの出力電圧を
直接検出する方法、インバータブリッジに対するＰＷＭ
指令信号とインバータ直流電源電圧とから論理的に計算
推定する方法、電動機の各端子間電圧の代わりに各相の
電圧指令信号ＳＶＵＰ、ＳＶＶＰ、ＳＶＷＰを使用する
方法等が使用される。

【００４１】また、計測する時間間隔Δｔの大きさにお
いてはＰＷＭ周期以下の時間間隔からＰＷＭ周期の数十
サイクルまでの範囲で制御装置の要求仕様に応じて選択
ができる。例えば図１１に計測する時間間隔Δｔが短い
場合の例を示す。各相の電流検出は図１１（ｇ）、
（ｈ）、（ｉ）に示すＰＷＭ制御に同期し増減する電流
の一部がタイミングＴＭ１、ＴＭ２で検出される。各相
の電圧検出において図１１に各相のＰＷＭ指令信号ＰＷ
ＭＵ、ＰＷＭＶ、ＰＷＭＷで示すようにタイミングＴＭ
１、ＴＭ２の間で電位ＶＵはインバータの直流電圧ＶＰ
Ｍ、電位ＶＶ、ＶＷは零である。

【００４２】前記計測する時間間隔Δｔが短い場合には
三相インバータ４３のインバータブリッジの各相出力電
圧を直接計測せずにＰＷＭ指令信号から比較的正確な電
圧検出ができる特徴がある。また、高速なロータ回転位
置検出ができる特徴がある。一方、計測する時間間隔Δ
ｔが長い場合には電動機電流の時間間隔Δｔの間の変化
量が大きいので電流の時間変化率の検出分解能が高くと
れる特徴がある。従って、ロータ回転位置ＡＲの計測精
度が向上でき、また電動機電圧、電動機電流の値を直接
計測しなくても制御装置内の各指令値信号で代用でき
る。

【００４３】前記図１及び図３に示すロータ位置検出手
段１１においては電動機電流検出手段１７の出力と電動
機電圧検出手段１８の出力とが入力され、ロータ位置信
号、又はロータ位置信号及びロータ速度信号が検出され
る。ロータ位置検出手段１１には以下に説明するいくつ
かの実現手段がある。

【００４４】まず初めに、各検出信号からロータ位置信
号ＡＲ及びロータ速度信号ＤＡＲを検出するアルゴリズ
ムについて説明する。電動機の定数、各制御変数の定義
及びそれらの相関関係は次の通りである。

【００４５】界磁磁束の大きさＴＢ ロータ回転位置ＡＲ 電動機電流位相ＡＡ ロータ回転位置に対する電動機電流位相ＡＲ−ＡＡ 電動機電流振幅ＤＩＯ、界磁電流振幅ＦＩ、電機子電流
振幅ＡＩ及びＴＡＮ（ＡＲ−ＡＡ）は下記式（４）で表
わされる。

【００４６】 電動機電流振幅ＤＩＯの２乗 ＤＩＯ² ＝ＦＩ² ＋ＡＩ² ＝２／３（ＩＵ² ＋ＩＶ² ＋ＩＷ² ） （４−１） 界磁電流振幅ＦＩ ＝ＤＩＯ・ｓｉｎ（ＡＲ−ＡＡ） （４−２） 電機子電流振幅ＡＩ＝ＤＩＯ・ｓｉｎ（ＡＲ−ＡＡ＋９０゜） （４−３） ＴＡＮ（ＡＲ−ＡＡ）＝ＦＩ／ＡＩ （４−４） 実際に各相に流れる電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷは下記式
（５）で表わされる。電流ＩＵの電流成分は界磁電流成
分ＦＩＵと電機子電流成分ＡＩＵとの和で表わされる。
同様に、電流ＩＶの電流成分は界磁電流成分ＦＩＶと電
機子電流成分ＡＩＶとの和で表わされる。電流ＩＷの電
流成分は界磁電流成分ＦＩＷと電機子電流成分ＡＩＷと
の和で表わされる。

【００４７】 Ｕ相電流ＩＵ＝ＤＩＯ・ｓｉｎ（ＡＡ＋９０゜） ＝ＦＩＵ＋ＡＩＵ （５−１） Ｖ相電流ＩＶ＝ＤＩＯ・ｓｉｎ（ＡＡ＋９０゜＋１２０゜） ＝ＦＩＶ＋ＡＩＶ （５−２） Ｗ相電流ＩＷ＝ＤＩＯ・ｓｉｎ（ＡＡ＋９０゜＋２４０゜） ＝ＦＩＷ＋ＡＩＷ （５−３） 前述の図１５で説明した各相に流れる界磁電流成分、電
機子電流成分との関係においては下記式（６）及び式
（７）で表わすことができる。

【００４８】 Ｕ相界磁電流ＦＩＵ＝ＦＩ・ｓｉｎ（ＡＲ） ＝ＤＩＯ・ｓｉｎ（ＡＲ−ＡＡ）・ｓｉｎ（ＡＲ） （６−１） Ｖ相界磁電流ＦＩＶ ＝ＤＩＯ・ｓｉｎ（ＡＲ−ＡＡ）・ｓｉｎ（ＡＲ＋１２０゜） （６−２） Ｗ相界磁電流ＦＩＷ ＝ＤＩＯ・ｓｉｎ（ＡＲ−ＡＡ）・ｓｉｎ（ＡＲ＋２４０゜） （６−３） ただし、界磁電流と磁束との関係においては磁気的な非
線形要素があり、正確にはこの非線形性を補償して計算
する必要がある。

【００４９】 Ｕ相電機子電流ＡＩＵ＝ＡＩ・ｓｉｎ（ＡＲ＋９０゜） ＝ＤＩＯ・ｓｉｎ（ＡＲ−ＡＡ＋９０゜）・ｓｉｎ（ＡＲ＋９０゜） （７−１） Ｖ相電機子電流ＡＩＶ＝ＡＩ・ｓｉｎ（ＡＲ＋９０゜＋１２０゜） （７−２） Ｗ相電機子電流ＡＩＷ＝ＡＩ・ｓｉｎ（ＡＲ＋９０゜＋２４０゜） （７−３） 次に、電動機をモデル化した等価回路で表わし、電動機
の各相の端子電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷの相関関係について
説明する。電動機は図６に示す等価回路で表わせる。図
６において符号ＮＡは中性点電位、ＶＰＷはインバータ
の直流電圧、ＶＵＰ、ＶＶＰ、ＶＷＰは三相各相の界磁
磁束に関わる誘起電圧、ＬＬは電動機の漏れインダクタ
ンス、Ｒは内部抵抗である。線間電圧ＶＵＶは端子電圧
ＶＵ、ＶＶ間の差、線間電圧ＶＶＷは端子電圧ＶＶ、Ｖ
Ｗ間の差、線間電圧ＶＷＵは端子電圧ＶＷ、ＶＵ間の差
つまり各相電圧の差であり、下記式（８）で表わされ
る。

【００５０】 ＶＵＶ＝ＶＵ−ＶＶ＝ＶＵＰ＋ＩＵ* Ｒ＋ＬＬ* ｄ（ＩＵ）／ｄｔ −（ＶＶＰ＋ＩＶ* Ｒ＋ＬＬ* ｄ（ＩＶ）／ｄｔ） （８−１） ＶＶＷ＝ＶＶ−ＶＷ＝ＶＶＰ＋ＩＶ* Ｒ＋ＬＬ* ｄ（ＩＶ）／ｄｔ −（ＶＷＰ＋ＩＷ* Ｒ＋ＬＬ* ｄ（ＩＷ）／ｄｔ） （８−２） ＶＷＵ＝ＶＷ−ＶＵ＝ＶＷＰ＋ＩＷ* Ｒ＋ＬＬ* ｄ（ＩＷ）／ｄｔ −（ＶＵＰ＋ＩＵ* Ｒ＋ＬＬ* ｄ（ＩＵ）／ｄｔ） （８−３） ここで、誘起電圧ＶＵＰ、ＶＶＰ、ＶＷＰだけで理論展
開するために電動機端子間電圧から電動機の漏れインダ
クタンスＬＬと内部抵抗Ｒによる電圧降下を除去した値
を各々ＶＵＶＰ、ＶＶＷＰ、ＶＷＵＰとする。このＶＵ
ＶＰ、ＶＶＷＰ、ＶＷＵＰは下記式（９）で表わされ
る。

【００５１】 ＶＵＶＰ＝ＶＵＰ−ＶＶＰ＝ＶＵ−ＩＵ* Ｒ−ＬＬ* ｄ（ＩＵ）／ｄｔ −ＶＶ＋ＩＶ* Ｒ＋ＬＬ* ｄ（ＩＶ）／ｄｔ （９−１） ＶＶＷＰ＝ＶＶＰ−ＶＷＰ＝ＶＶ−ＩＶ* ＲーＬＬ* ｄ（ＩＶ）／ｄｔ −ＶＷ＋ＩＷ* Ｒ＋ＬＬ* ｄ（ＩＷ）／ｄｔ （９−２） ＶＷＵＰ＝ＶＷＰ−ＶＵＰ＝ＶＷ−ＩＷ* ＲーＬＬ* ｄ（ＩＷ）／ｄｔ −ＶＵ＋ＩＵ* Ｒ＋ＬＬ* ｄ（ＩＵ）／ｄｔ （９−３） 図８及び図９は各電圧のベクトル関係図である。図７
は、前述の図１６及び図１７に示す電動機の一相の巻き
線に交流電圧及び交流電流を加え、０度から３６０度ま
でロータ６を回転させ、各ロータ回転位置のインダクタ
ンスを計測した特性図である。ロータ６の磁極の向きと
励磁巻き線とが直交する位置において最大のインダクタ
ンスＬＭＸが発生し、ロータ６の磁極の向きと励磁巻き
線とが平行する位置において最小のインダクタンスＬＭ
Ｘが発生する。

【００５２】次に、界磁磁束の大きさＴＢは各相の巻き
線の巻き回数をＷＮＧとすると下記式（１０）で表わさ
れる。

【００５３】 ＴＢ＝３／２・ＦＩ・ＷＮＧ／ＭＲ ＝ＫＴＢ・ＦＩ ＝ＫＴＢ・ＤＩＯ・ｓｉｎ（ＡＲ−ＡＡ） （１０） ここで、ＭＲは磁極方向の磁気抵抗、ＫＴＢは定数であ
り、定数ＫＴＢは下記式の通りである。

【００５４】ＫＴＢ＝３／２・ＷＮＧ／ＭＲ 次に、既知である各変数を明らかにし、その他の変数も
既知である変数で表現する。まず各相の電流ＩＵ、Ｉ
Ｖ、ＩＷは計測され既知の値である。各相の時間間隔Δ
ｔ間に変化する電流変化率ΔＩＵ、ΔＩＶ、ΔＩＷも計
測され、この電流変化率ΔＩＵ、ΔＩＶ、ΔＩＷは下記
式（１１）で表わされる。

【００５５】 ｄ（ＩＵ）／ｄｔ≒ΔＩＵ／Δｔ （１１−１） ｄ（ＩＶ）／ｄｔ≒ΔＩＶ／Δｔ （１１−２） ｄ（ＩＷ）／ｄｔ≒ΔＩＷ／Δｔ （１１−３） 前記式（１１）で求められる値を式（９）に代入すると
各相の誘起電圧成分の差であるＶＵＶＰ、ＶＶＷＰ、Ｖ
ＷＵＰの値が求められる。

【００５６】電動機電流の大きさＤＩＯは指令レベルで
既知であるが、計測電流との違いが他の推定計算に悪影
響を与えるおそれがある。従って、電動機電流の大きさ
ＤＩＯには計測値が使用され、下記式（１２）で求める
ことができる。

【００５７】

【数１】 また、電動機電流の大きさＤＩＯの時間間隔Δｔ間の変
化率ΔＤＩＯは下記式（１３）で求められる。

【００５８】

【数２】 電動機電流のＵ相に対する位相角ＡＡも同様の理由で求
めることができ、下記式により位相角ＡＡを実測し、演
算で求めることができる。

【００５９】ＩＵ＝ＤＩＯ・ｓｉｎ（ＡＡ＋９０゜） ＩＶ＝ＤＩＯ・ｓｉｎ（ＡＡ＋２１０゜） 位相角ＡＡの時間間隔Δｔ間の変化率ΔＡＡは、下記式
から（ＡＡ＋ΔＡＡ）を求め、前記位相角ＡＡとの差と
して求めることができる。

【００６０】ＩＵ＋ΔＩＵ＝（ＤＩＯ＋ΔＤＩＯ）・ｓ
ｉｎ（ＡＡ＋ΔＡＡ＋９０゜） ＩＶ＋ΔＩＶ＝（ＤＩＯ＋ΔＤＩＯ）・ｓｉｎ（ＡＡ＋
ΔＡＡ＋２１０゜） 界磁磁束の大きさＴＢの時間変化率ｄＴＢ／ｄｔは下記
式（１４）で求められる。

【００６１】 ｄＴＢ／ｄｔ＝ｄ（ＫＴＢ・ＤＩＯ・ｓｉｎ（ＡＲ−ＡＡ))／ｄｔ ＝ＫＴＢ・（ｄＤＩＯ／ｄｔ・ｓｉｎ（ＡＲ−ＡＡ） ＋ＤＩＯ・ｃｏｓ（ＡＲ−ＡＡ）・（ｄ（ＡＲ）／ｄｔ −ｄ（ＡＡ）／ｄｔ)) ≒ＫＴＢ・（ΔＤＩＯ／Δｔ・ｓｉｎ（ＡＲ−ＡＡ） ＋ＤＩＯ・ｃｏｓ（ＡＲ−ＡＡ）・（ｄ（ＡＲ）／ｄｔ −ΔＡＡ／Δｔ)) ＝ＫＴＢ・（ΔＤＩＯ／Δｔ・ｓｉｎ（ＡＲ−ＡＡ） ＋ＤＩＯ・ｃｏｓ（ＡＲ−ＡＡ）・（ｄ（ＡＲ）／ｄｔ −ΔＡＡ／Δｔ)) （１４） 前記式（１４）において第１項は電流振幅の変化分によ
る磁束変化に起因する誘起電圧成分である。第２項はＡ
Ｒ−ＡＡの変化に対する励磁電流分の変化である。

【００６２】次に、各相の誘起電圧成分ＶＵＰ、ＶＶ
Ｐ、ＶＷＰとの関係について説明する。誘起電圧成分Ｖ
ＵＰ、ＶＶＰ、ＶＷＰは下記式（１５）で求められる。

【００６３】 ＶＵＰ＝ＷＮＧ・（ｄ（ＴＢ）／ｄｔ・ｓｉｎ（ＡＲ） ＋ｃｏｓ（ＡＲ）・ｄ（ＡＲ）／ｄｔ・ＴＢ） （１５−１） ＶＶＰ＝ＷＮＧ・（ｄ（ＴＢ）／ｄｔ・ｓｉｎ（ＡＲ＋１２０゜） ＋ｃｏｓ（ＡＲ＋１２０゜）・ｄ（ＡＲ）／ｄｔ・ＴＢ） （１５−２） ＶＷＰ＝ＷＮＧ・（ｄ（ＴＢ）／ｄｔ・ｓｉｎ（ＡＲ＋２４０゜） ＋ｃｏｓ（ＡＲ＋２４０゜）・ｄ（ＡＲ）／ｄｔ・ＴＢ） （１５−３） 前記式（１５）において第１項は界磁磁束ＴＢの大きさ
が変化して各相巻き線の鎖交磁束が変化することに起因
する誘起電圧成分である。第２項は界磁磁束ＴＢが回転
することにより各巻き線の鎖交磁束が変化する成分であ
る。

【００６４】なお、電動機の各電圧の計測値は時間間隔
（計測期間）Δｔ間の平均電圧で求める方が理にかなっ
ており、ロータ回転位置ＡＲの計測精度が向上できる。

【００６５】次に、電動機の電圧、電流等に関する以上
の関係式から未知変数であるロータ位置信号ＡＲ及びロ
ータ速度信号ＤＡＲ＝ｄ（ＡＲ）／ｄｔを求める方法に
ついて説明する。

【００６６】前記式（１５）に式（１０）及び式（１
４）が代入され、この代入された式（１５）の各相誘起
電圧ＶＵＰ、ＶＶＰ、ＶＷＰが各々式（８）に代入され
る。この結果、未知数はロータ位置信号ＡＲ及びロータ
速度信号ＤＡＲ＝ｄ（ＡＲ）／ｄｔの２つだけになる。
この未知数は代数計算により連立方程式を解くことで求
められる。すなわち、ロータ回転位置ＡＲは下記式（１
６）で求められる。

【００６７】

【数３】 ただし、K 、L 、M は既知の値であり、下記式で表わさ
れる。

【００６８】

【数４】 なお、解は２個求められるが、正解は式（８）に代入し
て成り立つ値である。ロータ速度信号ＤＡＲ＝ｄ（Ａ
Ｒ）／ｄｔは式（１５）及び式（９）にロータ回転角Ａ
Ｒを代入することにより求められる。

【００６９】ただし、式（９）においては３つの式が存
在し、ロータ速度信号ＤＡＲの等式も３つの式が導き出
される。この導き出された３つの式のうちどの式で解い
ても良いわけではない。前述したように式（１５）の右
辺第１項は界磁磁束ＴＢの大きさの変化で各相巻き線の
鎖交磁束が変化することに起因する誘起電圧成分であ
る。右辺第２項は界磁磁束ＴＢの回転で各巻き線の鎖交
磁束が変化する成分である。従って、例えば界磁磁束Ｔ
Ｂの大きさが一定でかつ一定回転速度で回転している場
合においては、式（１５）の右辺第１項は零になり、右
辺第２項は三角関数的に変動する値になる。例えば選ん
だ等式においてロータ速度信号ｄ（ＡＲ）／ｄｔの係数
が零の場合にはロータ速度信号ｄ（ＡＲ）／ｄｔが不定
となり、前記係数が零でなくても零に近い場合には検出
精度が悪いという課題が残る。

【００７０】前記ロータ速度信号ｄ（ＡＲ）／ｄｔを安
定に求める一つの方法は、３組の各等式において界磁の
磁束がロータの回転に伴って回転することに起因して各
巻き線に発生する誘起電圧の項をそれぞれ二乗し、その
後３つの等式を加算してロータ速度信号ｄ（ＡＲ）／ｄ
ｔを求める方法である。この方式の長所は安定して回転
速度を求められる点であるが、短所は計算が煩雑になる
点である。

【００７１】次に、ロータ速度信号ＤＡＲ＝ｄ（ＡＲ）
／ｄｔを求める他の方法について説明する。この他の方
法においては、位相の異なる２つの等式が比較され、未
知数であるロータ速度信号ＤＡＲ＝ｄ（ＡＲ）／ｄｔの
係数の絶対値が大きい方の等式で計算が行われる。具体
的には下記式（１７）及び式（１８）が使用され、計算
が行われる。

【００７２】

【数５】 ｜ｃｏｓ（２* ＡＲ−ＡＡ）｜＜｜ｓｉｎ（２* ＡＲ−
ＡＡ）｜の場合 ＤＡＲ＝１／（ＤＩＯ* ｓｉｎ（２* ＡＲ−ＡＡ)) *(（ＶＵＶＰ−ＶＷＵＰ）／（３* ＷＮＧ* ＫＴＢ） −ΔＤＩＯ／Δｔ* ｓｉｎ（ＡＲ)*ｓｉｎ（ＡＲ−ＡＡ） ＋ＤＩＯ* ΔＡＡ／Δｔ* ｓｉｎ（ＡＲ)*ｃｏｓ（ＡＲ−ＡＡ)) （１８） また、前記式（１７）及び式（１８）で求めた２つのロ
ータ速度信号ＤＡＲ＝ｄ（ＡＲ）／ｄｔを｜ｓｉｎ（２
* ＡＲ−ＡＡ）｜の大きさに応じて重み付けし平均化し
て検出する方法の使用が考えられる。この方法において
は、例えば片方の検出値が検出精度の低い回転位置にあ
る場合にはそのロータ位置信号は使用せずに、その他の
部分の場合には両検出信号の検出信頼性に応じて重み付
けし平均化が行われる。この方法が使用される場合に
は、検出精度が改善され、両検出信号の切り換えを瞬時
に行う方式の場合にみられたロータ速度信号の切り換え
時の変動が減少できる。

【００７３】さらに、またロータ回転速度ＤＡＲを得る
他の方法としては、検出されたロータ位置信号ＡＲが使
用され、このロータ位置信号ＡＲの時間変化分を算出し
てロータ速度信号ＤＡＲを得る方法がある。

【００７４】以上説明したロータ位置信号ＡＲ及びロー
タ速度信号ＤＡＲを検出するアルゴリズムにおいては、
界磁磁束ＴＢが界磁電流成分ＦＩＵ、ＦＩＶ、ＦＩＷに
よって作られ、電機子電流成分ＡＩＵ、ＡＩＶ、ＡＩＷ
が界磁磁束ＴＢに全く影響しない。すなわち、電機子反
作用が無視できる程度しか作用しないという理想的なモ
ータを想定した解き方でアルゴリズムが作成される。従
って、制御対象となる電動機の電機子反作用の効果が大
きい場合には電機子反作用の補正を行う必要がある。電
機子反作用は界磁磁束ＴＢの位置と大きさとは電機子電
流成分ＡＩＵ、ＡＩＶ、ＡＩＷにより変化するので、補
正の具体的手法は界磁磁束ＴＢの位置と大きさとを式
（１０）、式（１４）及び式（１５）において修正す
る。特に界磁磁束ＴＢの位置が変化する影響が大きいの
で、具体的には式（１５）において界磁位置を示すロー
タ位置信号ＡＲの値に電機子電流に比例した補償を加え
た下記値をロータ位置信号ＡＲの値に置き換えて解く方
法が使用される。

【００７５】 ＡＲ＋ＫＡＭ・ＤＩＯ・ｃｏｓ（ＡＲ−ＡＡ） ここで、ＫＡＭは電機子反作用に関係した比例定数であ
る。また他の簡易的な方法としては、前述の解法の結果
であるロータ位置信号ＡＲの値に補正値ＫＡＭ・ＤＩＯ
・ｃｏｓ（ＡＲ−ＡＡ）を単に加え、この補正値を加え
たロータ位置信号ＡＲをロータ位置信号ＡＲとする方法
を使用してもよい。

【００７６】次に、前記図１に示す同期電動機の制御装
置の全体について説明する。

【００７７】図１に示す制御装置においては加算器１
２、増幅器１３、電動機電圧検出手段１８及びロータ位
置検出手段１１が備えられる。

【００７８】前記加算器１２においては、位置指令ＰＯ
ＳＣとロータ位置信号ＡＲとが比較減算され、位置誤差
信号ＥＳが生成される。増幅器１３においては位置誤差
信号ＥＳが増幅され、速度指令ＳＩが生成される。本実
施例に係る制御装置においては、前記図１５に示す外付
け位置検出器５を使用せずに位置制御が実現できる。前
記電動機電圧検出手段１８において、一例としてインバ
ータの出力電位すなわち電動機の各端子電圧ＶＵ、Ｖ
Ｖ、ＶＷが制御装置内の制御信号からより正確に推定で
きる方法について説明する。

【００７９】例えば、三相インバータ４３においてイン
バータブリッジのＵ相の出力電位ＶＵを検出する場合に
はＰＷＭ指令信号ＰＷＭＵで出力電位ＶＵの概略は判明
する。しかし、インバータブリッジの上下パワーデバイ
スの駆動信号においては前述のように上下パワーデバイ
スが決して同時に通電せず、過大な短絡電流が流れな
い。つまり、過大な短絡電流の発生を防止するために上
下パワーデバイスが両方ともＯＦＦ状態になる期間、い
わゆるデッドタイムが存在し、このデッドタイムの期間
においてはＵ相の出力電位ＶＵはＰＷＭ指令信号ＰＷＭ
Ｕから推定できない。デッドタイムの期間はパワーデバ
イスのスイッチング特性にもよるが通常全期間の１０％
前後に設定され、この期間は無視できない。

【００８０】上下パワーデバイスが両方ともＯＦＦ状態
になる期間において、Ｕ相の電流ＩＵが流れていればそ
の電流ＩＵは必ずパワーデバイスに逆方向で並列に取り
付けた逆方向ダイオードを通して流れる。Ｕ相の電流Ｉ
Ｕが正であればＵ相電位ＶＵは零になり、Ｕ相の電流が
負であればＵ相電位ＶＵはインバータ直流電圧ＶＰＷに
なる。

【００８１】上下パワーデバイスが両方ともＯＦＦで、
かつＵ相電流ＩＵも零の場合にはＵ相の上下パワーデバ
イスと電動機のＵ相巻き線８との間は電気的に絶縁状態
になる。Ｕ相電位ＶＵは単純に零又はインバータ直流電
圧ＶＰＷの電位にならず、Ｖ相、Ｗ相の影響を受けてＵ
相電位ＶＵはロータ回転位置ＡＲに関係した電位にな
る。このとき、ロータ回転位置ＡＲは解っていないので
あるからＵ相電位ＶＵは既知のデータから推測できな
い。

【００８２】このような場合には各相の電流が零となら
ないタイミングで再計測する方法が採用され、Ｕ相電位
ＶＵが求められる。また、下記方法を使用してもＵ相電
位ＶＵは求められる。第１に、Ｕ相電位ＶＵが未知の期
間においては電圧指令信号ＳＶＵＰ、ＳＶＶＰ、ＳＶＷ
Ｐで代用する方法。第２に、前回のロータ回転位置ＡＲ
及びロータ回転速度ＤＡＲから現在のロータ回転位置Ａ
Ｒ及びロータ回転速度ＤＡＲが推定され、これらの値を
式（１０）、式（１４）、式（１５）、式（８）に代入
する方法。第３に、多少の計測誤差が許容され、Ｕ相電
位ＶＵがインバータ直流電圧ＶＰＷの１／２の値として
算出する方法。

【００８３】前記ロータ位置検出手段１１は例えば図４
に示すようにアドレス設定手段７６及びメモリ７７を備
える。メモリ７７においては検出可能なデータの組み合
わせに対するロータ回転位置ＡＲ及びロータ回転速度Ｄ
ＡＲが記憶され、該当するロータ回転位置ＡＲ及びロー
タ回転速度ＤＡＲが読み出される。アドレス設定手段７
６においては、タイミングＴＭ１、ＴＭ２のタイミング
における電動機各相の電流信号を含むＡＤ変換器７２の
出力ＡＤＯとインバータブリッジの出力電圧すなわち電
動機の各相の端子間電圧検出値ＤＵＶ、ＤＶＷ、ＤＷＵ
が入力され、これらの入力変数の値に該当するメモリ７
７のアドレスが設定される。入力変数はタイミングＴＭ
１における三相の各電流値、タイミングＴＭ２における
三相の各電流値である。また、入力変数はタイミングＴ
Ｍ１における三相の各電流値がタイミングＴＭ２になる
までに変化した各電流変化値、タイミングＴＭ１からタ
イミングＴＭ２までの間の各電動機端子間電圧の平均値
である。

【００８４】以上の入力変数を使用すれば論理的にはデ
ータのアドレスの設定が実現可能である。しかし、単純
に計算すると入力変数が９個存在し、例えば各入力変数
の分解能を２進数で６ビットづつ想定すると２進数で５
４ビットのアドレスに相当するメモリが必要になる。す
なわちメモリ７７の所要メモリ容量が増大する。

【００８５】このメモリ容量を減少するには以下の方法
が採用される。第１に、三相電流信号は三相の和が零で
あるので二相の値に削減ができ、このことは電流変化分
についても同様であるから入力変数を２個削減できる方
法。第２に、計測する時間間隔ΔｔをＰＷＭ制御周期よ
り短い周期に設定し、例えばＵ相電位ＶＵの値がインバ
ータ直流電圧ＶＰＷで、Ｖ相電位ＶＶ、Ｗ相電位ＶＷが
零であるタイミングで限定して計測する方法。この第２
の方法においては、電圧に関する入力変数が不要にな
り、入力変数が３個削減できる。第３に、同期電動機の
制御方法として三相電流を合成した電動機電流振幅ＤＩ
Ｏが一定に設定され、出力トルクの可変がロータ位置と
電流位相との相対位相だけで制御する方法。この第３の
方法においては、電流に関する入力変数が電動機の電流
位相ＡＡと三相のうちの二相の電流変化率だけになり、
入力変数が１個削減できる。また、第４に、前記第３の
方法において電動機電流振幅ＤＩＯが一定に設定されず
に２、４、８種類などいくつかの値が取れる方法。この
第４の方法においてもメモリ７７のメモリ容量が削減で
きる。

【００８６】前述の入力変数の削減方法は他にもいくつ
かあり、前述の削減方法をすべて採用すれば入力変数が
３個になり、メモリ７７のメモリ容量がより減少でき
る。つまり、各入力変数の分解能を２進数で６ビットづ
つとれば合計で１８ビットになり、ロータ回転位置ＡＲ
及びロータ回転速度ＤＡＲの検出分解能を例えば各１バ
イトとすれば所要メモリ容量は５１２Ｋバイトになる。
この値は十分実用可能な範囲である。

【００８７】また、前述のロータ位置検出手段１１は図
５に示すニューラルネットワークで構成してもよい。ニ
ューラルネットワークにおいては前述と同様に検出可能
なデータの組み合わせに対するロータ回転位置ＡＲ及び
ロータ回転速度ＤＡＲが求められる。ニューラルネット
ワークはレジスタ７８、７９、８０、８１、入力層、中
間層（隠れ層）及び出力層を備える。レジスタ７８〜８
１においてはタイミングＴＭ１、ＴＭ２における三相の
うちの２相の電流値及び電流変化率が一時記憶される。
ニューラルネットワークは特に特殊なものである必要は
なく、極一般的なものでよい。図５に示す一例のニュー
ラルネットワークは入力層、中間層及び出力層の三層構
造を有し、ロータ回転位置ＡＲ及びロータ回転速度ＤＡ
Ｒが出力として得られる。

【００８８】ニューラルネットワークの学習プロセスは
以下の方法で実現できる。まず、電動機のロータに真値
を得るための絶対値エンコーダが機械的に結合され取り
付けておく。この絶対値エンコーダにおいてはロータ回
転位置ＡＲ及びロータ回転速度ＤＡＲの真値が生成され
る。次に、この生成された真値とニューラルネットワー
クの出力との差が零に近づくまでバックプロパゲーショ
ンによる学習を繰り返し行う。この結果、ニューラルネ
ットワークの学習プロセスが実現できる。

【００８９】なお、入力変数及び入力変数の削減方法は
前述の説明と同じであり、ニューラルネットワークにお
いても必要に応じて応用できる。

【００９０】以上の説明においては電動機の状態を知る
ために必要な電流及び電圧が電動機に適度に印加されて
いることを前提にして説明したが、例えば同期電動機の
制御装置に電源が投入された時点においては何の電圧及
び電流もまだ電動機に印加されていない。この状態にお
いては電動機の電圧及び電流からロータ回転位置を検出
することが不可能であり、何らかの補助手段が必要であ
る。

【００９１】この補助手段として以下のいくつかの方法
がある。第１に、電源投入直後に運転の準備動作が許さ
れるシステムにおいては、運転開始前に適当な電流を各
相に流し、ロータの向きをある方向に向けてロータ回転
位置を特定してから運転を開始する方法。第２に、ロー
タがさほど回転しない程度に又は実害が発生しない程度
に各相にロータ位置計測用の電流を通電し、ロータ位置
を計測する方法。第３に、回転速度及び出力トルクが零
の場合でも常にある程度の励磁電流を流し、同期電動機
の運転に際しロータ回転位置の検出を容易に行う方法。

【００９２】外付け位置検出器５を使用しない本発明に
係る同期電動機の制御装置においては、ロータ回転位置
ＡＲ、ロータ回転速度ＤＡＲが比較的ノイズ等の影響を
受け易い各電流検出値、各電圧検出値に基づき生成さ
れ、ノイズ的検出誤差が含まれる可能性がある。このた
め、本発明においては、検出したロータ回転位置ＡＲ、
ロータ回転速度ＤＡＲにフィルタ処理、平均化処理等が
行われ、これらの処理が行われたロータ回転位置ＡＲ、
ロータ回転速度ＤＡＲが使用される。

【００９３】また、本発明においては、検出方法につい
ていくつかの例を説明したが、１つの方法を単独で使用
することに限らず、複数の方法を併用し、若しくは複数
の方法を平均化して使用することができる。特に複数の
方法を併用し、若しくは複数の方法を平均化して使用す
る場合には異常値を除去する検出方法を併用することが
望ましい。複数の検出方法が使用される場合には検出値
の信頼性が向上でき、又検出精度の向上が図れる。

【００９４】本発明において使用される電動機はロータ
の回転位置により磁気抵抗が異なることを利用して回転
力が得られる同期電動機である。つまり、前記図１６に
示す単純な構造を有する同期電動機から図１３、図１４
に各々示す複雑なロータ断面構造を有する同期電動機ま
で、幅広い範囲の同期電動機が使用できる。

【００９５】前記図１３、図１４に各々示す同期電動機
はいずれも４極の極数を備える。符号８２はロータの
軸、８３は珪素鋼板の一部で磁極の磁路になっている部
分、８４は珪素鋼板の一部を鋼版の打ち抜き加工等によ
り打ち抜かれた部分であり磁気的には大きな抵抗を示す
部分である。特に図１３に示す同期電動機においてはロ
ータ磁極の回転方向磁気抵抗が非常に大きい構造で構成
され、電機子電流成分ＡＩＵ、ＡＩＶ、ＡＩＷが界磁磁
束に及ぼす影響が非常に小さいので、前述の理論に近い
特性が容易に得られる。

【００９６】符号８５は永久磁石であり、永久磁石８５
の磁極の向きはＮ極、Ｓ極で示される。図１４に示す同
期電動機においては、界磁磁束の一部が永久磁石で構成
されるので動作原理は類似するがロータ回転位置ＡＲ、
ロータ回転速度ＤＡＲを論理的に計算する場合には前述
の関係数式を一部修正、変形する必要がある。

【００９７】なお、本発明は、前記実施例に限定される
ものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において、種
々変更できる。

【００９８】例えば、第１に、前記実施例においては三
相同期電動機について説明したが、本発明は他の多相同
期電動機にも適用できる。本発明で使用される同期電動
機の極数においても変形ができる。

【００９９】第２に、前記実施例においてはインバータ
ブリッジに三相フルブリッジが使用されたが、本発明は
同一機能が得られる他の構成、あるいは三相ハーフブリ
ッジ等簡素化した駆動装置でも適用できる。

【０１００】第３に、本発明に係る同期電動機の制御装
置においては、同一技術思想が得られる制御理論、制御
方法であれば採用できる。特に前記実施例に係る同期電
動機の制御装置で使用される制御方法は界磁電流成分と
電機子電流成分とを分けて制御する方法であるが、本発
明はこの制御方法に限定されない。

【０１０１】第４に、本発明は類似駆動原理のリニアモ
ータの制御装置に適用できる。

【０１０２】

【発明の効果】本発明においては、同期電動機に機械的
に取り付ける位置検出器を使用せずに同期電動機の制御
を実現できる同期電動機の制御装置が提供できる。さら
に、本発明においては、コストが削減でき、小型化が図
れかつ信頼性が高い同期電動機の制御装置が提供でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施例に係る同期電動機の制御装
置を示すブロック図である。

【図２】 前記制御装置の電流制御回路を示すブロック
図である。

【図３】 前記制御装置の電動機電流検出手段を示すブ
ロック図である。

【図４】 前記制御装置のロータ位置検出手段を示すブ
ロック図である。

【図５】 前記制御装置の他のロータ位置検出手段を示
すブロック図である。

【図６】 前記同期電動機のインダクタンスの測定に使
用される回路構成図である。

【図７】 前記同期電動機の電気的特性図である。

【図８】 前記同期電動機の電圧ベクトル図である。

【図９】 前記同期電動機の電圧ベクトル図である。

【図１０】 前記同期電動機の各電流波形、各電圧波形
を示す図である。

【図１１】 前記同期電動機の制御装置の各制御信号を
示す図である。

【図１２】 前記制御装置の三相インバータを示す回路
図である。

【図１３】 前記同期電動機の他の例の断面図である。

【図１４】 前記同期電動機の他の例の断面図である。

【図１５】 従来の同期電動機の制御システムを示すブ
ロック図である。

【図１６】 前記同期電動機の断面図である。

【図１７】 モデル化した同期電動機を示す断面図であ
る。

【図１８】 前記同期電動機の巻き線配置図である。

【図１９】 前記同期電動機の電流のベクトル図であ
る。

【符号の説明】

２ トルク制御手段 ７ 電流制御回路 １１ ロータ位置検出手段 １７ 電動機電流検出手段 １８ 電動機電圧検出手段 ２１ 電機子電流指令回路 ２４ 界磁電流指令回路 ３４〜３６ 電圧指令加算器 ３７〜３９ 比較器 ４０〜４２ 駆動回路 ４３ 三相インバータ ６０〜６５ サンプルホールド回路 ７２ ＡＤ変換器 ７４ 計測タイミング設定手段 ７５ 電圧検出手段 ７６ アドレス設定手段 ７７ メモリ ７８〜８１ レジスタ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電動機のロータの回転位置の変化に応じ
   て磁気抵抗が異なり、この磁気抵抗の違いを利用して回
   転力を得る同期電動機の制御装置において、 前記電動機の各相巻き線の電流指令値とこの電流指令値
   の時間変化分とを検出する、又は前記電動機の各相巻き
   線に流れる実電流とこの実電流の時間変化分とを検出す
   る電動機電流検出手段と、 前記電動機の各相巻き線の電圧指令値を検出する、又は
   前記電動機の各相巻き線の電圧を検出する電動機電圧検
   出手段と、 前記電動機電流検出手段の出力と電動機電圧検出手段の
   出力とが入力され、前記ロータ位置信号、又は前記ロー
   タ位置信号及びロータ速度信号を検出するロータ位置検
   出手段と、 を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
2. 【請求項２】 電動機のロータの回転位置の変化に応じ
   て磁気抵抗が異なり、この磁気抵抗の違いを利用して回
   転力を得る同期電動機の制御装置において、 前記電動機の各相巻き線の電流指令値とこの電流指令値
   の時間変化分とを検出する、又は前記電動機の各相巻き
   線に流れる実電流とこの実電流の時間変化分とを検出す
   る電動機電流検出手段と、 前記電動機の各相巻き線の電圧指令値を検出する、又は
   前記電動機の各相巻き線の電圧を検出する電動機電圧検
   出手段と、 前記電動機電流検出手段の出力と電動機電圧検出手段の
   出力とが入力され、前記ロータ位置信号、又は前記ロー
   タ位置信号及びロータ速度信号を検出するロータ位置検
   出手段と、 前記電動機の位置指令が入力され、前記ロータ位置信号
   を使用して前記同期電動機の回転位置制御を行う位置制
   御手段と、 を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
3. 【請求項３】 前記請求項１又は請求項２に記載される
   同期電動機の制御装置において、 前記電動機電圧検出手段はパルス幅を変調制御するパワ
   ーデバイスで構成されるインバータブリッジを備え、 前記インバータブリッジには各相のＰＷＭ指令信号と電
   流検出値とが入力され、各相のインバータブリッジの出
   力電位を決定するアルゴリズムが下記論理（１）乃至論
   理（３）に設定されることを特徴とする同期電動機の制
   御装置。 （１）該当する相のインバータブリッジの上下パワーデ
   バイスに入力されるＰＷＭ信号のいずれかがＯＮの期間
   においては、該当する相の電動機の電圧はＰＷＭ信号と
   インバータの直流電源電圧で定まるインバータ出力電圧
   とで決定される。 （２）該当するインバータブリッジの上下パワーデバイ
   スに入力されるＰＷＭ信号がいずれもＯＦＦの期間にお
   いては、該当する相の電動機の電圧は該当する相の電動
   機の電流がインバータブリッジにおいて流れる方向のイ
   ンバータ電源の電位で決定される。 （３）該当するインバータブリッジの上下パワーデバイ
   スに入力されるＰＷＭ信号がいずれもＯＦＦの期間で該
   当する相の電動機の電流が零で電流が流れていない場合
   においては、該当する相の電動機の電圧は以前に検出さ
   れたロータ位置信号とロータ速度信号と他の相の電流及
   び電圧で該当する相のインバータ出力電位を推定して求
   めた電位、又は各相の電圧指令値から推定して求めた電
   位で決定される。
4. 【請求項４】 前記請求項１又は請求項２に記載される
   同期電動機の制御装置において、 前記ロータ位置検出手段は、前記電動機のロータの各磁
   極の磁束が電動機の各相巻き線に流れる電流の起磁力と
   回転位置により異なる磁気抵抗を示すロータの磁気特性
   との関係から推定され、前記電動機の各相巻き線に発生
   する誘起電圧が各相巻き線に鎖交する磁束の時間変化に
   比例する関係式からロータの回転位置とロータの回転速
   度とを求めることを特徴とする同期電動機の制御装置。
5. 【請求項５】 前記請求項１又は請求項２に記載される
   同期電動機の制御装置において、 前記電動機電流検出手段、電動機電圧検出手段の各々は
   インバータブリッジの各パワーデバイスをパルス幅変調
   制御するパルス幅で一制御周期を設定し、前記電動機電
   流検出手段、電動機電圧検出手段の各々の計測期間は前
   記一制御周期内に設定されることを特徴とする同期電動
   機の制御装置。
6. 【請求項６】 前記請求項１又は請求項２に記載される
   同期電動機の制御装置において、 前記電動機電流検出手段、電動機電圧検出手段の各々は
   インバータブリッジの各パワーデバイスをパルス幅変調
   制御するパルス幅で一制御周期を設定し、前記電動機電
   流検出手段、電動機電圧検出手段の各々の計測期間は複
   数の制御周期に設定され、前記電動機電圧検出手段の計
   測値は前記計測期間の平均値で求められることを特徴と
   する同期電動機の制御装置。
7. 【請求項７】 前記請求項１又は請求項２に記載される
   同期電動機の制御装置において、 前記ロータ位置検出手段は、 前記電動機電流検出手段の出力及び前記電動機電圧検出
   手段の出力で得られる入力値に対応したロータの回転位
   置及びロータの回転速度の値が格納される記憶手段と、 前記記憶手段に格納される値の入力値に対するアドレス
   を決定するアドレス設定手段と、 前記記憶手段に格納される値を入力値に応じて出力する
   出力手段と、 を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
8. 【請求項８】 前記請求項７に記載される同期電動機の
   制御装置において、 前記ロータ位置検出手段は、前記入力値からニューラル
   ネットワークで任意の入力値に対するロータの回転位置
   及びロータの回転速度の値が求められ、この求められた
   値が出力されることを特徴とする同期電動機の制御装
   置。