JP3556137B2

JP3556137B2 - ブラシレスモータの駆動制御装置

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Publication number: JP3556137B2
Application number: JP31791699A
Authority: JP
Inventors: 博明山本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1999-11-09
Filing date: 1999-11-09
Publication date: 2004-08-18
Anticipated expiration: 2019-11-09
Also published as: JP2001136772A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は台形状の磁束分布を有するブラシレスモータの矩形波駆動制御装置に関するもので、特にトルクリップル抑制に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレスモータは、永久磁石からなるロータの磁極位置を検出し、その検出信号によりステータコイルの通電モードを切り替えてロータを回転させる。このステータコイルの通電モード切り替え時（転流時）に電流が変動すると、トルクリップルが生じ、振動や騒音の原因となる。そこで、トルクリップルを減少させて振動や騒音を低下させるようにした台形波着磁型ブラシレスモータの矩形波駆動制御装置が提案されており、その例が、Ｊ．Ｃｒｏｓ他著のＥＰＥＡ（ヨーロッパパワーエレクトロニクス協会）の１９９３年９月，Ｂｒｉｇｈｔｏｎ大会の会報中２６６頁〜２７１頁（以下、文献１と略す）に開示されている。
【０００３】
これによれば、非転流区間で非転流相の電流を制御する通常のＰＷＭ出力Ｍｏｄ．１と、非転流相の電流が減少しないように、転流時は電流がゼロとなる相（以下、単に転流相と称す）の端子電圧を制御するＰＷＭ出力Ｍｏｄ．２で構成することが開示されている。図１０は文献１に示された装置の動作を示す構成図であり、図において、Ｍｏｄ．１は非転流相のスイッチング素子に選択接続され、Ｍｏｄ．２は転流相のスイッチング素子に選択接続されている。非転流モードおよび低速の転流モードでは、切替スイッチが下側に選択されて、目標電流Ｉｄと非転流相の相電流Ｉｓが一致するように、Ｐ又はＰＩ制御演算され、演算結果の通電率は、Ｍｏｄ．１から出力され、非転流相の通電率を変えることで、目標値電流になるよう制御している。一方、Ｍｏｄ．２は通電率０％で接続されているスイッチング素子はオフ状態である。
【０００４】
次に、転流モードでは、前記切替スイッチは上側に選択されて、Ｍｏｄ．１は通電率は１００％になり、一方、Ｍｏｄ．２には前記Ｐ又はＰＩ制御演算結果の通電率が出力され、転流相のスイッチング素子の通電率を変えることで、転流相にかかる電圧を減少させて、非転流相電流の低下を制限している。Ｍｏｄ．１用出力には、低速時の転流時に理論値である出力電圧＝４Ｅ（ここで、Ｅ＝発電電圧／相）の関係になる通電率上限値が設定される。Ｍｏｄ．２用には、高速時の転流時のＥの関数である上限値が設定される。転流時は、低速回転時のＭｏｄ．１、高速回転時のＭｏｄ．２ともその出力通電率はこれらの上限値に飽和するようＰ又はＰＩ制御演算が設定される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の矩形波駆動制御は以上のようになされていたので、転流時は実質的に上限値で決まるオープン制御であり、これらの上限値はブラシレスモータの抵抗やインダクタンスなどのパラメータによって変化する上に、転流中に発電電圧Ｅが変化する場合は、補償が難しく実用的ではないという問題点があった。
【０００６】
この発明は上記のような問題点を解消するためになされたものであり、電流の目標値追従制御性を確保すると同時に、トルクリップルを低減できる、台形波着磁型ブラシレスモータの矩形波駆動制御装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明の請求項１に係るブラシレスモータの駆動制御装置は、直流電源の正極と負極の間に直列に接続した複数のスイッチング素子と、このスイッチング素子の接続点とブラシレスモータとを接続し、当該接続路を流れる電流を検出する電流検出器と、このブラシレスモータの磁極位置を検出する位置検出器と、ブラシレスモータの駆動コイルに発生する１相当たりの誘起電圧を算出するモータ発電電圧計算手段と、位置検出器から得た位置検出信号に基づいて、スイッチング素子を選択的に通電する駆動信号発生手段と、電流検出器により検出された検出電流に基づくフィードバック電流と目標電流が一致するように駆動信号発生手段の出力たる第１通電率を演算する第１演算手段と、直流電源の電圧とモータ発電電圧計算手段の出力と目標電流に基づき、ブラシレスモータの中立点電位変動を少なくするように、転流電流がゼロとなる相に接続されたスイッチング素子に対する第２通電率を演算する第２演算手段と、第２通電率に基づき第１通電率を補正する補正手段とを有するものである。
【０００８】
この発明の請求項２に係るブラシレスモータの駆動制御装置は、回路をｎ相とし、１相当たりの回路抵抗をＲ、目標電流をＩｄ、電源電圧をＶｄ、１相当たりの発電電圧をＥｓとしたとき、第２通電率はｎＩｄ・Ｒ＋（ｎ＋１）Ｅｓ−Ｖｄの関数としたものである。
【０００９】
この発明の請求項３に係るブラシレスモータの駆動制御装置は、回路をｎ相とし、１相当たりの回路抵抗をＲ、目標電流をＩｄ、電源電圧をＶｄ、１相当たりの発電電圧をＥｓ、目標電流Ｉｄとフィードバック電流Ｉｓとの偏差を目標電流Ｉｄで除算した値に比例した回路抵抗補正量をＹ_５としたとき、第２通電率はｎＩｄ（Ｒ＋Ｙ_５）＋（ｎ＋１）Ｅｓ−Ｖｄの関数としたものである。
【００１０】
この発明の請求項４に係るブラシレスモータの駆動制御装置は、第１通電率が所定の最大値以下になるように、転流電流がゼロとなる相に接続されたスイッチング素子に対する第２通電率を演算するものである。
【００１１】
この発明の請求項５に係るブラシレスモータの駆動制御装置は、第１通電率の最大値を第１通電率の関数としたものである。
【００１２】
この発明の請求項６に係るブラシレスモータの駆動制御装置は、回路をｎ相とし、１相当たりの回路抵抗をＲ、目標電流をＩｄ、電源電圧をＶｄ、１相当たりの発電電圧をＥｓ、最大値をＤ１ｍａｘとしたとき、第２通電率はｎＩｄ・Ｒ＋（ｎ＋１）Ｅｓ−Ｖｄ＋ｎ（１−Ｄ１ｍａｘ）Ｖｄの関数としたものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施形態１を図に基づいて説明する。図１に示すように、ブラシレスモータ１は、表面に永久磁石を有するロータ２及び３相の駆動コイル３（ｕ，ｖ，ｗ相）と位置検出器４ａ，４ｂ，４ｃより構成されている。それぞれの駆動コイル３は、一端が共通接続され、他端は上アームスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３及びスイッチング素子の各々に逆並列に接続した還流ダイオードＤ_ａ，Ｄ_ｂ，Ｄ_ｃを介して直流電源５の正極に接続するとともに、下アームスイッチング素子Ｑ_４，Ｑ_５，Ｑ_６及びダイオードＤ_ｄ，Ｄ_ｅ，Ｄ_ｆを介して直流電源５の負極に接続されている。
【００１４】
駆動コイル３の内２相に相電流検出器６ｕ，６ｗがあり、駆動コイル３に流れる電流に応じた信号をマイクロコンピュータ７に送っている。検出器のない残り１相の電流値は、相電流の総和は常に０という関係から計算される。ブラシレスモータ１のロータ２の位置検出のための位置検出器４ａ，４ｂ，４ｃにはそれぞれホール素子があり、それらの位置信号Ｈ_１，Ｈ_２，Ｈ_３はマイクロコンピュータ７に入力される。
また、スイッチング素子に供給される電源電圧Ｖｄを検出するための信号もマイクロコンピュータ７に入力される。マイクロコンピュータ７はこれらの入力値に基づいて、スイッチング素子のゲート端子に適切な駆動信号、ＰＷＭ信号を出力する。
【００１５】
次に、位置信号Ｈ_１，Ｈ_２，Ｈ_３とステップについて図２で説明する。位置信号Ｈ_１は、ロータ２が回転し駆動コイル３のＵ相に現れる発電電圧（ｅｍｆ）Ｅｕの波形が最大値の＋Ｅになってから最低値の−Ｅになるまでの間はハイレベルの信号で、その他の区間がローレベルの信号となるよう設定されている。同様に、位置信号Ｈ_２はＶ相に現れる発電電圧Ｅｖに、また位置信号Ｈ_３はＷ相に現れる発電電圧Ｅｗに対応した信号になっている。
【００１６】
これら位置信号Ｈ_１，Ｈ_２，Ｈ_３で区分けされる６つの区間（電気角でπ／３、機械角では磁極が４極であるからπ／６となる）に１〜６のステップ番号を割り当て、制御に使用している。例えばステップが１の場合、発電電圧と同極性に対応する相電流を流す。即ち図２に示すように、Ｕ相電流Ｉｕをプラス方向に、Ｗ相電流Ｉｗをマイナス方向に流すために、スイッチング素子Ｑ_１とＱ_６を通電状態にする。このことにより、モータはＩｕ×Ｅｕ＋Ｉｗ×Ｅｗの正方向トルクが発生し、負荷トルクが小さければステップ２の方向に回転する。
【００１７】
各ステップにおけるスイッチング素子の通電状態を図３の表に示す。図３には、下アームのスイッチング素子の通電率を記載してないが、対応する下アームのスイッチング素子の通電率は、上アームの補数である（上アームがＤ_１なら下アームは１−Ｄ_１）。通電率Ｄ_１が０．５以上の場合、Ｄ_１とあるのが上流側で、１−Ｄ_１が下流側となるが、通電率Ｄ_１が０．５以下の場合は、上流と下流が逆に、即ち電流の向きが逆になり、負方向のトルクが発生するので、負荷トルクが小さければ、逆方向（ステップ１→６→５→４）に回転する。また、図３中のｏｆｆはスイッチング素子が非通電状態であることを示す。
【００１８】
ステップが変更になるとき、電流の流れる相が変化し、これを転流と称する。以下、電流が０に成る相を単に転流相と略す。図２の波形で説明すると、ステップ６からステップ１になったとき、Ｖ相電流が０になり、Ｕ相電流は流れ始め、Ｗ相電流は変化しない。この場合、Ｖ相を転流相、Ｗ相を非転流相と称す。
【００１９】
駆動コイル３に関して対称性があるとすると、駆動コイル端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと駆動コイル相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとの関係は、数式（１）のようになる。
【００２０】
【数１】

【００２１】
ここで、Ｒは１相当たりの抵抗、Ｌは１相当たりの等価インダクタンス、Ｖｎは駆動コイル中性点電位、Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗは各相の発電電圧（ｅｍｆ電圧）である。ＰＷＭ周期が回路の時定数Ｌ／Ｒに比べて短かければ、いわゆる状態平均値化法が適用できて、端子電圧はそれぞれ図３の通電率と電源電圧Ｖｄで表現でき、例えば、ステップ１の非転流状態では、数式（１）はＵ相とＷ相だけの式となり、次の数式（２）のようになる。
【００２２】
【数２】

【００２３】
上記数式（２）の辺々を加え、Ｉｕ＋Ｉｗ＝０を適用し整理すると、Ｖｎは数式（３）のようになる。
Ｖｎ＝Ｖｄ／２ ………（３）
又、ステップ１の転流状態では、数式（１）は次の数式（４）のようになる（ただし、ダイオードの順方向電圧降下は無視している）。
【００２４】
【数３】

【００２５】
数式（４）の辺々を加え、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０を適用し整理すると、Ｖｎは（転流相の電流が正の場合）次の数式（５）のようになる。
Ｖｎ＝Ｖｄ／２−（Ｖｄ／２−Ｅｗ）／３ ………（５）
同様にして、ステップ２の場合の転流時のＶｎは（転流相の電流が負の場合）次の数式（６）のようになる。
Ｖｎ＝Ｖｄ／２＋（Ｖｄ／２−Ｅｗ）／３ ………（６）
【００２６】
この関係を図２の中立点電位の波形で示している。このように、中立点電位Ｖｎは転流区間で急変するため、非転流相の電流も数式（１）の関係で影響を受けることになり変動する。これがモータのトルクリップルとなり、振動や騒音を引き起こす。この電圧変動に応動して、電流がその目標値に保持されるように制御されるように、制御機器を設計、調節しなければならない。特に、制御機器の出力が飽和（通電率が最大値に固定）して、一時的に制御が不能になるようなことがあってはいけない。
【００２７】
次に、マイクロコンピュータ７の働きを図４に示す。図４において、電源電圧Ｖｄ、電流Ｉｕ，Ｉｗ、そしてモータ回転位置Ｈ_１，Ｈ_２，Ｈ_３のそれぞれの信号は、図示しないインターフェース回路によってデジタル化された内部信号になる。モータ回転位置決定手段８では、前記モータ回転位置信号Ｈ_１，Ｈ_２，Ｈ_３の組合せ論理により、図２に示したようにステップ１〜６の何番かを決定する。モータ角速度計算手段９では、連続する２回のステップ変化点の時間間隔を測定し、１ステップに相当する角度（一定値）をこの時間間隔で除算することで、モータの角速度ωを算出する。モータ発電電圧計算手段１０では、駆動コイル３に発生する１相当たりの誘起電圧Ｅに相当する量Ｅｓをｅｍｆ係数Ｋｍ（一定値）と前記角速度ωの積として算出する。
【００２８】
ＦＢ電流選択手段１１では、転流域でも電流が変化しない相の電流＝非転流相電流をフィードバック制御演算に使用するため、前記ステップに対応して相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ（ただしＩｖはＩｖ＝−Ｉｕ−Ｉｗより算出）のうちいずれか１つを選ぶとともに、その極性を必要に応じて変更する。この作業をＦＢ電流とステップの表にしたものが図３である。図中のＣＷとＣＣＷはモータの回転方向で、回転方向（ステップの変化順により決定：→１→２→３→の方向をＣＷとし、この逆方向をＣＣＷとしている）により、選択されるフィードバック電流が異なる。電流制御演算手段１２は、目標電流生成手段１３で生成された目標電流Ｉｄとフィードバック電流Ｉｓが一致するように、前記通電率Ｄ_１及びＤ_２を演算する。尚、演算の詳細は後述する。
【００２９】
制御出力相選択手段１４は、電流制御演算手段１２で演算された通電率Ｄ_１及びＤ_２とそれらの補数を次段の３相ＰＷＭ回路１５にある６個の前記スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６に対応するＰＷＭ発生回路のいずれに設定するかを決定する。この設定作業をステップとスイッチング素子との表にしたものが図３及び図５である。これらの表中には上アームのスイッチング素子のみを表記しているが、対応する下アームのスイッチング素子用のＰＷＭ発生回路には、対になっている上アームのスイッチング素子の通電率の補数の通電率が設定される。
例えばＤ_１が３５％で、ステップが１の場合、スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_４にはそれぞれ３５％と６５％の通電率が設定される。
【００３０】
また図３、図５の表中のｏｆｆの表記は、対となる上下アームのスイッチング素子の両方とも非通電状態に設定することを意味している。３相ＰＷＭ回路１５は、表記しない三角波（周波数は騒音とスイッチング損失の両方を考慮して２０ＫＨｚ程度が選ばれることが多い）と前記通電率に対応するレベルとの比較によりｏｎ／ｏｆｆ信号が発生し、次段の駆動回路１６に出力するよく知られた通常のＰＷＭ発生回路で、前記スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６に対応した６個の回路を有する。
【００３１】
前記電流制御演算手段１２の詳細な動作を図６によるフローチャートで説明する。図において、Ｓ１０１では電流制御演算手段１２の入力である前記モータ回転位置決定手段８、モータ角速度計算手段９、モータ発電電圧計算手段１０、ＦＢ電流選択手段１１及び目標電流生成手段１３の各機能を実行している。
次に、Ｓ１０２では、いわゆるフィードフォワード付ＰＩ（比例・積分）制御演算をする。即ち以下、数式（７）〜数式（９）の演算を行なう。
ε＝Ｉｄ―Ｉｓ ………（７）
Ｙ_１＝Ｋｉ・ε＋Ｙ_１（前回値） ………（８）
Ｙ_２＝Ｒｍ×Ｉｄ＋Ｋｐ・ε＋Ｙ_１＋Ｅｓ＋Ｖｄ／２ ………（９）
ここで、Ｉｄ：目標電流，Ｉｓ：実電流（フィードバック電流），ε：偏差，Ｙ_１：積分値，Ｋｉ：積分ゲイン，Ｙ_２：出力電圧，Ｒｍ：１相当たりの公称抵抗値，Ｋｐ：比例ゲイン，Ｅｓ：１相当たりの発電電圧（ｅｍｆ電圧），Ｖｄ：直流電源電圧，である。
【００３２】
次に、Ｓ１０３で転流中かどうかを判断して、転流中であるとＳ１０４に、そうでないならＳ１０９に移動する。転流終了の判断は、第１例として、転流状態にあって、転流電流が０又は０近くの値になった場合、転流終了とする方法、第２例として、転流状態にあって、転流初期電流値とｅｍｆ電圧と、回路抵抗、回路インダクタンスより計算できる予定転流時間を経過した場合、転流終了とする方法が考えられる。転流中かどうかは、転流開始より転流終了までの間かどうかで判断する。
【００３３】
転流中の場合の第１演算手段であるところのＳ１０４では、転流時と非転流時の中性点電位の差の分（Ｖｄ／２＋Ｅｓ）×ｓｇｎ（Ｉｃ）／３を前記Ｙ_２に加算した出力電圧Ｙ_３から第１通電率Ｄ_１を計算する。即ち、
【００３４】
Ｙ_３＝Ｙ_２＋（Ｖｄ／２＋Ｅｓ）×ｓｇｎ（Ｉｃ）／３………（１０）
Ｄ_１＝Ｙ_３／Ｖｄ ………（１１）
ここで、ｓｇｎ（）は符号関数で、引数が０のとき関数も０、引数が０以外のとき関数は引数の符号となる。ここでの引数Ｉｃは転流電流で、図３の表中のｏｆｆの相に過渡的に流れる電流である。
【００３５】
Ｓ１０５、Ｓ１０６、Ｓ１０７及びＳ１０８が実施の形態１における第２演算手段に相当する部分で、まずＳ１０５では補償電圧Ｖｃｍｐを次の数式（１２）で計算する。
Ｖｃｍｐ＝３Ｒｍ・Ｉｄ＋４Ｅｓ−Ｖｄ ………（１２）
回路をｎ相とすると、数式（１２）はＶｃｍｐ＝ｎＩｄ・Ｒ＋（ｎ＋１）Ｅｓ−Ｖｄとなる。
この式は、例えば数式（４）の第一式に数式（６）のＶｎを代入して整理すると、次の数式（１３）のようになる。
Ｖｄ・Ｄ_１＝Ｒ・Ｉｕ＋ＬｄＩｕ／ｄｔ＋Ｅ＋Ｖｄ／２＋Ｖｄ／６−Ｅｗ／３………（１３）
ここで、非転流電流ＩｕをＩｄに一致するように制御できる限界条件：Ｉｕ＝Ｉｄ，Ｄ_１＝１，Ｅｗ＝−Ｅｓ，ｄＩｄ／ｄｔ≒０として数式（１３）に代入して整理すると（ただし、発電電圧Ｅは同推定値のＥｓを、抵抗Ｒは同公称値のＲｍで代用する）次の数式（１４）が考えられる。
Ｖｄ＞３Ｒｍ・Ｉｄ＋４Ｅｓ ………（１４）
数式（１４）の関係を補償電圧Ｖｃｍｐ（＞０）を使用して、等式表現にしたものが数式（１２）である。
【００３６】
転流時に、転流相の端子電圧をＶｃｍｐ又はＶｄ−Ｖｃｍｐ（転流電流が負の場合が前者、正の場合が後者）に制御した場合、数式（４）に対応した式は次の数式（１５）となる。この場合、Ｖ相端子電圧＝Ｖｄ−Ｖｃｍｐ＝Ｖｄ−Ｄ_２・Ｖｄ
【００３７】
【数４】

【００３８】
数式（４）から数式（５）を導出したのと同様にすると、このときの中立点電位Ｖｎは数式（１６）のようになる。
Ｖｎ＝Ｖｄ／２−（Ｖｄ／２＋Ｅｖ−Ｖｃｍｐ）／３ ………（１６）
同様に転流電流が負の場合の数式（５）に対応するＶｎは次の数式（１７）となる。
Ｖｎ＝Ｖｄ／２＋（Ｖｄ／２＋Ｅｖ−Ｖｃｍｐ）／３ ………（１７）
いずれの場合も、転流時の中性点電位の非転流時の値Ｖｄ／２からの変化分がＶｃｍｐ／３だけ減少している。
【００３９】
このことは、非転流電流の電流制御できる条件である数式（１５）と同等のことを意味している。即ち、第２通電率Ｄ_２による転流相の端子電圧を適切に制御することで、転流中の中性点電位の変化を減少させることができるので、第１通電率Ｄ_１による非転流相の電流制御のための電圧幅が確保され（＝端子電圧が飽和することなく）、転流中の電流が目標値に制御されるため、転流中もトルクリップルが起きない。しかも、数式（１６）及び数式（１７）を見て分かるように、中性点電位は第１通電率Ｄ_１とは無関係で、第２通電率Ｄ_２のみ（∵Ｖｃｍｐ＝Ｄ_２・Ｖｄ）に関係するので、非転流電流を制御するＤ_１による制御と中性点電位Ｖｎを制御するＤ_２による制御干渉がなく、制御系を構築しやすい条件となっている。
【００４０】
Ｖｃｍｐが負又は０なら転流相の端子電圧を制御する必要がないから、Ｓ１０６ではＶｃｍｐを下限値０の処理を行う。即ちＳ１０６でＶｃｍｐが負の場合は、Ｓ１０７でＶｃｍｐ＝０の処理を行う。
Ｓ１０８では、転流相の端子電圧を制御するための第２通電率Ｄ_２の計算＝Ｖｃｍｐ／Ｖｄを行う。
Ｓ１０９においては、第２通電率Ｄ_２に基づき第１通電率Ｄ_１を補正する補正手段が示されており、先にＶｃｍｐ＝０での計算した非転流相電流制御のための第１通電率Ｄ１に対して、Ｖｃｍｐ分の補正を次の数式（１８）で行う。
Ｄ_１＝Ｄ_１−Ｄ_２・ｓｇｎ（Ｉｃ）／３ ………（１８）
【００４１】
この式の根拠は、数式（５）と数式（１６）との差、又は数式（６）と数式（１７）の差がＶｃｍｐ／３であり、Ｖｃｍｐ／３＝Ｄ_２・Ｖｄ／３の関係から明白である。
続いて、Ｓ１１１に移る。
Ｓ１０３で転流中でない場合は、Ｓ１１０で第１通電率Ｄ_１の計算Ｄ_１＝Ｙ_２／Ｖｄを行う。同時に転流中にのみ使用する第２通電率Ｄ_２＝０の処理も行い、Ｓ１１１に移る。
Ｓ１１１では、第１通電率Ｄ_１、第２通電率Ｄ_２を、図４の制御出力相選択手段１４及び３相ＰＷＭ回路１５にこれらの説明のところで述べた設定作業を実施する。
【００４２】
この発明の台形波着磁型ブラシレスモータの矩形波駆動制御装置は、以上説明したように構成されているので、転流区間での中性点電位変動幅を必要量減少させることで、より広範囲に渡って制御器の出力が飽和（通電率が最大値に固定）することがなくなり、非転流電流がその目標値に保持される連続したフィードバック制御が可能となり、結果として、モータのトルクリップルが大幅に減少でき、騒音や振動を低下できる。
【００４３】
実施の形態２．
図７はこの発明の実施の形態２による電流制御演算手段１２の動作を示すフローチャートである。
実施の形態２と実施の形態１の違いは、転流中の非転流電流制御の動的範囲を確実にするために（動的にも第１通電率Ｄ_１の飽和が起きないように）、予め第１通電率Ｄ_１の上限値Ｄ１ｍａｘを定めておき、この上限値Ｄ１ｍａｘを越えないように第２通電率Ｄ_２を制御するようにしたことにある。そのための条件は数式（１３）から数式（１４）に変形した条件の内、Ｄ_１＝１をＤ_１＝Ｄ１ｍａｘ＜１に置き換えて同様の変形をすると、数式（１３）は次の数式（１９）に変形できる。
Ｖｄ＞３Ｒｍ・Ｉｄ＋４Ｅｓ＋３（１−Ｄ１ｍａｘ）Ｖｄ………（１９）
【００４４】
次に、前述した数式（１４）と数式（１２）の関係と同じく、数式（１９）をＶｃｍｐを使用して等式表現すると、次式となる。
Ｖｃｍｐ＝３Ｒｍ・Ｉｄ＋４Ｅｓ−Ｖｄ＋３（１−Ｄ１ｍａｘ）Ｖｄ………（２０）
回路をｎ相とすると、数式（２０）はＶｃｍｐ＝ｎＲｍ・Ｉｄ＋（ｎ＋１）Ｅｓ−Ｖｄ＋ｎ（１−Ｄ１ｍａｘ）Ｖｄとなる。
即ち、実施の形態１と実施の形態２の違いは、数式（１２）の代わりに数式（１９）を適用することにある。
図７のフローチャートにおいて、図６と同処理ブロックについては同じ番号（１００番台）を用いており、同一内容なので説明を省略する。Ｓ２０１においてＤ１ｍａｘは一定値（例えば０．８５）でも良いが、Ｄ_１の関数として設定すると動的補償をするのに更に好適である。この関数の例を図８に示す。
次に、Ｓ２０２では、数式（２０）の演算を行う。以下は実施の形態１の場合と同じ手順が実行されるので説明を省く。
【００４５】
実施の形態３．
図９はこの発明の実施の形態３による電流制御演算手段１２の動作を示すフローチャートである。実施の形態３と実施の形態１の違いは、構成部品の特性ばらつきや変化に対して、転流中の非転流電流制御のロバスト性を向上させるために、前記補償電圧Ｖｃｍｐを調整する機能を付加したものである。特に、ブラシレスモータの巻線抵抗、各部の配線抵抗、スイッチング素子の内部抵抗などの回路抵抗Ｒのばらつきや温度変化による抵抗値変化（抵抗Ｒと公称抵抗Ｒｍの差）が大きくなる可能性があるため、主としてこれを補償する。図９において、図６と同処理ブロックについては同じ番号（１００番台）を付すものとし、同一内容なので説明を省略する。
【００４６】
Ｓ３０１では次の転流区間のために、現在の転流区間での偏差εを目標電流Ｉｄで除して電流に対して正規化した後、評価係数Ｋｔを掛けた値を積分していく演算を行う。この補正積分値はＹ_４に格納される。Ｓ３０２では、前回の補正積分値Ｙ_５を使用して補償電圧Ｖｃｍｐを次の数式（２１）で計算する。
Ｖｃｍｐ＝３（Ｒｍ＋Ｒ_５）Ｉｄ＋４Ｅｓ−Ｖｄ………（２１）
回路をｎ相とすると、数式（２１）はＶｃｍｐ＝ｎ（Ｒｍ＋Ｙ_５）Ｉｄ＋（ｎ＋１）Ｅｓ−Ｖｄとなる。
即ち、前回の転流時に、第１通電率Ｄ_１が飽和して、目標電流Ｉｄに実電流Ｉｓが届かなかった場合（ε＞０だからＹ_５＞０）、今回は補償電圧ＶｃｍｐをＹ_５に比例して大きくすることで、第１通電率Ｄ_１の飽和を防止する方向に修正され、ブラシレスモータのトルクリップルを減少させることになる。
【００４７】
ここで、Ｙ_５は前回転流区間だけの積分値であるが、前々回またはそれ以前の積分値を反映した値であっても良い。
Ｓ３０３とＳ３０４では、今回の転流中の最終積分値であるＹ_４を次回のＶｃｍｐ計算（Ｓ３０２）に使用するＹ_５に移し替えると共に、次に転流時のＹ_４演算のためにＹ_４を初期化（Ｙ_４＝０）する。以下の動作については、実施の形態１の場合と同様のため説明を省略する。
【００４８】
【発明の効果】
この発明の請求項１に係るブラシレスモータの駆動制御装置によれば、直流電源の正極と負極の間に直列に接続した複数のスイッチング素子と、このスイッチング素子の接続点とブラシレスモータとを接続し、当該接続路を流れる電流を検出する電流検出器と、このブラシレスモータの磁極位置を検出する位置検出器と、ブラシレスモータの駆動コイルに発生する１相当たりの誘起電圧を算出するモータ発電電圧計算手段と、位置検出器から得た位置検出信号に基づいて、スイッチング素子を選択的に通電する駆動信号発生手段と、電流検出器により検出された検出電流に基づくフィードバック電流と目標電流が一致するように駆動信号発生手段の出力たる第１通電率を演算する第１演算手段と、直流電源の電圧とモータ発電電圧計算手段の出力と目標電流に基づき、ブラシレスモータの中立点電位変動を少なくするように、転流電流がゼロとなる相に接続されたスイッチング素子に対する第２通電率を演算する第２演算手段と、第２通電率に基づき第１通電率を補正する補正手段とを設けたので、転流区間での中性点電位変動幅を必要量減少させることができ、より広範囲に渡って制御器の出力が飽和（通電率が最大値に固定）することがなくなり、非転流電流がその目標値に保持される連続したフィードバック制御が可能となり、結果として、モータのトルクリップルが大幅に減少でき、騒音や振動を低下できる。
【００４９】
この発明の請求項２に係るブラシレスモータの駆動制御装置によれば、回路をｎ相とし、１相当たりの回路抵抗をＲ、目標電流をＩｄ、電源電圧をＶｄ、１相当たりの発電電圧をＥｓとしたとき、第２通電率はｎＩｄ・Ｒ＋（ｎ＋１）Ｅｓ−Ｖｄの関数としたので、検知信号に基づき中性点電位変動を予測して制御できるため、良好な制御応答性が実現できる。
【００５０】
この発明の請求項３に係るブラシレスモータの駆動制御装置によれば、回路をｎ相とし、１相当たりの回路抵抗をＲ、目標電流をＩｄ、電源電圧をＶｄ、１相当たりの発電電圧をＥｓ、目標電流Ｉｄとフィードバック電流Ｉｓとの偏差を目標電流Ｉｄで除算した値に比例した回路抵抗補正量をＹ_５としたとき、第２通電率はｎＩｄ（Ｒ＋Ｙ_５）＋（ｎ＋１）Ｅｓ−Ｖｄの関数としたので、部品のばらつきや変化に対し補正することができ、より好適な制御ができる。
【００５１】
この発明の請求項４に係るブラシレスモータの駆動制御装置によれば、第１通電率が所定の最大値以下になるように、転流電流がゼロとなる相に接続されたスイッチング素子に対する第２通電率を演算するので、構成部品のばらつきや変化に対応した非転流電流制御の動的制御範囲を確保でき、好適な制御が可能となる。
【００５２】
この発明の請求項５に係るブラシレスモータの駆動制御装置によれば、最大値は第１通電率の関数としたので、構成部品のばらつきや変化に対応した非転流電流制御の動的制御範囲を確保でき、好適な制御が可能となる。
【００５３】
この発明の請求項６に係るブラシレスモータの駆動制御装置によれば、回路をｎ相とし、１相当たりの回路抵抗をＲ、目標電流をＩｄ、電源電圧をＶｄ、１相当たりの発電電圧をＥｓ、最大値をＤ１ｍａｘとしたとき、第２通電率はｎＩｄ・Ｒ＋（ｎ＋１）Ｅｓ−Ｖｄ＋ｎ（１−Ｄ１ｍａｘ）Ｖｄの関数としたので、構成部品のばらつきや変化に対応した非転流電流制御の動的制御範囲を確保でき、より好適な制御が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１によるブラシレスモータの駆動制御装置を示すシステム構成図である。
【図２】各部の電気信号波形図である。
【図３】ステップと通電率並びにＦＢ電流選択の例を示す表である。
【図４】駆動制御装置の制御ブロック図である。
【図５】ステップと通電率並びにＦＢ電流選択の例を示す表である。
【図６】駆動制御装置の動作を示す制御フローチャートである。
【図７】この発明の実施の形態２による駆動制御装置の動作を示す制御フローチャートである。
【図８】Ｄ１ｍａｘとＤ_１との関係を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態３による駆動制御装置の動作を示す制御フローチャートである。
【図１０】従来のブラシレスモータの駆動制御装置を示す制御ブロック図である。
【符号の説明】
１ブラシレスモータ、３駆動コイル、４ａ，４ｂ，４ｃ位置検出器、５直流電源、６ｕ，６ｗ電流検出器、１０モータ発電電圧計算手段、Ｑ_１〜Ｑ_６スイッチング素子。

Claims

直流電源の正極と負極の間に直列に接続した複数のスイッチング素子と、このスイッチング素子の接続点とブラシレスモータとを接続し、当該接続路を流れる電流を検出する電流検出器と、このブラシレスモータの磁極位置を検出する位置検出器と、上記ブラシレスモータの駆動コイルに発生する１相当たりの誘起電圧を算出するモータ発電電圧計算手段と、上記位置検出器から得た位置検出信号に基づいて、上記スイッチング素子を選択的に通電する駆動信号発生手段と、上記電流検出器により検出された検出電流に基づくフィードバック電流と目標電流が一致するように上記駆動信号発生手段の出力たる第１通電率を演算する第１演算手段と、上記直流電源の電圧と上記モータ発電電圧計算手段の出力と上記目標電流に基づき、上記ブラシレスモータの中立点電位変動を少なくするように、転流電流がゼロとなる相に接続された上記スイッチング素子に対する第２通電率を演算する第２演算手段と、上記第２通電率に基づき上記第１通電率を補正する補正手段とを有することを特徴とするブラシレスモータの駆動制御装置。
回路をｎ相とし、１相当たりの回路抵抗をＲ、目標電流をＩｄ、電源電圧をＶｄ、１相当たりの発電電圧をＥｓとしたとき、第２通電率はｎＩｄ・Ｒ＋（ｎ＋１）Ｅｓ−Ｖｄの関数であることを特徴とする請求項１記載のブラシレスモータの駆動制御装置。
回路をｎ相とし、１相当たりの回路抵抗をＲ、目標電流をＩｄ、電源電圧をＶｄ、１相当たりの発電電圧をＥｓ、上記目標電流Ｉｄとフィードバック電流Ｉｓとの偏差を上記目標電流Ｉｄで除算した値に比例した回路抵抗補正量をＹ_５としたとき、第２通電率はｎＩｄ（Ｒ＋Ｙ_５）＋（ｎ＋１）Ｅｓ−Ｖｄの関数であることを特徴とする請求項１記載のブラシレスモータの駆動制御装置。
第１通電率が所定の最大値以下になるように、転流電流がゼロとなる相に接続されたスイッチング素子に対する第２通電率を演算することを特徴とする請求項１記載のブラシレスモータの駆動制御装置。
最大値は第１通電率の関数であることを特徴とする請求項４記載のブラシレスモータの駆動制御装置。
回路をｎ相とし、１相当たりの回路抵抗をＲ、目標電流をＩｄ、電源電圧をＶｄ、１相当たりの発電電圧をＥｓ、最大値をＤ１ｍａｘとしたとき、第２通電率はｎＩｄ・Ｒ＋（ｎ＋１）Ｅｓ−Ｖｄ＋ｎ（１−Ｄ１ｍａｘ）Ｖｄの関数であることを特徴とする請求項４又は請求項５記載のブラシレスモータの駆動制御装置。