JP4772044B2

JP4772044B2 - モータ駆動用電圧ブースト制御

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Publication number: JP4772044B2
Application number: JP2007520883A
Authority: JP
Inventors: スパリー，マルコム・エリック; スザボ，エイドリアン; ホワイト，グラハム・ウィリアム; コウルズ，ジェフリー・ロナルド; ウィリアムズ・コネル・ブレット; チェン，ヤンシェン
Original assignee: ティーアールダブリュー・リミテッド
Priority date: 2004-07-10
Filing date: 2005-07-08
Publication date: 2011-09-14
Anticipated expiration: 2025-07-08
Also published as: EP1771940B1; CN101027834A; CN101027834B; US8004220B2; WO2006005927A3; KR20070067076A; JP2008506349A; WO2006005927A2; US20080265808A1; KR101309603B1; EP1771940A2; GB0415511D0

Description

本発明は多相モータの制御システムに関する。本発明は特に永久磁石ＡＣモータに適するが、ＤＣブラシレスモータ、スイッチトリラクタンスモータ、誘導モータなどの他の種類の電気モータにも適用可能である。

電気モータは広範な用途にますます普及してきている。例えば、入力シャフト、出力シャフト、入力シャフトのトルクを測定するようになされたトルクセンサ、およびトルクセンサによって測定されたトルクに応じて出力シャフトに補助トルクをかけるようになされた電気モータを含むような電動電力ステアリング（ＥＰＳ）システムを提供することが知られている。

代表的な永久磁石電気モータは、例えば永久磁石などの磁性体である回転子と、ヨーク上の複数の相巻線を含む固定子を備える。各相巻線の両端に適切な電圧を加えると、巻線を通って電流が流れ、固定子と回転子の間の空隙に電流磁束ベクトルが発生する。この磁束は回転子の磁界と相互作用して、電流ベクトルが回転子磁界の軸と一直線に揃う平衡点まで回転子を回転させる。

回転子を連続的に回転させるためには、巻線を通過する電流を順番に変化させる必要がある。これにより電流ベクトルが回転する。このことは、モータ駆動回路の制御の下で各巻線の両端の電圧を調整することによって達成することができる。

モータが発生するトルクは、第１に巻線を流れる電流に通常は線形に依存し、第２に回転子磁石の磁束に対する電流の位相に依存する。
回転子が静止しているときは、電流ベクトルが回転子磁束ベクトルと直交するときに最大トルクが発生し、電流が回転子磁束と同相のときにはトルクは発生しない。この理由で、モータは一般に、電流が回転子磁束と直交するように制御される。回転子速度が増加すると、発生する逆起電力のために発生できるトルクが制限されるが、回転子磁束に対する電流の位相を進めることによって、特定の状況下で使用可能なトルクを増大できることが知られている。

さらに、このようなモータの最大回転速度はモータの各相端子の電圧に依存する。すなわち、トルクを発生するためには、各相端子の電圧はモータが発生する逆起電力より大きくなければならない。したがって、ＥＰＳシステムなどで使用されるバッテリ駆動モータの場合には、最大モータ速度はバッテリ電圧によって間接的に決定されることになる。しかし、電圧ブースト回路を使用してバッテリからの電圧を上昇させることが知られている。このような回路を使用すると、モータの相端子に印加される実効電圧が元のバッテリ電圧より高くなるように電圧を一時的に昇圧することが可能になる。

回転子と相巻線を有するモータのための駆動システムを提供する。

本発明によれば、回転子と相巻線を有するモータのための駆動システムであって、上記巻線を通過する電流を変化させるための上記巻線に関連したスイッチ手段を含む駆動回路と、上記回転子の位置を検出するように構成される回転子位置検出手段と、上記スイッチ手段を制御するための駆動信号を提供するように構成される制御手段と、公称電圧で電源に接続するための電力入力と、上記電力入力および電力出力と電気的に接続されるとともに上記公称電圧をより高い電圧に昇圧して上記巻線に印加するように制御可能なブースト手段とを備え、上記制御手段が回転子の位置に関連して上記巻線を通過する電流の位相を変化させるとともに上記ブースト手段によって出力される第２の電圧を制御するように構成される駆動システムが提供される。

本発明はさらに、回転子と相巻線を有するモータのための駆動システムであって、上記巻線を通過する電流を変化させるための上記巻線に関連したスイッチ手段を含む駆動回路と、上記スイッチ手段を制御するための駆動信号を提供するように構成される制御手段と、公称電圧で電源に接続するための電力入力とを備え、上記制御手段が上記モータの少なくとも１つの制御パラメータを制御し、それによって上記電源からの電流の大きさを最大値に制限するように構成される駆動システムも提供する。

本発明はさらに、回転子と相巻線を有するモータのための駆動システムであって、バッテリからのバッテリ電流を受け取るように構成される入力と、上記巻線を通過する電流を変化させるための上記巻線に関連したスイッチ手段と、上記スイッチ手段に入力電流を供給するように構成されるｄｃリンクと、上記ｄｃリンク内の電流を測定するように構成される電流センサと、上記電流センサからの出力を平均するように構成されるローパスフィルタと、上記出力から上記バッテリ電流を決定するように構成される制御手段とを備えるシステムを提供する。

本発明はさらに、各々が共通の第１の電位に接続された一端を有する２本の巻線を共通の磁気コア上に有するバイファイラ巻コンポーネントと、交互にスイッチオンされ上記巻線のそれぞれ１本を第２の電位に接続し、それによって１対の巻線の両端にブースト電圧を生成するように構成される２つのアクティブスイッチと、交互にスイッチオンされ上記巻線のそれぞれ１本を出力に接続し、それによって上記ブースト電圧を上記出力に印加するように構成される他の２つのスイッチとを備えるプッシュプル電圧ブースト回路を提供する。

次に、単に例示のために示された添付の図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態について説明する。

図１を参照すると、本発明の一実施形態による駆動システムは、抵抗器Ｒｈ１およびＲｈ２として表されたワイヤハーネス１２を介して、この場合は車両バッテリであるＤＣ電源１０から電源を取るように構成された駆動回路８を含む。駆動回路８はこの電源を使用して、この場合はＥＰＳシステムの出力シャフトである機械負荷１５に接続された３相ＡＣモータ１４を駆動する。モータ１４は従来型のものであり、一般に相ａ、ｂ、およびｃで表されスター型に結線される３つのモータ巻線を含む。それぞれの巻線の一端は、それぞれの端子１６ａ、１６ｂ、１６ｃに結線される。巻線の他端は一体に結線されてスター型の中心を形成する。

駆動回路８はインバータ１８を含む。インバータ１８は、一般的にはトランジスタである３対のスイッチを含む。スイッチの各対は、電圧源１０からの正のライン２０ａと負のライン２０ｂの間に直列に接続された上部トランジスタと下部トランジスタを含む。３つの出力２１ａ、２１ｂ、２１ｃはそれぞれ、それぞれのトランジスタ対の間から取り出される。出力２１ａ、２１ｂ、２１ｃはそれぞれ、電流センサ２２を介してそれぞれのモータ端子１６ａ、１６ｂ、１６ｃに接続される。

電圧ブースト回路２６は、バッテリ１０とインバータ１８の間に提供される。電圧ブースト回路２６とインバータ１８の間に有るフィルタおよびセンサブロック２８は、インバータ１８への入力をフィルタするとともにインバータ１８へのｄｃリンク電圧および電流入力を検出するように構成される。

コントローラ３０は、インバータ１８のスイッチを制御して電流のパルス幅変調をモータ巻線ａ、ｂ、ｃに提供するように構成される。したがって、コントローラ３０は、６つのスイッチの制御ゲートに対するスイッチ制御信号ｃｇ１、ｃｇ２、ｃｇ３、ｃｇ４、ｃｇ５、ｃｇ６を生成する６つのスイッチ制御出力を有する。コントローラ３０はまた、インバータ１８に入力される前にバッテリ１０からの電圧に適用されるブーストのレベルを制御するために、電圧ブースト回路２６に制御信号を提供するブースト制御出力も有する。コントローラ３０は、瞬時のｄｃリンク電圧ＥＣＵ−ｄｃ_ｌｉｎｋおよび電流を指示するｄｃリンクセンサ２８からの入力信号、３つのモータ相電流を決定するための電流センサ２２からの入力信号、モータ速度を決定するためのモータ出力上の速度センサ３２からの入力信号、およびモータ１４の回転子の回転位置を決定するためのモータ位置センサ３４からの入力信号を受け取る。コントローラはまたトルク要求入力を受け取り、インバータ１８を制御しモータを駆動して要求されたトルクを発生するように構成される。

インバータ１８内のスイッチは、制御回路３０による制御に従ってオン、オフして各端子１６ａ、１６ｂ、１６ｃに印加される電圧のパルス幅変調を提供し、それによって各巻線ａ、ｂ、ｃの両端に印加される電位差を制御し、したがって各巻線を流れる電流を制御する。この電流は電流センサ２２によって検出される。各相電流の制御は、ひいては巻線によって生成される総電流ベクトルの強さと方向を制御し、したがって回転子が回転したときの回転子磁界の位相に対する回転電流ベクトルの位相も制御する。

実際のシステムでは、各相の電流を測定するための電流センサ２２またはｄｃリンク内の単一の電流センサ２８を備えるのが普通であり、それらを使用してコントローラ３０のＰＷＭ期間内の制御された時間に電流をサンプリングすることによって各相の電流を測定することができる。

図２および図４ａを参照すると、電流波形の位相が回転子位置の時間ｔによる変化と同相、したがってモータで発生する逆起電力と同相である単純な場合は、トルクＴは相電流Ｉに直接比例し、次式によって与えられる。

Ｔ＝Ｋ_ＴＩ
上式で、Ｋ_Ｔはモータのトルク定数である。通常の状況下では、図３に示されるようにＫ_Ｔは全ての電流に対して一定である。

しかし、周知のように、図４ｂに示されるように電流の位相が進み、したがって逆起電力と同相でなくなり、位相進み角Θ_ａｄｖ分だけ進んだ場合は、モータの出力トルクは以下のように変化する。すなわち、
Ｔ＝Ｋ_ＴＩｃｏｓΘ_ａｄｖ
これにより、図５に示されるように、Θ_ａｄｖのコサインとともに変化する実効トルク定数Ｋ_{Ｔ−ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ}が生成される。

図６を参照すると、任意の位相進み角Θ_ａｄｖに対してモータトルクＴはやはり相電流Ｉに比例するが、Θ_ａｄｖが増加するにつれて実効トルク定数は低下し、したがって所与の電流に対するトルクは減少する。

図７を参照すると、位相進み角が増加するにつれて、モータ１４、駆動回路８、およびハーネス１２の損失は全て増加し、結果として図８に示されるようにシステム効率が低下する。しかし、位相進み角を増加させることで、モータをより高速かつ高出力電力で動作させることが可能になる。このことは、以下でより詳細に述べる。

モータの等価回路理論によれば、印加される相電圧Ｖ_ｐｈは次式で与えられる。
Ｖ_ｐｈ＝Ｅ＋ＩＲ_ｐｈ＋ｊＩＸ
上式で、Ｅは逆起電力、Ｉは相電流、Ｘは同期インピーダンスである。このことは、図９の等価相回路に示されている。

これらのベクトル量は、図１０ａに示されるようなモータ位相線図に示すことができる。これらの図で、ｄ軸は回転子の磁束と一致し、ｑ軸はｄ軸に直交する。ゼロ位相進みでは、逆起電力は相電流Ｉと同相であり、電圧ＸＩは９０°位相がずれる。したがって、電圧Ｖ_ｐｈ、ＩＲ、Ｅ、およびＸＩは図のように示すことができる。しかし、逆起電力はモータ速度とともに増加し、Ｖ_ｐｈはＥＣＵ−ｄｃ_ｌｉｎｋ電圧によって、一般にｄｃリンク電圧の約３分の２に制限される。したがって、相電圧Ｖ_ｐｈは電圧制限サークルを超えて拡大することができないので、それを超えてモータを駆動することができない、最大逆起電力によって決定される最大モータ速度が存在する。

しかし、図１０ｂを参照すると、角度Θ_ａｄｖの位相進みが生じた場合は、電流は逆起電力と同相にはならない。これにより、図示のように、逆起電力に対するＩＲおよびＸＩ電圧ベクトルの位相が変化する。その結果は、図示のように、逆起電力の大きさを増大させて、しかも電圧Ｅ、ＩＲ、ＸＩのベクトル和をやはりＶ_ｐｈ制限に等しくすることができるということである。このことは、いかなる所与のＥＣＵ−ｄｃ_ｌｉｎｋ電圧に対しても、モータの可能な最大出力速度および電力を増大させることができるということを意味する。図１１を参照すると、この結果は、決められた最大ＥＣＵ−ｄｃ_ｌｉｎｋ電圧Ｖ_１に対して、位相進みが無ければ超えることができない最大モータ速度ω_１が存在するということである。それは、モータ速度とともに増大する逆起電力が可能な最大ＥＣＵ−ｄｃ_ｌｉｎｋ電圧Ｖ_１に等しくなる速度である。より高いモータ速度のためには、位相進みを使用しなければならない。

代表的なモータのトルク／速度曲線は図１２に示すように描くことができる。図から分かるように、位相進みを用いることで動作領域は大幅に増大する。より高いモータ速度を得ることができ、モータ速度によっては、より高いトルクを達成することもできる。代表的な位相進み特性は、図１３に示される。図１１のω_１よりわずかに低い速度であるω_１まで位相進みはゼロに維持され、その後モータ速度の増加とともに増加する。

その結果、速度ω_１まで一定で、その後モータ速度の増加とともに一定の割合で減少する最大トルクが生じる。

図１４を参照すると、図１の電圧ブースト回路２６を使用して電圧ブーストが適用された場合は、モータ速度と位相進み角の特定の組合せに対して発生することができるトルクが、高速域で増加する。したがって、電力ブースト無しの状態で必要とされる進み角特性と比べると、電力ブーストが使用された場合は、位相進みの導入をより高いモータ速度まで遅らせることができる。図１５を参照すると、適切な電圧ブースト戦略の一例では、ｄｃリンク電圧は速度ω_３までは元の非ブーストレベルＶ_１に保たれ、それより高い全てのモータ速度に対してより高いレベルであるＶ_２に昇圧される。さらなる例を、以下に詳細に説明する。

図１６を参照すると、一例では、１３．５Ｖの非ブーストＥＣＵ−ｄｃ_ｌｉｎｋ電圧と、７５０ｒｐｍの速度まではゼロに保たれその後実線で示されるように増加する位相進み角とを用いて、図１のシステムがシミュレートされている。図１６はまた、２３．０ＶのブーストＥＣＵ−ｄｃ_ｌｉｎｋ電圧と、２２００ｒｐｍの速度まではゼロに保たれその後破線で示されるように増加する位相進み角とを用いてシミュレートされたときのシステム性能も示す。どちらの場合も、位相進み角は、バッテリ電流を固定の上限に拘束しながら最大電力が提供されるように制御される。このシミュレーションで使用されたモータタイプは、ＥＰＳシステムで一般に使用される１２スロット／１０極の表面取付け型永久磁石ブラシレスＡＣモータである。

図１７を参照すると、図１６の制御戦略を使用したときに、位相進みは使用するが電圧ブーストは使用しない状態で生成されるトルクは、７５０ｒｐｍ付近の屈曲点まで一定であることが分かる。その速度を超えると、トルクは、最初は非常に高いが、徐々に低下する割合で非線形に低下し始める。電圧ブーストが使用され、高速で位相進みが導入される場合は、屈曲点が生じる速度がわずかに増加し、その後、トルクはモータ速度に関してより緩やかに低下し、約１５００ｒｐｍを超えるモータ速度については約０．７５Ｎｍ高くなる。電圧ブースト回路の効率を、その内部損失を最小にすることによって高めることができる場合は、屈曲点はより高い速度に移動させることができる。

図１８を参照すると、ベースラインの１３．５Ｖ非ブースト電圧が使用される場合は、バッテリ電流は約９００ｒｐｍの速度まで着実に増加し、次いで約２０００ｒｐｍの速度まで最大電流の８５Ａを保持し、その後徐々に低下する。２３Ｖのブースト電圧が使用される場合は、電流は低速でより高い値で始まり、同じ割合で増加し、約７５０ｒｐｍで制限電流である８５Ａに到達する。次いで電流は、モータの最大テスト速度、この場合は約３０００ｒｐｍに至るまで制限電流にとどまる。

図１９を参照すると、電圧ブースト無しの場合の全体システム効率は、３００ｒｐｍの速度での約４０％から始まり、７００ｒｐｍの速度で約５５％まで増加し、その後より高い速度では徐々に低下して４５％と５５％の間にとどまる。一方、電圧ブーストと位相進みを併せて用いた場合は、効率は３００ｒｐｍでより低い約３５％から始まるが、着実に増加して２０００ｒｐｍで約６４％に達し、その後徐々に低下して３０００ｒｐｍで約６２％になる。約９５０ｒｐｍを超える速度では、電圧ブーストが有る場合の方が無い場合より効率は高くなる。

したがって、この場合は約９５０ｒｐｍを超えるモータ速度については、位相進みと電圧ブーストの組合せの方が有利であることが分かる。

図２０を参照すると、電圧ブーストが有る場合と無い場合のシステムの総電力損失を計算することができる。システム１と記された損失は電圧ブースト無しの場合のシステムの損失であり、システム２と記された損失は電圧ブースト有りの場合のシステム損失である。システム１については、電力損失は１０００ｒｐｍと３０００ｒｐｍの間の速度でほぼ一定で約５５０Ｗと５８０Ｗの間で変化するが、システム２については、損失は１０００ｒｐｍで約５５０Ｗの同一レベルから始まるが、２０００ｒｐｍでの約４１０Ｗまで徐々に低下し、その後３０００ｒｐｍで約４４０Ｗまでわずかに上昇することが分かる。

図２１を参照すると、これらの損失を分類して、一般にＥＣＵ（コントローラ３０、インバータ１８、フィルタ２８、およびＥＣＵｄｃ_ｌｉｎｋ２０を含む）と呼ばれる駆動回路８の損失、モータ１４の損失、ハーネス１２の損失、およびブースト回路２６の損失に分けることができる。システム２に関するＥＣＵ損失の方がシステム１に関するものよりかなり低く、高速域でますます低くなることが分かる。モータ損失もまたシステム２に関する方がシステム１に関するものよりかなり低く、ハーネス損失は２つのシステムでほぼ同じである。これは、電圧ブースト回路２６がハーネス１２の下流に存在するからである。ブースト回路２６の損失は、言うまでもなくシステム２だけに存在する。全体として、考慮される動作の高速度範囲では、ブースト回路の損失は他のコンポーネントにおける損失の低下によって十分に補償され、結果として図２０に示した全体システム損失が得られる。

図１の実施形態では、電圧ブースト回路２６は駆動回路８の一部であり、ハーネス１２によってバッテリ１０から分離されている。この方法は、駆動回路を単一のユニットとして設置することができるので、システムの実用的な実装である。システムの性能をさらに改善するために、電圧ブースト回路２６はバッテリ側すなわちバッテリとハーネスの間に設置することができる。図２２は、この方法で構成された本発明の第２の実施形態によるシステムを示す。図１のコンポーネントに対応する各コンポーネントは、１００だけ増やした同じ参照番号で示されている。このシステムでは、ハーネスの損失は、図２１に示された場合のように実質的に影響を受けないのではなく、電圧ブースタの追加によって低減されることになる。

電圧ブースタの一例である図２３を参照すると、電圧ブースト回路は、４つのスイッチ同期プッシュプル電圧ブースタと、共通の磁気コアＭ上に巻かれたそれぞれコンダクタＬ１、Ｌ２を形成する２つの巻線を有する１つのバイファイラ巻磁気コンポーネントとを備える。正のバッテリ端子Ｂ＋は、抵抗器Ｒ１を介して２つの巻線Ｌ１、Ｌ２の中点、すなわちそれぞれの第１の端子に接続される。負のバッテリ端子Ｂ−は接地に接続される。２つの巻線Ｌ１、Ｌ２の中点は、コンデンサＣ１を介して接地に接続される。第１の巻線Ｌ１の第２の端子は、第１のＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１を介して接地に接続される。第２の巻線Ｌ２の第２の端子は第２のＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２を介して接地に接続される。回路の出力は、接地である一方の側と、２つの巻線Ｌ１、Ｌ２の第２の端子にそれぞれＭＯＳＦＥＴスイッチＱ３、Ｑ４を介して接続される他の側との間に並列に接続された負荷抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２として示されている。

回路は４つのモードで動作させることができる。受動モードでは、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、およびＱ４はＯＦＦ状態であり、電流は各巻線Ｌ１、Ｌ２を同時に通り、２つのＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３およびＱ４の寄生ダイオードを通って負荷Ｒ２に流れる。単巻変圧器コアＭの２つの磁束界は、巻線の位相整合により実質的に相互に打ち消しあう。したがって、単巻変圧器は事実上回路から消失する。

拡張受動モードでは、Ｑ１およびＱ２はＯＦＦ状態であり、Ｑ３および／またはＱ４はゲートＯＮである。その場合、Ｑ３およびＱ４の寄生ダイオードに関する順方向電圧降下Ｖ_ｆｗｄは、ＭＯＳＦＥＴのＯＮ抵抗によってバイパスされる。

アクティブモードでは、一方の対のＭＯＳＦＥＴであるＱ１とＱ４ならびに他方の対であるＱ２とＱ３は交互にＯＮ状態にゲート制御される。したがって、Ｑ１とＱ４は互いに同期してゲート制御され、同時にオンになり同時にオフになる。また、Ｑ２とＱ３も互いに同期してゲート制御され、同時にオンになり同時にオフになる。したがって、Ｑ１とＱ２は決して同時にオンにならない。したがって、Ｑ１とＱ２の一方がオンのとき、単巻変圧器巻線のそちら側の端子はほぼバッテリの低電位（接地）に保持され、一方２つの巻線の中点はバッテリの高電位である。２つの巻線は同じ巻数を有し適切に位相が合わされているので、接地に接続されていない巻線端子は入力端子部の電圧のほぼ２倍に等しい電圧に駆動される。次いで、その電圧は出力コンデンサＣ２と負荷Ｒ２に送られる。

単巻変圧器のインダクタンスが、それに印加される電圧―秒に比べて大きいと想定すると、電流ランプは全負荷電流部のわずかな割合となる。各ＭＯＳＦＥＴ（および各インダクタ）の電流パルスは実質的に矩形になり、入力と出力で順次加算されてほぼ連続の波形を形成する。出力および入力に存在するリップル電流はどちらも、単巻変圧器のインダクタンスによってある程度はフィルタされる。

各ＭＯＳＦＥＴのゲートに供給されるデューティサイクルは、０％から５０％よりわずかに小さい値を取ることができる。出力電圧の可変ブーストを容易にする適切な制御に基づいて、ＭＯＳＦＥＴをゲート制御することも可能である。

回生モードは回生モードを有することができる負荷に回路が接続されている場合に使用できるものであるが、このモードでは、Ｑ１およびＱ２をＯＦＦ状態にゲート制御し、Ｑ３および／またはＱ４をＯＮ状態にゲート制御することができる。この場合、電流は回生中の負荷からバッテリに還流する。

受動モードを可能にする非絶縁構成では、アクティブＭＯＳＦＥＴデバイスＱ１、Ｑ２が遮断されているときでも電力はコンバータを介して流すことができる。このことは、電圧ブーストを必要としない低負荷電力レベルでは、スイッチング損失の無い受動モードで、好ましくはＱ３およびＱ４をゲートＯＮして導電損失を低減した状態で、システムを動作させることができることを意味する。

次に、図２４を参照しながら、図１のシステムの機能制御ブロックについて説明する。メインの位相進み、電圧ブースト、および電流制限制御ブロック２００は、所与の状況下で必要とされる位相進み、電圧ブースト、および最大バッテリ電流を決定する。電流制限ブロック２０２は、必要なトルクによって決定されるトルク電流要求をモータ１４から受け取り、電流制限信号をメイン制御ブロック２００から受け取り、必要な場合には最大電流制限まで引き下げられた修正されたトルク電流要求を出力するように構成される。電流は指定された最大レベルに制限される。この段階では、必要な電流は純粋に電流のトルク発生成分であるｑ軸電流として定義される。位相進みブロック２０４は、修正されたｑ軸電流要求を電流制限ブロック２０２から受け取り、また必要な位相進み角および最大相電流を指示する入力をメイン制御ブロック２００から受け取る。次に、位相進みブロック２０４は、必要な全電流および位相進みを提供するｑ軸およびｄ軸電流を決定し、それらの値を電流制御ブロック２０６に出力する。このブロック２０６は、必要な相電流を生成するために必要なｄ軸およびｑ軸電圧を決定し、それらの値をＰＷＭアルゴリズム２０８に出力する。ＰＷＭアルゴリズムは、必要な電圧を生成するインバータ１８内の各スイッチに対するＰＷＭスイッチング時間を決定し、それらのスイッチング時間を指示するための制御信号を駆動電子回路制御ブロック２１０に出力する。次いで、駆動電子回路制御ブロック２１０は、それらのスイッチング時間をインバータ１８に実装する。モータ１４の回転子位置は回転子位置センサ２４によって検出され、位置センサブロック２１２によってメイン制御ブロック２００に入力される。ｄ軸およびｑ軸電流は電流センサ２２によって測定され、やはり駆動電子回路制御ブロック２１０によって電流制御ブロック２０６にフィードバックされる。

バッテリ電流センサ２１４はバッテリ電流Ｉ_ｂａｔｔを測定し、その値をメイン制御ブロック２００に入力する。電圧ブースタ回路２６は制御ブロック２００から電圧ブースト要求信号を受け取り、バッテリ電圧をブーストレベルに昇圧し、それをＥＣＵに印加する。ＥＭＣフィルタは、電圧ブースト回路２６内に組み込むことも可能であるが、インバータ１８への入力電力を調整する。マルチセンサシステムでは、リンクセンサ２２はリンク電流を測定し、それらの値をメイン制御ブロック２００に入力する。単一センサシステムの場合は、各相の電流はｄｃリンクの電流センサ２１４から決定される。バッテリ電流センサ２１４は省略することができ、後でより詳細に説明するようにバッテリ電流を推定することができる。

したがって、メイン制御ブロック２００は電圧ブーストおよび位相進みを制御し、それによってモータ各相の電流を制御することができる。この制御によって効率を高めることができ、ひいては上述のように電力出力を高め、最大モータ速度を高めることができる。

図２５を参照すると、図１のシステムに実装することができる簡単な制御戦略の一例は、第１の所定の境界である９５０ｒｐｍまでの速度についてはゼロ電圧ブーストであり、その境界を超える速度については定電圧ブーストを適用して、ＤＣリンク電圧を、この場合は１３．５Ｖから２３Ｖに高める単純なステップ電圧ブーストの使用を含む。位相進みは、第２のより高い所定の速度である２２００ｒｐｍまでの速度についてはゼロに保たれ、その後速度の上昇とともに徐々に増加し、２５００ｒｐｍで３０°、３０００ｒｐｍで約５０°に達する。切換え点付近でのチャタリングや音響雑音を低減するために、破線で示されるように電圧ブーストステップにヒステリシスを追加して、速度の増加時には電圧ブーストをある速度、この場合は９５０ｒｐｍで生じさせ、速度の減少時にはその速度よりわずかに低い速度、この場合は８５０ｒｐｍまでその電圧ブーストを維持することができる。この制御方法を実装するのは簡単であるが、急激な電圧ブースト遷移のために、やはり制御チャタリングが生じる可能性がある。

図２６を参照すると、第２の制御戦略では、位相進みは第１の戦略と同一であるが電圧ブーストは徐々に導入される。第１の所定の速度である９５０ｒｐｍまでの低速では、電圧ブーストは適用されない。次に、９５０ｒｐｍと第２のより高い所定の速度である２２００ｒｐｍの間では、電圧ブーストは速度の増加とともに増加して、リンク電圧は２２００ｒｐｍで２３Ｖに達する。２２００ｒｐｍを超える速度では、電圧ブーストは一定でＤＣリンク電圧は２３Ｖに保たれる。第２の所定の速度である２２００ｒｐｍが、位相進みが導入される速度であることに留意されたい。この戦略も実装はかなり簡単であり、電圧ブーストが徐々に増加し、制御チャタリングおよび音響雑音が低減されるという利点を有する。図２７を参照すると、第３の制御戦略では、電圧ブーストは第１の戦略と同様に制御される。位相進みもやはり、第２の所定の速度である２２００ｒｐｍを超える速度に対して同様に増大する。しかし、電圧ブーストが導入されるポイントまでのより低い速度範囲についても位相進みが導入される。詳細には、この例では、位相進みは７５０ｒｐｍの速度で増加を開始し、９５０ｒｐｍの速度でピークの４０°に達し、そこから９５０ｒｐｍと２２００ｒｐｍの間の速度についてはゼロに戻る。電圧ブーストと同様にヒステリシスが導入され、したがって２２００ｒｐｍから速度を下げる場合は、速度が８５０ｒｐｍに達するまでは位相進みはゼロに維持され、そこで３５°に増大し、その後減少して７５０ｒｐｍの速度でゼロに戻る。この戦略は、電圧ブースト組み入れ速度の直ぐ下の速度で最大の効率が維持されるという利点、すなわち位相進みの使用によってもたらされる非効率性が電圧ブースト回路の起動によってもたらされる非効率性を下回るという利点を有する。しかし、この戦略は、急峻な電圧ブーストおよび位相進み遷移の近くでチャタリングを招く可能性がある。

図２８を参照すると、第４の制御戦略では、電圧ブーストは第２の戦略と同一である。位相進みは７５０ｒｐｍまでの速度についてはゼロであり、そこから７５０ｒｐｍの速度での最大４０°まで速度の増加とともに増加し、そこから低下して１１２５ｒｐｍの速度でゼロになる。次に、位相進みは速度１１２５ｒｐｍから２２００ｒｐｍの間ではゼロに維持され、前の戦略と同様に２２００ｒｐｍから増加を始める。この戦略は、電圧ブーストにも位相進みにもステップ的な変化がなく、したがってチャタリングが軽減されるという利点を有する。この戦略も、電圧ブースト組み込み速度の直ぐ下の速度で最大の効率を維持する。

図２９を参照すると、第５の制御戦略では、電圧ブーストは９５０ｒｐｍ付近にステップ方式で導入され、位相進みは図２７と同様に９５０ｒｐｍ付近の速度範囲で増加する。しかし、この戦略は、電圧ブーストがより高く、ブースト電圧を３５Ｖまで上昇させるという点で図２７の戦略と異なる。この戦略を用いると、図２７の戦略より高速での位相進みを大幅に低く保つこと、または図２９に示すように高いモータ速度に対して全くゼロに保つことが可能であり、したがって、位相進みの導入は屈曲点付近の効率だけを最適にすればよいことになる。

図３０を参照すると、第６の制御戦略では、電圧ブーストは図２８の戦略と同様に徐々に導入され、位相進みは７００ｒｐｍから約１１００ｒｐｍのモータ速度の範囲で導入される。しかし、この場合は、電圧はより高いレベルまで昇圧され、約２５００ｒｐｍを超えるモータ速度で３５Ｖに達する。その結果、図３０に示されるように、高速域での位相進みの導入は全く回避することができ、したがって位相進みの導入は屈曲点付近の効率だけを最適にすればよい。

コントローラ３０がバッテリ電流を制御することできるように、バッテリ電流を測定または推定できれば有用である。上述の諸実施形態に対する修正形態では、図３１に示したような回路を使用して、ｄｃリンク電流の測定値からバッテリ電流を推定することができる。詳細には、インバータ１８と図１に示されたフィルタおよびセンサグループ２８の一部を形成するＥＭＣフィルタ２８ａとの間の負のｄｃリンクに電流シャント４０が提供される。ｄｃリンク電流Ｉ_ｌｉｎｋはこのシャント４０を流れる。

差動増幅器４２はシャント４０の両端に接続され、その出力はコントローラ３０のＡＤＣチャネルに供給される。この出力は、特定の時間におけるシャント４０の瞬時電流を測定し、その測定値を使用して既知の方法でモータの各相巻線ａ、ｂ、ｃの電流を計算するために使用される。しかし、差動増幅器４２からの出力はローパスフィルタ４４にも入力され、フィルタの出力はコントローラ３０の他のＡＤＣチャネルに入力される。ローパスフィルタからの出力は、実質的にｄｃリンク電流Ｉ_ｌｉｎｋの平均測定値になる。ＥＭＣフィルタの電解出力コンデンサの漏れ電流が小さいと想定すると、電力ブースタの平均出力電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ}は平均リンク電流Ｉ_ｌｉｎｋに等しくなる。

バッテリ電流Ｉ_ｂａｔｔは以下のように推定することができる。
Ｉ_ｂａｔｔ＝（Ｖ_ｏｕｔｂ＊Ｉ_ｌｉｎｋ）／（Ｖ_ｉｎｂ＊ｅｆｆｉｃ）
上式で
Ｖ_ｏｕｔｂ＝電力ブースタの出力電圧
Ｖ_ｉｎｂ＝電力ブースタの入力電圧
ｅｆｆｉｃ＝電力ブースタの効率（その値は参照テーブルに格納される）

電力ブースタの出力電圧はコントローラ３０によって制御され、また入力電圧はコントローラ３０には既知である。電力ブースタの効率は入力電圧、出力電圧、電力レベル、および温度に依存して決まり、コントローラの参照テーブルに格納されている。

図３０のバッテリ電流推定システムの代替手段として、バッテリ電流の直接測定値をコントローラ３０への入力として提供する個別のバッテリ電流センサをシステムに追加することもできる。他の代替手段では、バッテリ電流がシステムのあらゆる状況に対して推定され、バッテリ電流が所定のレベルを超えないことを保証するようにコントローラのパラメータが調整される。

上述の制御戦略においては、所与のモータ速度に対する所与のトルクを提供するために使用されるバッテリ電流に影響を与えるいくつかのパラメータが存在する。したがって、バッテリ電流を制限するために各種のパラメータを使用することができる。この制限は、いくつかの方法で達成することができる。

図３２を参照すると、バッテリ電流は一般にモータ速度に関してほぼ線形に増加する。したがって、バッテリ電流が制限される場合は、バッテリ電流は通常その制限値まではモータ速度とともに増加し、モータ速度がさらに増加するときはその制限値に保持される。

図３３を参照すると、図２６の戦略の電圧ブーストは、各種のモータ速度で電圧ブーストが行なわれるように変更することができる。図示の例では、電圧ブーストは公称電圧から最大値まで同じ割合で増加するが、３つの異なるモータ速度１Ｖ、２Ｖ、３Ｖで始まり、３つの異なる速度１Ｐ、２Ｐ、３Ｐで最大値に達する。これらの各電圧ブースト戦略は、電圧ブーストが増加するモータ速度の範囲にわたって、バッテリ電流をそれぞれ一定のレベルＩ_ｂａｔ１、Ｉ_ｂａｔ２、Ｉ_ｂａｔ３に維持するように構成される。図３４を参照すると、電圧ブースト戦略とともに位相進み制御戦略もまた、図２６の戦略と同様に電圧ブーストが最大値に到達するモータ速度１Ｐ、２Ｐ、３Ｐで導入され、それより高い速度でモータ速度とともに増加するように変更することができる。この場合もまた、３つの各位相進み制御戦略は、１Ｐ、２Ｐ、３Ｐを超える速度に対するバッテリ電流をそれぞれの電圧ブースト戦略がそれらの速度より下の速度で実施するのと同じレベルであるＩ_ｂａｔ１、Ｉ_ｂａｔ２、Ｉ_ｂａｔ３に維持するように構成される。したがって、モータ速度の全範囲にわたって電圧ブーストおよび位相進みを制御することによって、可能なモータ速度の全範囲にわたってバッテリ電流を選択された最大値に制限することができることが理解されよう。

バッテリ電流は、相電流制限、ｑ軸電流制限、または変調指数など他のモータ制御パラメータを制御することによって制御することもできる。これらの各パラメータはコントローラ３０によって制御される。したがって、コントローラはこれらの各パラメータを制御してバッテリ電圧を制限するように構成することができる。図３５を参照すると、これらの各モータ制御パラメータの制限値は、バッテリ電流が一般に大きくない低モータ速度域では一定に保つことができる。しかし、モータ速度がある速度まで増加すると、これらのパラメータのうちのいずれかは、モータ速度の増加とともに減少するあるレベルに制限される可能性がある。パラメータの最大レベルが減少し始める速度が高くなるほど、使用されるバッテリ電流は増加する。したがって、図示の例では、最大パラメータ値が第１の値１Ｍまで一定に保たれそこから減少する場合は、バッテリ電流は第１のレベルＩ_ｂａｔ１に制限される可能性があり、最大パラメータ値がより高いモータ速度２Ｍ、またはさらに高い速度３Ｍまで一定に保たれそこから減少する場合は、バッテリ電流は第２のより高いレベルＩ_ｂａｔ２、またはさらに高いレベルＩ_ｂａｔ３に制限される。

上で論じたパラメータ、すなわち電圧ブースト、位相進み、相電流制限、ｑ軸電流制限、および変調指数の任意の組合せを使用して、バッテリ電流を所望の最大値に制限することができることが理解されよう。また、この電流制限は、各パラメータがともに所望の制限を下回るバッテリ電流を生成するように制御される開ループ制御、あるいはバッテリ電流が直接測定または推定され、測定されたバッテリ電流に応答して１つまたは複数のパラメータを制御することでバッテリ電流を所望のレベルに制限する閉ループ制御によって提供することができる。

電圧ブーストと位相進みを組み合わせた制御によって高いモータ速度でのシステム効率を向上することができるという事実によってもたらされる、上述の本発明の諸実施形態についてのいくつかの利点が存在することが理解されよう。例えば、所与の電源電圧および電源電流制限に対して高速域でより高い効率、したがってより高い電力出力を生成するために、電圧ブーストおよび位相進みを使用してシステムを制御することができる。また、より高い効率の結果として、ある特定の出力トルクに対する相電流は多くの従来システムよりも小さくなる。高い効率により、一般に電子制御ユニット（ＥＣＵ）と呼ばれるシステム駆動回路８の電流も低下する。このことにより、システム内の熱ストレスが低減され、ひいてはＥＵＣ内の損失が低減され、またＥＣＵ内の必要な部品の価格も低減されるので、結果としてＥＣＵのコストが低減される。これらの利点は、より高いトルク定数（ｋ_１）を有するようにモータを再設計し、高速特性を回復するために電圧ブーストを使用することによってさらに高めることができる。すなわち、システムストール状況下でもたらされるストレスは、高速性能を犠牲にすることなく低減することができる。

一部の例では、向上した効率によって、必要なトルク、速度、および電力出力を維持しながら特定用途に対するモータのサイズを低減することができるようになる。
電圧ブースト無しで位相進みだけを使用するシステムと比べて、ある範囲内のモータ動作パラメータの中でより低いレベルの位相進みと過変調が必要になることも理解されよう。このことにより、一般に位相進みや過変調とともに増加するトルクリップルが低減される。この結果として、一般に音響雑音を低減することができる。位相進みまたは過変調の低減は、機械システムの共振周波数に相当する特定のモータ速度におけるトルクリップルが低下するように調整することもできる。このこともまた、音響雑音低減の助けとなり得る。

位相進み角を減少させることの他の利点は、モータの２つの方向の間のトルク非対称を減少させることができることである。コスト重視のシステムでは、回転子位置に誤差が生じる可能性があり、それによって２つの方向で生成されるトルクの非対称が生じる。高いレベルの位相進みはこの非対称性を増大させる傾向がある。したがって、多くの動作状況に対して位相進みを減少させることによって、記載のシステムはこの非対称性を減少させることができる。また、記載のシステムの出力電力も、トルク−速度の広がりに関するより厳しい許容範囲を示す高速域で、どちらの方向もほぼ最適に近づく。

さらに、動的動作、回生期間の安定性、パラメータの広がりに対する頑健性など良好なモータ制御性能を達成することは、位相進み角の増大とともにますます困難になる。したがって、電圧ブーストと位相進み制御の組合せを使用して位相進みを既知のシステムより低いレベルに抑えることによって制御性能を改善することができる。

本発明による駆動システムの概略構成図である。図１のシステムのモータのトルク特性を示すグラフである。図１のシステムのモータのトルク定数を示すグラフである。図１のモータのゼロ位相進み角状態での電流と逆起電力を示すグラフである。図１のモータの非ゼロ位相進み角状態での電流と逆起電力を示すグラフである。図１のモータの実効トルク定数に対する位相進み角の効果を示すグラフである。図１のモータの各種の位相進み角での電流によるトルクの変化を示すグラフである。位相進み角の関数として図１のシステムの損失を示す図である。位相進み角の関数として図１のシステムの効率を示す図である。図１のモータの等価相回路を示す図である。図１のモータのゼロ位相進み角の状態を示す位相線図である。図１のモータの非ゼロ位相進み角の状態を示す位相線図である。位相進みを必要とする動作速度を示す図である。ゼロおよび非ゼロ位相進み状態での速度による最大トルクの変化を示すグラフである。高速でのトルクを増大するために速度により位相進み角をどのように変化させることができるかを示すグラフである。電力ブースト有りおよび無しの状態で、図１のモータで必要な位相進みを速度の関数として示すグラフである。図１のシステムのｄｃリンク電圧に対する電力ブーストの効果を示すグラフである。図１のシステムにおいて電圧ブースト有りおよび無しの状態で必要な位相進みを速度の関数として示す図である。位相進みだけを使用した場合と、位相進みと電圧ブーストを使用した場合の図１のシステムのトルク／速度特性を示す図である。位相進みだけを使用した場合と、位相進みと電圧ブーストを使用した場合の図１のシステムで生成されるバッテリ電流を速度の関数として示す図である。位相進みだけを使用した場合と、位相進みと電圧ブーストを使用した場合の図１のシステムのシステム効率を速度の関数として示す図である。ブースト電圧無しで位相進みだけを使用した場合と、位相進みと電圧ブーストを使用した場合の図１のシステムのシステム電力損失を速度の関数として示す図である。ブースト電圧無しで位相進みだけを使用した場合と、位相進みと電圧ブーストを使用した場合の図１のシステムの各部におけるシステム電力損失を速度の関数として示す図である。代替の電圧ブースト回路位置を有する、図１のシステムに類似したシステムを示す概略構成図である。図１および２２のシステムで使用される電圧ブースト回路を示す回路図である。図１のシステムの既知のコントローラについての機能ブロックを示す図である。図１のシステムで使用されるｄｃリンク電圧と位相進み角の例を示すグラフである。図１のシステムで使用されるｄｃリンク電圧と位相進み角の例を示すグラフである。図１のシステムで使用されるｄｃリンク電圧と位相進み角の例を示すグラフである。図１のシステムで使用されるｄｃリンク電圧と位相進み角の例を示すグラフである。図１のシステムで使用されるｄｃリンク電圧と位相進み角の例を示すグラフである。図１のシステムで使用されるｄｃリンク電圧と位相進み角の例を示すグラフである。図１のシステムでバッテリ電流を推定するためのシステムを示す回路図である。

Claims

巻線を通過する電流を変化させるための前記巻線に関連したスイッチ手段を含む駆動回路と、
回転子の位置を検出するように構成される回転子位置検出手段と、
前記スイッチ手段を制御するための駆動信号を提供するように構成される制御手段と、
公称電圧で電源に接続するための電力入力と、
前記電力入力と電気的に接続されるとともに、前記公称電圧をより高いブースト電圧に昇圧して前記巻線に印加するように制御可能なブースト手段と、
を含み、
前記制御手段は、前記回転子の磁界に関係する前記巻線を介して通過する電流の電流要求および要求された位相進みを制限し、前記巻線に印加される電位差を制御して要求された電流と要求された位相進みを達成し、そして所定のブースト導入速度を超えたモータ速度に対して電圧ブーストを提供するように前記ブースト手段によってブースト電圧出力を制御するように構成される、
回転子と相巻線を有するモータのための駆動システム。
前記モータ速度は前記ブースト導入速度に到達したとき、前記制御手段は前記電圧ブーストをステップ状に増加させるように構成される、請求項１に記載のシステム。
前記制御手段は、前記ブースト導入速度からより高速のフルブースト速度までのモータ速度範囲にわたってモータ速度の増加とともに前記電圧ブーストを増加させるように構成される、請求項１に記載のシステム。
前記制御手段は、電流の位相を制御して前記回転子位置に関連した電流の各種の位相進みを生成するように構成される、前記請求項１から３のいずれかに記載のシステム。
前記制御手段は、位相進み導入速度を超える速度に対して、モータ速度の増加とともに前記位相進みを増加させるように構成される、請求項４に記載のシステム。
前記制御手段は、前記位相進み導入速度より下の少なくともゼロ位相進みモータ速度範囲の全体にわたって前記位相進みをゼロに設定するように構成される、請求項５に記載のシステム。
前記制御手段は、前記位相進み導入速度より下の増加した位相進みモータ速度範囲の全体にわたって非ゼロ位相進みを提供するように構成される、請求項５または請求項６に記載のシステム。
前記制御手段は、前記増加した位相進みモータ速度範囲内で、モータ速度とともに最大位相進みまで増加する位相進みを提供するように構成される、請求項７に記載のシステム。
前記制御手段は、前記増加した位相進みモータ速度範囲内で、前記最大位相進みからモータ速度とともに減少する位相進みを提供するように構成される、請求項８に記載のシステム。
請求項２から４のいずれかに従属するときに、前記位相進み導入速度は前記ブースト導入速度より大きい、請求項５に記載のシステム。
請求項２から４のいずれかに従属するときに、前記増加した位相進みモータ速度範囲は前記ブースト導入速度の直ぐ下の速度範囲を含む、請求項７から９のいずれかに記載のシステム。
前記増加した位相進みモータ速度範囲は前記ブースト導入速度を含む、請求項１１に記載のシステム。
前記増加した位相進みモータ速度範囲は前記ブースト導入速度の直ぐ上の速度範囲を含む、請求項１２に記載のシステム。
前記制御手段は、前記モータの少なくとも１つの制御パラメータを制御し、それによって前記電源からの電流の大きさを最大値に制限するように構成される、
請求項１に記載のシステム。
前記少なくとも１つのパラメータは位相進みをさらに含む、請求項１４に記載のシステム。
前記電力入力、電力出力に電気的に接続されるとともに前記公称電圧をより高いブースト電圧に昇圧して前記巻線に印加するように制御可能なブースト手段をさらに含み、前記少なくとも１つのパラメータが前記ブースト手段によって提供されるブーストのレベルを含む、請求項１４または請求項１５に記載のシステム。
前記少なくとも１つのパラメータは、ｑ軸電流制限、相電流制限、および過変調レベルのうちの少なくとも１つを含む、請求項１４から１６のいずれかに記載のシステム。
前記電力入力はバッテリからのバッテリ電流を受け取るように構成され、
前記スイッチ手段に入力電流を提供するように構成されるｄｃリンクと、
前記ｄｃリンク内の電流を測定するように構成される電流センサと、
前記電流センサからの出力を平均するように構成されるローパスフィルタと、
制御手段と、をさらに含み、
前記電流制御手段は前記出力から前記バッテリ電流を決定するように構成される、
請求項１に記載のシステム。
前記入力と前記ｄｃリンクの間に少なくとも１つのシステムコンポーネントが提供され、前記制御手段は前記システムコンポーネントに関連するファクタを使用して前記出力から前記バッテリ電流を決定するように構成される、請求項１８に記載のシステム。
前記ファクタは前記コンポーネントの効率である、請求項１９に記載のシステム。
前記システムコンポーネントは電圧ブースタである、請求項１９または請求項２０に記載のシステム。
前記制御手段は、前記システムの少なくとも１つの動作パラメータに基づいて前記ファクタを決定するように構成される、請求項１８から２１のいずれかに記載のシステム。
前記パラメータは、前記ブースタの入力電圧、前記ブースタの出力電圧、リンク電流、または温度を含む、請求項２２に記載のシステム。
各々が共通の第１の電位に接続された一端を有する２本のブースト回路巻線を共通の磁気コア上に有するバイファイラ巻コンポーネントと、交互にスイッチオンされ前記ブースト回路巻線のそれぞれ１本を第２の電位に接続し、それによって前記１対の巻線の両端にブースト電圧を生成するように構成される２つのアクティブスイッチと、交互にスイッチオンされ前記ブースト回路巻線のそれぞれ１本を出力に接続し、それによって前記ブースト電圧を前記出力に印加するように構成される他の２つのスイッチとを備える、請求項１に記載のシステム。
前記巻線の両方を通って電流が前記出力に流れることができる受動モードで前記回路が動作するように前記スイッチを全てオフ状態に切り換えることができる、請求項２４に記載のシステム。
前記アクティブスイッチがスイッチオフの間に、前記他のスイッチをスイッチオンしてその抵抗値を減少させることができ、その結果損失が低減された他のスイッチを介して電流が前記巻線の両方を通って前記出力に流れることができる、請求項２４または請求項２５に記載のシステム。
回生電流が前記出力から前記回路を通って流れることができるように、前記アクティブスイッチをオフにし前記他のスイッチをオンにすることができる、請求項２４から２６のいずれかに記載のシステム。