JP3114866B2 - 電動機の速度制御装置 - Google Patents
電動機の速度制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電動機の速度制御装
置に係り、特に昇圧チョッパ回路と電力変換装置を備え
た電動機の速度制御に好適な速度制御装置に関するもの
である。 【０００２】 【従来の技術】従来、交流電源を整流して直流電源に変
換する整流回路であつて、電源電流の高調波を抑制する
回路を備えたものとして、特開昭59−198873 号公報に
記載された回路があり、整流回路の出力端に昇圧チョッ
パ回路としてリアクトルとスイツチング素子とを接続
し、直流出力電圧と設定電圧との差の交流電源の電圧信
号を乗算した同期誤差信号と電流波形とを比較し、その
差の極性に応じて上記のスイツチング素子をオン・オフ
させるようになつていた。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、直流
電源に接続される負荷が電力変換装置であつて、この電
力変換装置により電動機を駆動する場合についての配慮
がなされていなかつた。すなわち、回転速度を変化する
のに、電力変換装置に加える直流入力電圧を変化すれ
ば、回転速度が変化する特性の電動機への上記従来技術
の適用にあたつては、直流出力電圧に対する設定電圧を
上記速度とこの速度に対する指令速度とにより作成する
ための速度制御回路を追加する必要があるなど、回路規
模が複雑化するといつた問題があつた。さらに昇圧チョ
ッパ回路を用いる従来技術では、電力変換装置に加えら
れる直流入力電圧の大きさを交流入力電圧の波高値以下
の値に制御することができず、電動機の速度制御範囲が
限定されるという問題があつた。 【０００４】本発明の目的は、上記した従来技術のもつ
欠点をなくし、電動機を広範囲にわたつて速度制御する
ことができる電動機の速度制御装置を提供することにあ
る。 【０００５】 【課題を解決するための手段】上記目的は昇圧チョッパ
回路を構成するスイッチング素子の断続動作を制御する
ことにより、前記昇圧チョッパ回路の出力直流電圧の大
きさを変え、ブラシレス直流電動機の速度を制御する第
１の機能、前記昇圧チョッパ回路を構成するスイッチン
グ素子の断続動作を制御することにより、前記交流入力
の電流の位相を制御する第２の機能、前記電力変換装置
をパルス幅変調制御し、前記ブラシレス直流電動機の速
度を制御する第３の機能を持ち、前記ブラシレス直流電
動機に対する速度指令と前記ブラシレス直流電動機の回
転子位置検出信号を入力信号とし、前記ブラシレス直流
電動機の速度を制御する制御装置を備えることにより達
成される。 【０００６】高速領域では指令速度を高めれば偏差速度
が増加し、これによつて電流指令及び同期電流指令信号
が増大し、それにともない電源電流との差が増え、その
結果、スイツチング素子のオン時間が長くなり、電源電
流が増大する。これにより電力変換装置に加えられる直
流電圧が高まり、電動機の速度が上昇する。そして偏差
速度が零になるまで以上の動作が繰り返され、電源電流
の大きさを偏差速度に応じて変えることにより電動機の
速度を制御することができる。また、低速領域では指令
速度を高めれば偏差速度が増加し、電力変換装置におけ
るＰＷＭ(PulseWidth modulation パルス幅変調)制御に
よつて電動機へ加えられる電圧が高まり、電動機の速度
が上昇する。そして偏差速度が零になるまで以上の動作
が繰り返され、電動機の速度を制御することができる。 【０００７】 【発明の実施の形態】以下本発明を図１、図４に示した
実施例及び図２、図３を用いて詳細に説明する。 【０００８】図１は本発明の電動機の速度制御装置の一
実施例を示す回路構成図で、ブラシレス直流電動機用の
ものを示してある。図１において、交流電源１は、整流
回路２，昇圧チョッパ回路３を介して直流電圧Ｅdに変
換され、インバータ４に直流電力を供給し、このインバ
ータ４によつて同期モータ５を駆動する。 【０００９】同期モータ５の速度を制御する制御回路
は、マイクロコンピユータ６、同期モータ５の回転子５
ａの磁極位置をモータ端子電圧７から検出するための位
置検出回路８、インバータ４を構成するトランジスタ４
ａ〜４ｆに対するインバータ制御部９、電源電流１０の
波形と大きさを制御する電源電流制御部１１、低速モー
ドと高速モードの切り換えのための直流電圧比較部１２
及び直流電流を検出する直流電流検出部１３からなる。 【００１０】マイクロコンピユータ６は、同期モータ５
を駆動するのに必要な各種プログラム、例えば、速度制
御処理、位置検出回路８からの位置検出信号１４、速度
指令１５、直流電圧比較信号１６及び検出直流電流１７
の取り込み、また、インバータ用ドライバ９ａへのイン
バータドライブ信号１８、電源電流制御部１１への電流
指令１９やインバータ制御部９への電圧信号２０の出力
などの処理が実行される。 【００１１】昇圧チヨッパ回路３は、リアクトル３ａ、
トランジスタ３ｂ、ダイオード３ｃおよび平滑コンデン
サ３ｄで構成され、トランジスタ３ｂに対するドライブ
信号が電源電流制御部１１にて作成され、トランジスタ
３ｂのオン時間及びオフ時間を変えることにより電源電
流１０の瞬時瞬時の大きさを変えるものとしている。 【００１２】図２は図１の電源電圧２１と電源電流１０
の波形図で、図２（ａ）と（ｂ）に示すように、電源電
流制御部１１と昇圧チョッパ回路３により電源電流１０
の波形を電源電圧２１と同位相の正弦波とするととも
に、その大きさである実効値をマイクロコンピユータ６
から出力される電流指令１９に応じて制御するようにし
てある。 【００１３】電源電流制御部１１は、整流回路２の出力
電圧から電源電圧２１と同期した全波整流波形となる電
圧信号２２を作成する電源電圧検出回路１１a、この電
圧信号２２とデイジタル信号である電流指令１９とを掛
け合せ、アナログ信号である同期電流指令信号２３を作
成する乗算付Ｄ−Ａ変換器１１ｂ、電源電流１０の全波
整流波形を抵抗11ｃにて検出して増幅する電源電流増幅
器１１ｄ、この出力である検出電源電流２４と同期電流
指令信号２３とを比較し、その差電圧を零とするように
動作する電流制御増幅器１１ｅ、この出力である誤差信
号２５と三角波発振器１１ｆの出力である三角波２６を
比較してトランジスタ３ｂに対するチョッパ信号２７を
作成するコンパレータ１１ｇ及びトランジスタ３ｂに対
するチョッパ用ドライバ１１ｈから構成してある。 【００１４】インバータ制御部９は、デイジタル信号で
ある電圧信号２０をアナログ信号に変換するＤ−Ａ変換
器９ｂ、この出力である電圧信号２８と三角波発振器９
ｃの出力である三角波２９を比較してインバータ４に対
するチョッパ信号３０を作成するコンパレータ９ｄ及び
インバータ４に対するインバータ用ドライバ９ａから構
成してある。 【００１５】直流電流検出部１３は、直流電流Ｉd を抵
抗３１にて検出して増幅する直流電流増幅器１３ａ、こ
の出力をデイジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換器１３ｂ
から構成してある。 【００１６】直流電圧比較部１２は、直流設定電圧Ｅdc
を増幅する設定電圧増幅器１２ａ、この出力を、直流電
圧Ｅd を抵抗３２，３３によつて検出した信号と比較す
るコンパレータ１２ｂから構成してある。本発明の実施
例の速度制御装置を備えた構成のブラシレス直流モータ
において、本発明では高速領域と低速領域で異なつた制
御法を用い、それを切り換えることに特徴があり、高速
領域と低速領域で異なつた制御法を用いる理由及びその
切り換の手法について以下に説明する。 【００１７】ブラシレス直流モータは、インバータの出
力電圧を変えることにより速度制御を行うことができる
が、その手法としては直流電圧Ｅd を変化させる手法と
インバータによるＰＷＭ制御とがある。直流電圧Ｅd を
変える手法として昇圧チョッパ回路を用いる手法がある
が、この手法では昇圧チョッパ回路を用いるため、直流
電圧Ｅd が電源電圧２１の波高値よりも低くする場合で
は、電源電圧の波高値の付近で昇圧チョッパが動作せ
ず、電源電流１０を正弦波に制御できなくなる。 【００１８】従つて、このような領域で速度制御を行う
には、インバータでＰＷＭ制御を行う必要があり、この
ため高速領域と低速領域で異なつた速度制御法を用いる
必要が生じる。そこで、常に直流電圧Ｅdが電源電圧２
１よりも大きい領域、すなわち、直流電圧Ｅdが電源電
圧２１の波高値よりも大きい領域では、昇圧チョッパ回
路を用いて直流電圧制御を、インバータではＰＷＭ制御
を行わない高速制御モードを行い、それ以外の領域では
昇圧チョッパ回路では直流電圧Ｅd が一定電圧となるよ
うな制御を、インバータではＰＷＭ制御を行う低速制御
モードを行うようにすればよいことがわかる。 【００１９】両モードの切り換えは、インバータのＰＷ
Ｍ制御のデユテイ（duty）が１００％となれば低速モー
ドから高速モードへ、直流電圧Ｅdが電源電圧２１の波
高値より大きな値を取るように選ばれた設定電圧Ｅdcよ
り小さくなれば、高速モードから低速モードへ切り換え
ればよいことがわかる。以下、図３と図４を用いて具体
的な実現手法を説明する。 【００２０】図３は位置検出信号１４の波形図で、６０
°毎に３相の信号の状態が変化する。そして、60°毎の
時間ｔ1〜ｔ6を測定し、１サイクルの時間Ｔを求めるこ
とにより同期モータ５の速度を検出するようにする。 【００２１】図４は図１のマイクロコンピユータ６にお
いて実行される速度制御処理の一実施例を示すフローチ
ヤートで、電流指令１９とインバータ制御部９への電圧
信号２０の作成手順を表わしている。処理Ｉにおいて、
マイクロコンピユータ６の外部から与えられた速度指令
１５により指令速度Ｎrを算出し、処理IIにおいて、位
置検出信号１４の１サイクルの時間Ｔを求め、処理III
おいて、１サイクルの時間Ｔと比例定数Ｋより速度Ｎを
算出する。 【００２２】その後、現在のモードを判定し、高速モー
ドであれば、直流電圧Ｅdが電源電圧２１の波高値より
大きな値を取るように選ばれた設定電圧Ｅdcより小さい
場合には処理IVを、大きい場合には処理Ｖを行うように
し、また、現在のモードが低速モードあれば、インバー
タ制御部９への電圧信号２０がデユテイ１００％となる
ときに＄ＦＦ（１６進数でＦＦを示す）となるように定
めたとき、電圧信号２０が＄ＦＦとなる場合には処理V
を、そうでない場合には処理IV行うようにする。 【００２３】処理IVは、電流指令１９であるところのＩ
rは直流電流信号１７であるところのＩdと比例定数ＫL
の積として、電圧信号２０であるところのＥrは指令速
度Ｎrと速出速度Ｎとの偏差速度ΔＮ＝Ｎr−Ｎより比例
項ＰLと積分項ＩLを作成し、その和としてそれぞれ決定
される。ここに、比例項ＰLは、比例ゲインＫPLと偏差
速度ΔＮの積として、また、積分項ＩHは、積分ゲイン
ＫILと偏差速度ΔＮとの積をその時点における積分項に
加えて作成する。 【００２４】その後、電流指令値Ｉr，電圧信号Ｅrを出
力し、低速モードとする。処理Vでは、電圧信号２０は
＄ＦＦとして、電流指令１９は比例項ＰHと積分項ＩHの
和としてそれぞれ出力される。ここに、比例項ＰHは比
例ゲインＫPHと偏差速度ΔＮの積として、また、積分項
ＩHは積分ゲインＫIHと偏差速度ΔＮとの積をその時点
における積分項に加えて作成する。その後、電流指令値
Ｉr、電圧信号Ｅrを出力し、高速モードとする。 【００２５】以上の速度制御処理を繰り返し実行するこ
とにより、指令速度Ｎrと検出速度Ｎが等しくなるよう
に制御される。なお、上記した実施例では、ブラシレス
直流モータに適用した場合について説明したが、他の同
期モータにも適用可能であることはいうまでもない。 【００２６】 【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、高
速領域では昇圧チョッパ回路を用いて電動機の速度制御
を行うことが可能であり、また、電力変換装置に加えら
れる直流入力電圧の大きさが交流入力電圧の波高値より
も小さくなるような領域、すなわち、昇圧チョッパ回路
のみでは速度制御が不可能であるような低速領域では、
電力変換装置でＰＷＭ制御を行うように構成したことに
より低速領域での速度制御を可能とし、広範囲にわたる
速度制御が可能となるという効果がある。さらに、全速
度領域で電源電流を検出し、昇圧チョッパ回路を構成す
るスイッチング素子の断続動作を制御することにより、
前記交流電源の出力電流の位相を制御することが出来、
電源電流の波形を電源電圧と同じ位相にできる。
置に係り、特に昇圧チョッパ回路と電力変換装置を備え
た電動機の速度制御に好適な速度制御装置に関するもの
である。 【０００２】 【従来の技術】従来、交流電源を整流して直流電源に変
換する整流回路であつて、電源電流の高調波を抑制する
回路を備えたものとして、特開昭59−198873 号公報に
記載された回路があり、整流回路の出力端に昇圧チョッ
パ回路としてリアクトルとスイツチング素子とを接続
し、直流出力電圧と設定電圧との差の交流電源の電圧信
号を乗算した同期誤差信号と電流波形とを比較し、その
差の極性に応じて上記のスイツチング素子をオン・オフ
させるようになつていた。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、直流
電源に接続される負荷が電力変換装置であつて、この電
力変換装置により電動機を駆動する場合についての配慮
がなされていなかつた。すなわち、回転速度を変化する
のに、電力変換装置に加える直流入力電圧を変化すれ
ば、回転速度が変化する特性の電動機への上記従来技術
の適用にあたつては、直流出力電圧に対する設定電圧を
上記速度とこの速度に対する指令速度とにより作成する
ための速度制御回路を追加する必要があるなど、回路規
模が複雑化するといつた問題があつた。さらに昇圧チョ
ッパ回路を用いる従来技術では、電力変換装置に加えら
れる直流入力電圧の大きさを交流入力電圧の波高値以下
の値に制御することができず、電動機の速度制御範囲が
限定されるという問題があつた。 【０００４】本発明の目的は、上記した従来技術のもつ
欠点をなくし、電動機を広範囲にわたつて速度制御する
ことができる電動機の速度制御装置を提供することにあ
る。 【０００５】 【課題を解決するための手段】上記目的は昇圧チョッパ
回路を構成するスイッチング素子の断続動作を制御する
ことにより、前記昇圧チョッパ回路の出力直流電圧の大
きさを変え、ブラシレス直流電動機の速度を制御する第
１の機能、前記昇圧チョッパ回路を構成するスイッチン
グ素子の断続動作を制御することにより、前記交流入力
の電流の位相を制御する第２の機能、前記電力変換装置
をパルス幅変調制御し、前記ブラシレス直流電動機の速
度を制御する第３の機能を持ち、前記ブラシレス直流電
動機に対する速度指令と前記ブラシレス直流電動機の回
転子位置検出信号を入力信号とし、前記ブラシレス直流
電動機の速度を制御する制御装置を備えることにより達
成される。 【０００６】高速領域では指令速度を高めれば偏差速度
が増加し、これによつて電流指令及び同期電流指令信号
が増大し、それにともない電源電流との差が増え、その
結果、スイツチング素子のオン時間が長くなり、電源電
流が増大する。これにより電力変換装置に加えられる直
流電圧が高まり、電動機の速度が上昇する。そして偏差
速度が零になるまで以上の動作が繰り返され、電源電流
の大きさを偏差速度に応じて変えることにより電動機の
速度を制御することができる。また、低速領域では指令
速度を高めれば偏差速度が増加し、電力変換装置におけ
るＰＷＭ(PulseWidth modulation パルス幅変調)制御に
よつて電動機へ加えられる電圧が高まり、電動機の速度
が上昇する。そして偏差速度が零になるまで以上の動作
が繰り返され、電動機の速度を制御することができる。 【０００７】 【発明の実施の形態】以下本発明を図１、図４に示した
実施例及び図２、図３を用いて詳細に説明する。 【０００８】図１は本発明の電動機の速度制御装置の一
実施例を示す回路構成図で、ブラシレス直流電動機用の
ものを示してある。図１において、交流電源１は、整流
回路２，昇圧チョッパ回路３を介して直流電圧Ｅdに変
換され、インバータ４に直流電力を供給し、このインバ
ータ４によつて同期モータ５を駆動する。 【０００９】同期モータ５の速度を制御する制御回路
は、マイクロコンピユータ６、同期モータ５の回転子５
ａの磁極位置をモータ端子電圧７から検出するための位
置検出回路８、インバータ４を構成するトランジスタ４
ａ〜４ｆに対するインバータ制御部９、電源電流１０の
波形と大きさを制御する電源電流制御部１１、低速モー
ドと高速モードの切り換えのための直流電圧比較部１２
及び直流電流を検出する直流電流検出部１３からなる。 【００１０】マイクロコンピユータ６は、同期モータ５
を駆動するのに必要な各種プログラム、例えば、速度制
御処理、位置検出回路８からの位置検出信号１４、速度
指令１５、直流電圧比較信号１６及び検出直流電流１７
の取り込み、また、インバータ用ドライバ９ａへのイン
バータドライブ信号１８、電源電流制御部１１への電流
指令１９やインバータ制御部９への電圧信号２０の出力
などの処理が実行される。 【００１１】昇圧チヨッパ回路３は、リアクトル３ａ、
トランジスタ３ｂ、ダイオード３ｃおよび平滑コンデン
サ３ｄで構成され、トランジスタ３ｂに対するドライブ
信号が電源電流制御部１１にて作成され、トランジスタ
３ｂのオン時間及びオフ時間を変えることにより電源電
流１０の瞬時瞬時の大きさを変えるものとしている。 【００１２】図２は図１の電源電圧２１と電源電流１０
の波形図で、図２（ａ）と（ｂ）に示すように、電源電
流制御部１１と昇圧チョッパ回路３により電源電流１０
の波形を電源電圧２１と同位相の正弦波とするととも
に、その大きさである実効値をマイクロコンピユータ６
から出力される電流指令１９に応じて制御するようにし
てある。 【００１３】電源電流制御部１１は、整流回路２の出力
電圧から電源電圧２１と同期した全波整流波形となる電
圧信号２２を作成する電源電圧検出回路１１a、この電
圧信号２２とデイジタル信号である電流指令１９とを掛
け合せ、アナログ信号である同期電流指令信号２３を作
成する乗算付Ｄ−Ａ変換器１１ｂ、電源電流１０の全波
整流波形を抵抗11ｃにて検出して増幅する電源電流増幅
器１１ｄ、この出力である検出電源電流２４と同期電流
指令信号２３とを比較し、その差電圧を零とするように
動作する電流制御増幅器１１ｅ、この出力である誤差信
号２５と三角波発振器１１ｆの出力である三角波２６を
比較してトランジスタ３ｂに対するチョッパ信号２７を
作成するコンパレータ１１ｇ及びトランジスタ３ｂに対
するチョッパ用ドライバ１１ｈから構成してある。 【００１４】インバータ制御部９は、デイジタル信号で
ある電圧信号２０をアナログ信号に変換するＤ−Ａ変換
器９ｂ、この出力である電圧信号２８と三角波発振器９
ｃの出力である三角波２９を比較してインバータ４に対
するチョッパ信号３０を作成するコンパレータ９ｄ及び
インバータ４に対するインバータ用ドライバ９ａから構
成してある。 【００１５】直流電流検出部１３は、直流電流Ｉd を抵
抗３１にて検出して増幅する直流電流増幅器１３ａ、こ
の出力をデイジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換器１３ｂ
から構成してある。 【００１６】直流電圧比較部１２は、直流設定電圧Ｅdc
を増幅する設定電圧増幅器１２ａ、この出力を、直流電
圧Ｅd を抵抗３２，３３によつて検出した信号と比較す
るコンパレータ１２ｂから構成してある。本発明の実施
例の速度制御装置を備えた構成のブラシレス直流モータ
において、本発明では高速領域と低速領域で異なつた制
御法を用い、それを切り換えることに特徴があり、高速
領域と低速領域で異なつた制御法を用いる理由及びその
切り換の手法について以下に説明する。 【００１７】ブラシレス直流モータは、インバータの出
力電圧を変えることにより速度制御を行うことができる
が、その手法としては直流電圧Ｅd を変化させる手法と
インバータによるＰＷＭ制御とがある。直流電圧Ｅd を
変える手法として昇圧チョッパ回路を用いる手法がある
が、この手法では昇圧チョッパ回路を用いるため、直流
電圧Ｅd が電源電圧２１の波高値よりも低くする場合で
は、電源電圧の波高値の付近で昇圧チョッパが動作せ
ず、電源電流１０を正弦波に制御できなくなる。 【００１８】従つて、このような領域で速度制御を行う
には、インバータでＰＷＭ制御を行う必要があり、この
ため高速領域と低速領域で異なつた速度制御法を用いる
必要が生じる。そこで、常に直流電圧Ｅdが電源電圧２
１よりも大きい領域、すなわち、直流電圧Ｅdが電源電
圧２１の波高値よりも大きい領域では、昇圧チョッパ回
路を用いて直流電圧制御を、インバータではＰＷＭ制御
を行わない高速制御モードを行い、それ以外の領域では
昇圧チョッパ回路では直流電圧Ｅd が一定電圧となるよ
うな制御を、インバータではＰＷＭ制御を行う低速制御
モードを行うようにすればよいことがわかる。 【００１９】両モードの切り換えは、インバータのＰＷ
Ｍ制御のデユテイ（duty）が１００％となれば低速モー
ドから高速モードへ、直流電圧Ｅdが電源電圧２１の波
高値より大きな値を取るように選ばれた設定電圧Ｅdcよ
り小さくなれば、高速モードから低速モードへ切り換え
ればよいことがわかる。以下、図３と図４を用いて具体
的な実現手法を説明する。 【００２０】図３は位置検出信号１４の波形図で、６０
°毎に３相の信号の状態が変化する。そして、60°毎の
時間ｔ1〜ｔ6を測定し、１サイクルの時間Ｔを求めるこ
とにより同期モータ５の速度を検出するようにする。 【００２１】図４は図１のマイクロコンピユータ６にお
いて実行される速度制御処理の一実施例を示すフローチ
ヤートで、電流指令１９とインバータ制御部９への電圧
信号２０の作成手順を表わしている。処理Ｉにおいて、
マイクロコンピユータ６の外部から与えられた速度指令
１５により指令速度Ｎrを算出し、処理IIにおいて、位
置検出信号１４の１サイクルの時間Ｔを求め、処理III
おいて、１サイクルの時間Ｔと比例定数Ｋより速度Ｎを
算出する。 【００２２】その後、現在のモードを判定し、高速モー
ドであれば、直流電圧Ｅdが電源電圧２１の波高値より
大きな値を取るように選ばれた設定電圧Ｅdcより小さい
場合には処理IVを、大きい場合には処理Ｖを行うように
し、また、現在のモードが低速モードあれば、インバー
タ制御部９への電圧信号２０がデユテイ１００％となる
ときに＄ＦＦ（１６進数でＦＦを示す）となるように定
めたとき、電圧信号２０が＄ＦＦとなる場合には処理V
を、そうでない場合には処理IV行うようにする。 【００２３】処理IVは、電流指令１９であるところのＩ
rは直流電流信号１７であるところのＩdと比例定数ＫL
の積として、電圧信号２０であるところのＥrは指令速
度Ｎrと速出速度Ｎとの偏差速度ΔＮ＝Ｎr−Ｎより比例
項ＰLと積分項ＩLを作成し、その和としてそれぞれ決定
される。ここに、比例項ＰLは、比例ゲインＫPLと偏差
速度ΔＮの積として、また、積分項ＩHは、積分ゲイン
ＫILと偏差速度ΔＮとの積をその時点における積分項に
加えて作成する。 【００２４】その後、電流指令値Ｉr，電圧信号Ｅrを出
力し、低速モードとする。処理Vでは、電圧信号２０は
＄ＦＦとして、電流指令１９は比例項ＰHと積分項ＩHの
和としてそれぞれ出力される。ここに、比例項ＰHは比
例ゲインＫPHと偏差速度ΔＮの積として、また、積分項
ＩHは積分ゲインＫIHと偏差速度ΔＮとの積をその時点
における積分項に加えて作成する。その後、電流指令値
Ｉr、電圧信号Ｅrを出力し、高速モードとする。 【００２５】以上の速度制御処理を繰り返し実行するこ
とにより、指令速度Ｎrと検出速度Ｎが等しくなるよう
に制御される。なお、上記した実施例では、ブラシレス
直流モータに適用した場合について説明したが、他の同
期モータにも適用可能であることはいうまでもない。 【００２６】 【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、高
速領域では昇圧チョッパ回路を用いて電動機の速度制御
を行うことが可能であり、また、電力変換装置に加えら
れる直流入力電圧の大きさが交流入力電圧の波高値より
も小さくなるような領域、すなわち、昇圧チョッパ回路
のみでは速度制御が不可能であるような低速領域では、
電力変換装置でＰＷＭ制御を行うように構成したことに
より低速領域での速度制御を可能とし、広範囲にわたる
速度制御が可能となるという効果がある。さらに、全速
度領域で電源電流を検出し、昇圧チョッパ回路を構成す
るスイッチング素子の断続動作を制御することにより、
前記交流電源の出力電流の位相を制御することが出来、
電源電流の波形を電源電圧と同じ位相にできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電動機の速度制御装置の一実施例を示
す回路構成図である。 【図２】図１における電源電圧と電源電流の波形図であ
る。 【図３】位置検出信号の波形図である。 【図４】図１のマイクロコンピユータにおける速度制御
処理の一実施例を示すフローチヤートである。 【符号の説明】 １…交流電源、２…整流回路、３…昇圧チョッパ回路、
４…インバータ、５…同期モータ、６…マイクロコンピ
ユータ、８…位置検出回路、９…インバータ制御部、９
ａ…インバータ用ドライバー、９ｂ…Ｄ−Ａ変換器、９
ｃ…三角波発振器、９ｄ…コンパレータ、１１…電源電
流制御部、１１ａ…電源電圧検出回路、１１ｂ…乗算付
Ｄ−Ａ変換器、１１ｄ…電源電流増幅器、１１ｅ…電流
制御増幅器、１１ｆ…三角波発振器、１１ｇ…コンパレ
ータ、１１ｈ…チョッパ用ドライバー、１２…直流電圧
比較器、１２ａ…設定電圧増幅器、12ｂ…コンパレー
タ、１３…直流電流検出部、１３ａ…直流電流増幅器、
１３ｂ…Ａ−Ｄ変換器。
す回路構成図である。 【図２】図１における電源電圧と電源電流の波形図であ
る。 【図３】位置検出信号の波形図である。 【図４】図１のマイクロコンピユータにおける速度制御
処理の一実施例を示すフローチヤートである。 【符号の説明】 １…交流電源、２…整流回路、３…昇圧チョッパ回路、
４…インバータ、５…同期モータ、６…マイクロコンピ
ユータ、８…位置検出回路、９…インバータ制御部、９
ａ…インバータ用ドライバー、９ｂ…Ｄ−Ａ変換器、９
ｃ…三角波発振器、９ｄ…コンパレータ、１１…電源電
流制御部、１１ａ…電源電圧検出回路、１１ｂ…乗算付
Ｄ−Ａ変換器、１１ｄ…電源電流増幅器、１１ｅ…電流
制御増幅器、１１ｆ…三角波発振器、１１ｇ…コンパレ
ータ、１１ｈ…チョッパ用ドライバー、１２…直流電圧
比較器、１２ａ…設定電圧増幅器、12ｂ…コンパレー
タ、１３…直流電流検出部、１３ａ…直流電流増幅器、
１３ｂ…Ａ−Ｄ変換器。
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フロントページの続き
(72)発明者 柏崎 進
栃木県下都賀郡大平町大字富田800番地
株式会社日立製作所 冷熱事業部内
(72)発明者 飯塚 健一
栃木県下都賀郡大平町大字富田800番地
株式会社日立製作所 冷熱事業部内
(56)参考文献 特開 昭60−43087（ＪＰ，Ａ)
特開 昭59−181985（ＪＰ，Ａ)
特開 昭59−198897（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−53178（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−280785（ＪＰ，Ａ)
特開 昭60−139177（ＪＰ，Ａ)
特開 昭57−211621（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 6/06
H02P 5/408 - 5/412
H02P 7/628 - 7/632
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】１．交流入力を整流する整流回路と、前記整流回路に接
続され直流出力電圧の大きさが変化できる昇圧チョッパ
回路と、前記昇圧チョッパ回路の直流出力電力を交流電
力に変換するパルス幅変調制御が可能な電力変換装置
と、前記電力変換装置の出力側に接続されたブラシレス
直流電動機と、前記昇圧チョッパ回路を構成するスイッ
チング素子の断続動作を制御することにより、前記昇圧
チョッパ回路の出力直流電圧の大きさを変え、前記ブラ
シレス直流電動機の速度を制御する第１の機能、前記昇
圧チョッパ回路を構成するスイッチング素子の断続動作
を制御することにより、前記交流入力の電流の位相を制
御する第２の機能、前記電力変換装置をパルス幅変調制
御し、前記ブラシレス直流電動機の速度を制御する第３
の機能を持ち、前記ブラシレス直流電動機に対する速度
指令と前記ブラシレス直流電動機の回転子位置検出信号
を入力信号とし、前記ブラシレス直流電動機の速度を制
御する制御装置を備えたことを特徴とする電動機の速度
制御装置。 ２．交流入力を整流する整流回路と、前記整流回路に接
続され直流出力電圧の大きさが変化できる昇圧チョッパ
回路と、前記昇圧チョッパ回路の直流出力電力を交流電
力に変換するパルス幅変調制御が可能な電力変換装置
と、前記電力変換装置の出力側に接続されたブラシレス
直流電動機と、前記昇圧チョッパ回路を構成するスイッ
チング素子の断続動作を制御することにより、前記昇圧
チョッパ回路の出力直流電圧の大きさを変え、前記ブラ
シレス直流電動機の速度を制御する第１の機能、前記昇
圧チョッパ回路を構成するスイッチング素子の断続動作
を制御することにより、前記交流入力の電流の位相を制
御する第２の機能と、前記ブラシレス直流電動機の低速
領域において前記電力変換装置をパルス幅変調制御し、
前記ブラシレス直流電動機の速度を制御する第３の機
能、および前記第１の機能と第３の機能との切り換えを
前記電力変換装置のデユーティが所定の値に達したとき
行う切替機能を持ち、前記ブラシレス直流電動機に対す
る速度指令と前記ブラシレス直流電動機の回転子位置検
出信号を入力信号とし、前記ブラシレス直流電動機の速
度を制御する制御装置とを備えることを特徴とする電動
機の速度制御装置。 ３．交流入力を整流する整流回路と、前記整流回路に接
続され直流出力電圧の大きさが変化できる昇圧チョッパ
回路と、前記昇圧チョッパ回路の直流出力電力を交流電
力に変換するパルス幅変調制御が可能な電力変換装置
と、前記電力変換装置の出力側に接続されたブラシレス
直流電動機と、前記ブラシレス直流電動機の高速領域に
おいて前記昇圧チョッパ回路を構成するスイッチング素
子の断続動作を制御することにより、前記昇圧チョッパ
回路の出力直流電圧の大きさを変え、前記ブラシレス直
流電動機の速度を制御する第１の機能、前記昇圧チョッ
パ回路を構成するスイッチング素子の断続動作を制御す
ることにより、前記交流入力の電流の位相を制御する第
２の機能、前記ブラシレス直流電動機の低速領域におい
て前記電力変換装置をパルス幅変調制御し、前記ブラシ
レス直流電動機の速度を制御する第３の機能を持ち、前
記ブラシレス直流電動機に対する速度指令と前記ブラシ
レス直流電動機の回転子位置検出信号を入力信号とし、
前記ブラシレス直流電動機の速度を制御する制御装置を
備えたことを特徴とする電動機の速度制御装置。 ４．交流入力を整流する整流回路と、前記整流回路に接
続され直流出力電圧の大きさが変化できる昇圧チョッパ
回路と、前記昇圧チョッパ回路の直流出力電力を交流電
力に変換するパルス幅変調制御が可能な電力変換装置
と、前記電力変換装置の出力側に接続されたブラシレス
直流電動機と、前記ブラシレス直流電動機の高速領域に
おいて前記昇圧チョッパ回路を構成するスイッチング素
子の断続動作を制御することにより、前記昇圧チョッパ
回路の出力直流電圧の大きさを変え、前記ブラシレス直
流電動機の速度を制御する第１の機能、前記昇圧チョッ
パ回路を構成するスイッチング素子の断続動作を制御す
ることにより、前記交流入力の電流の位相を制御する第
２の機能と、前記ブラシレス直流電動機の低速領域にお
いて前記電力変換装置をパルス幅変調制御し、前記ブラ
シレス直流電動機の速度を制御する第３の機能、および
前記第１の機能と第３の機能との切り換えを前記電力変
換装置のデユーティが所定の値に達したとき行う切替機
能を持ち、前記ブラシレス直流電動機に対する速度指令
と前記ブラシレス直流電動機の回転子位置検出信号を入
力信号とし、前記ブラシレス直流電動機の速度を制御す
る制御装置とを備えることを特徴とする電動機の速度制
御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10240435A JP3114866B2 (ja) | 1998-08-26 | 1998-08-26 | 電動機の速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10240435A JP3114866B2 (ja) | 1998-08-26 | 1998-08-26 | 電動機の速度制御装置 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10-210842A Division JP3007611B2 (ja) | 1987-03-14 | 電動機の速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11127589A JPH11127589A (ja) | 1999-05-11 |
| JP3114866B2 true JP3114866B2 (ja) | 2000-12-04 |
Family
ID=17059460
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10240435A Expired - Lifetime JP3114866B2 (ja) | 1998-08-26 | 1998-08-26 | 電動機の速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3114866B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB0415511D0 (en) | 2004-07-10 | 2004-08-11 | Trw Ltd | Motor drive voltage-boost control |
| CN103867455A (zh) * | 2013-12-18 | 2014-06-18 | 南京沃特电机有限公司 | 卡式空调风机盘管冷凝水排水泵用无刷直流电机及水泵本体 |
| CN104038114B (zh) * | 2014-06-09 | 2016-08-24 | 江苏仁源电气有限公司 | 单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统及其控制方法 |
| CN107769632A (zh) * | 2017-11-22 | 2018-03-06 | 魏海峰 | 一种无刷直流电机转速检测装置 |
-
1998
- 1998-08-26 JP JP10240435A patent/JP3114866B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11127589A (ja) | 1999-05-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |