JPS5910156B2 - サイリスタモ−タの制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は負荷の大小に伴なう速度制御系の応答変化を無
くし高応答の制御が行えるサイリスタモータの制御装置
に関する。

第１図は同期電動機を運転する従来のサイリスタモータ
の一例を示す構成図である。

第１図において、１は商用交流電圧を直流に変換する第
１の変換器、２はその直流を可変周波数の交流に変換す
る第２の変換器、３は第２の変換器２により駆動される
同期電動機、４は同期電動機３の回転軸の回転位置に応
じた位相の位置信号を出力する位置検出器、５は第２の
変換器２のゲート信号を出力するゲート出力回路、６は
速度発電機、Ｔは速度指令回路、８は速度指令回路Ｔの
速度指令信号と速度発電機６の出力信号である速度帰還
信号を突き合わせ増巾する速度偏差増巾器、９は第１の
変換器１の交流入力電流を検出する電流検出器、１０は
速度偏差増巾器８の出力信号と電流検出器９の電流帰還
信号を突き合わせ増巾する電流偏差増巾器、１１は電流
偏差増巾器１０の出力信号に従つて第１の変換器１の点
弧位相（電源側点弧角）を制御する自動パルス移相器で
ある。

” この構成においては要するに、部品番号の６〜１１
、１は同期電動機３の電機子電流の大きさを速度偏差に
応じて制御し、電動機３の回転速度を速度指令信号とな
るように制御する速度制御系を構成する。また、部品番
号の４、５、２は電機子・ 電流の位相を電機子電圧に
対して所定位相に保つように動作する。これらの動作は
既に周知であり詳細な説明を省略する。ところで、この
ようなサイリスタモータにおいては次のような問題点が
存在する。

ク すなわち、今電動機の負荷が大きく電機子電流も大
きい場合には、第１、第２の変換器１、２の出入力電流
は各瞬時で連続しで流れるけれども、負荷が小さくなる
と変換器電流は断続するようになる。

このように電流が脈動し断続する原因は、５ 名変換器
の出入力電圧に含まれる脈動電圧によつている。電流が
断続するようになると、自動パルス移相バ−器１１の制
御入力電圧Ｅｃからみた第１の変換器１の直流出力電圧
のゲイン（直流出力電圧／匍脚入力電圧）が電流連続時
に比べ大巾に低下するようになる。

この現象があるために、部品番号の９〜１１等で構成さ
れる電流匍卿回路の応答も電流の連続、断続によつて大
巾に変動するようになる。これらの現象は静止レオナー
ド装置にみられるものと同様である。静止レオナード装
置においては電流制御回路の応答を十分に高めることに
より、それを補償することが行われている。ところで、
静止レオナードの場合には電流制御回路の応答を高めて
も変換器の出力電流の脈動が増加することがないため、
十分にこの補償を行うことができる。

ところが、サイリスタモータの場合では電流制御回路の
応答を高めると第１の変換器の出力電流の脈動が大巾に
増大するという不都合を生じる。したがつて、この補償
を十分に行うことは実際上困難である。このような電流
の脈動が増大する原因は、静止レオナードの場合では１
つの変換器のみの作用により電流の脈動を生じるのに対
し、サイリスタモータでは２つの変換器の作用により電
流の脈動を生じる。

そのため、電流制御回路の応答を高めると、第２の変換
器２の作用により生じた電流脈動分の影響が電流制御回
路に対し擾乱となｂ１その 二結果として第１の変換器
１の出力電流の脈動をさらに増大させるものと考えられ
る。以上説明したように、電流断続による電流脈動の増
大のため電流制御回路の応答を高めることができず、そ
の結果、速度制御系の応答を十分に高 ５めることがで
きなくなる。

したがつて、必要な制御性能を得ることが困難であつた
。このような速度制御系の応答を高めることは特に負荷
が圧延機の場合に問題となる。本発明は上記点に対処し
て成されたもので、そ ５の目的とするところは電流制
御回路の応答の変化を防止し速度制御系の応答を十分に
高めることのできるサイリスタモータの制御装置を提供
することにある。

本発明の特徴とするところはトルク指令信号の ４大き
さが電流断続限界値以下になるとサイリスタ変換器の出
力電流の大きさを一定値に制御すると同時に、トルク指
令信号が小さくなるのに伴いサイリスタ変換器の電動機
側点弧角を大きくするように制御してサイリスタ変換器
の出力電流位相を変えるようにしたことにある。

以下、本発明を第２図に示す一実施例において詳細に説
明する。

第２図において部品番号の１〜１１は第１図に示す同一
番号のものと同様であり説明を省略する。１２は同期電
動機３の電機子電流の最小値（断続限界値）を設定する
最小電流設定回路、１３は速度偏差増巾器８の出力信号
（トルク指令信号）と最小電流設定回路１２の出力信号
を入力し、後述する関係に従い電機子電流の大きさを指
令する信号（電流指令信号）を出力する電流指令回路、
１４は速度偏差増巾器８の出力信号を電流指令信号で割
算する割算器、１５は割算器１４の出力信号に対し後述
するような関係にある信号を出力する関数発生回路、１
６は位置検出器４の位置信号を関数発生回路１５の出力
信号に従い移相する移相回路である。

次に、その動作を説明するに、理解を容易にするため本
発明の動作原理について述べる。第３図はサイリスタモ
ータにおける同期電動機のベクトル図を概略的に示した
ものである。

第３図の各記号はそれぞれ下記のとうクである。ＥＯ：
無負荷誘起電圧 １ａ：電機子電流Ｅｔ：端子電圧
１ｄ：電機子電流直Ｘ８ｌａ：同期リアクタン
軸分ス降下 １ｑ：電機子電流横 γｏ：設定制御進み角 軸分、 γ：力率角 第３図の関係から、電動機の発生トルクτ８は次式で表
わせる。

なお、電動機の凸極性と第２の変換器２の重なｂ角は無
視する。ωｒ：回転角周波数 ここで、ＥＯ／ω，は界磁電流１ｆに比例するから、τ
６＝ＫＩｆＩ，・・・・・・・・・・・・・・・ （２
）ｋ：比例定数すなわち、トルクτ。

は電機子電流１８の横軸分１，に比例する。第４図は、
トルクτをτ１，τ２，τ３と順に小さくした場合に訃
いて、電機子電流１ａが順に１ａ１倉１ａ２ＦＩａ３と
変化する様子を示している。

第４図から明らかなようにトルクがτ２より大である間
、電機子電流１ａはトルクτに比例する。この状態では
、１ａ２と１ａ，を結ぶ延長線上を１ａのベクトルは移
動する。ところが、トルクがτ２以下となる場合では、
それまでのように電流１ａをトルクτに比例させると、
電流１ａが小さくなう断続するようになる。そこで、本
発明では、この場合、１ａ２と１ａ１を結ぶ円弧上を１
ａのベクトルが移動するように制御する。すなわち、電
流は断続を生じない程度の大きさを保つたまま、トルク
のみで制御するのである。ところで、前述したように、
トルク電流１ａの横軸分１，に比例し、また速度偏差増
巾器の出力信号はトルクの大きさを指令する信号である
から、速度偏差増巾器の出力信号は電流の横軸分を指令
する信号であるとみなすことができる。

したがつて、速度偏差増巾器の出力信号（１，に比例）
に基づき第４図に示す関係に従つて電機子電流の大きさ
と位相を制御すれば、以上に述べた制御が可能である。
以上が動作原理であるが、次に第２図の動作を説明する
。

速度偏差増巾器８の出力信号（トルク指令信号）をａ１
最小電流設定回路１２の出力信号をｂとすると、選択回
路１３は各信号Ａ，ｂのうち大である方を出力する。

すなわち、選択回路１３の出力をｃとすると、（１）
ｃ＝Ｋｌａ（ａ＞ｂの場合） （１１） ｃ＝Ｋｌｂ（ａ＜．ｂの場合）Ｋ，：比例定
数 ・・・・・・・・・・・・・・・ （３）となる。

選択回路１３の出力は電流指令信号として電流偏差増巾
器１０に加えられる。

したがつて、電機子電流の大きさは、（１）である場合
は信号ａに比例して制御され、（１１）である場合は信
号ｂによつて設定される一定値に制御される。割算器１
４は信号ａを信号ｃで割算し、（！）０ｉ）の場合で次
式に示す信号ｆを出力する。

に示す信号ｇを出力する。

ｇ＝ＣＯｓ−１ｆ・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・ （５）さらに、移相回路１６は位置検出器４
の位置信号を信号ｇに比例した角度だけ移相（進み位相
）する。

ここで、移相回路１６の移相量が零である場合、電機子
電流１ａが無負荷誘起電圧Ｅ。

と同相であるように設定するものとすれば、電流１ａの
位相γｏは、（１）である場合には（４）（５）式の関
係からＣＯｓ−１±で定まる所定値（転流余裕角が確保
でＫｉきるような適当な値）に制御される。

また、（１１）である場合には、例えば第４図に示す１
ａ３−０一１，３が作る三角形の角の関係、すなわち、
に従つて制御される。以上述べたことから明らかなよう
に、（：）である場合は第４図における電流１ａが１ａ
２よう大である場合に対応し、（ＩＤである場合は電流
１ａが１ａ２以下である場合に対応しており、全体とし
て電流１ａを第４図の関係に従つて制御できる。

したがつて、各場合でトルクは次式となる。

ここに、Ｋｃ：定数このように、いずれの場合でもトル
クτはトルク指令信号に比例して制御され、しかもτ／
ａは常に一定となる。

なお、τ／ａを一定にすることτは制御上望ましいが、
電流を断続させないという観点からすれば定数Ｋｃが常
に一定である必要はない。本発明は定数Ｋｃが変化した
としもトルク指令信号ａに応じてトルクτが制御される
ならば電流が断続するのを防止できる。第５図に信号ａ
に対する電流１ａ１トルクτ、制御進み角（電動機側点
弧角）γｏの変化する様子を概略的に示す。

以上で述べたようにして、（ｉ）（Ｉｉ）の各領域で図
示のように電流１ａと制御進み角γｏを制御する結果、
トルクτは信号ａに略比例するようになる。以上のよう
に電流１ａの大きさと位相を制御する結果、電流の断続
が起ることを防止して、電流断続に伴う前述した不都合
を未然に防止することができる。

また、速度偏差増巾器８の出力と電機子電流の横軸分１
，が結果的に比例するように制御したことから、トルク
対速度偏差増巾器８の出力の比を電流の大小にかかわら
ずほぼ一定に保つことができ、安定な速度制御回路を構
成する土で好しい特性を得ることができる。したがつて
、本発明によれば電流断続に伴う電流制御回路の応答の
変化を未然に防止できるので、速度制御系の応答を安定
に十分に高めることができる。

ここで、前述した実施例において、第２の変換器２が転
流を行う際には重なり角ｕを生じる。

そのため、わずかであるがそれを考慮しない場合より電
機子電流は略旦だけ位相が遅れるようになる。そのため
、前述した式の関係（信号ａに比例して横軸分１，を制
御すること）が多少満足されなくなるがもし、これを補
償する必要がある場合には、移相回路１６の移相量をあ
らかじめ見だけ進ませるようにすればよい。すなわち、
重なり角ｕは電鼾電流に略比例するから、移相回路１６
と関数発生回路１５の間に、信号ｇと電鼾電流に比例し
た信号を加算する加算器を設け、移相回路１６の入力信
号を信号ｇより移相量旦に相当した分だけ大とすれば補
償が可能である。また、前述した実施例において、電流
断続限界の電流値は、同期電動機３の界磁電流の大きさ
や、速度によつても変動するため、それらに応じて最小
電流設定回路の出力信号を変更するようにしてもよい。
その場合には（ｉｌ）の運転範囲が小さくなシ、軽負荷
時における力率改善を行うことができる。最小電流設定
回路として速度検出器の信号あるいは界磁電流に応じた
信号を入力し、電流断続限界の電流値に応じたパターン
を発生する関数発生器を用いれば以上の制御が可能であ
る。次に、第６図は本発明の他の実施例を示すもので、
サイリスタ変換器として電圧形サイクロコンバータ（以
後、電圧形ＣＹＣと称する）を用いたサイリスタモータ
の場合である。

電圧形ＣＹＣは正弦波の電流指令信号に従つて電鼾電流
を正弦波状に制御できるものである。

この電圧形ＣＹＣを用いたサイリスタモータにおいても
電流が断続するようになると前述したような不都合を生
じるのは勿論、電機子電流を正弦波状に制御し得なくな
る。しかしながら、本発明を用いればこれらの点も解決
できる。以下、第６図の実施例を説明する。

第６図において、第２図と同一番号のものは相当物を示
し、１７は電圧形ＣＹＣｌｌ８は電圧形ＣＹＣｌ７によ
り駆動される同期電動機で、電機子巻線の各相は互いに
電気的に絶縁されている。

１９は電動機１８の回転子の回転角に応じた位相をもつ
正弦波の位置信号（２相信号）Ｈｌ，Ｈ２を出力する位
置検出器、２０は速度偏差増巾器８の出力を２乗する掛
算器、２１は電機子電流の最小値を設定する最小電流設
定回路で第２図の最小電流設定回路１２と同様なもので
ある。

２２は最小電流設定回路２１の出力信号から掛算器２０
の出力信号を減算する減算器、２３は減算器２２の出力
の平方根を求める平方根回路、２４は速度偏差増巾器８
の出力を分圧する分圧器、２５は分圧器２４および平方
根回路２３の各出力信号を入力し、それらのうち大であ
る方を出力に出す選択回路、２６は位置検出器１９の一
方の位置信号Ｈ，と選択回路２５の出力信号を掛け合わ
せる掛算器２７は位置検出器１９の他方の位置信号Ｈ２
と速度偏差増巾器８の出力信号を掛け合わせる掛算器、
２８は掛算器２６，２７の出力信号を加え合わせ、電機
子電流（３相）の大きさと位相を指令する正弦波の電流
指令信号を出力する電流指令回路、２９は電圧形ＣＹＣ
の入力電流を検出する電流検出器、３０は電流指令信号
と電流検出器２９の出力信号を突き合わせ増巾する電流
偏差増巾器３１は電流偏差増巾器３０の出力信号に応じ
て、電圧形ＣＹＣｌ７を位相制御する自動パルス移相器
を含むゲート出力回路である。

まず簡単に基本動作を述ぺる。

本実施例においても第４図に示すベクトル関係に従つて
制御することは同様である。また、電機子電流１ａの横
軸分１，を速度偏差増巾器８の出力信号ａに従つて制御
することも同様である。すなわち、まず第４図に示す関
係に基づき、（１）および（Ｉｉ）の場合のそれぞれに
おける電機子電流の直軸分の大きさ（直軸分に比例した
信号）を信号ａを基にして演算する。次に、位置検出器
１９の位置信号と以上のようにして求めた直軸分に比例
した信号、および信号ａを掛け合わせ、直軸分電流を指
令する信号および横軸分電流を指令する信号のそれぞれ
を得る。そしてその両者を加算し電流指令信号を作う、
それに応じて電機子電流を制御する。以上が基本動作で
あるが、次に第６図の動作を説明する。

速度偏差増巾器８の出力信号がａであり、掛算器２０か
らはＡ２に比例した信号ｈが得られる。

減算器２２は最小電流設定回路２１の出力信号ｂから信
号ｈを減算し信号２を出力する。また、平方根回路２３
は信号ｌの平方根である信号ｍを出力する。次に選択回
路２５は分圧器２４の出力信号と信号ｍのうち大である
方を出力する。すなわち、選択回路２５の出力をｎとす
ると（１） ｎ＝Ｋ２・ａ （Ｋ２・ａ＞ｍの場合）（
Ｉｉ） ｎ＝ｍ （Ｋ２・ａ＜．ｍの場合）Ｋ２：
比例定数となる。

一方、位置検出器１９は位相差が９０度ある２つの位置
信号（正弦波信号）Ｈｌ，Ｈ２を出力する。

この位置信号Ｈｌ，Ｈ２は次式のようになる。Ｈｌ８ｃ
Ｏｓ（ωｔ＋ψ）・・・・・・・・・・・・ （８） Ｈ２＝Ｓｉｎ（ωｔ＋ψ） と表わせる。

なお、信号周波数は電動機周波数に一致している。また
信号の振巾値は一定であるので記述を省略する。位置信
号Ｈ１と信号ｎを掛算器２６で、また位置信号Ｈ２と信
号ａを掛算器２７で掛け合わせる。

しかして、掛算器２６，２７はそれぞれ次式に示す信号
Ｇ，，Ｇ２を出力する。Ｇ１＝Ｈ１・ｎ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （９）Ｇ２＝
Ｈ２・ａこのようにして得た信号Ｇ１とＧ２を電流指令
回路２８で加算し、電動機１８の電機子電流を指令する
正弦波の電流指令信号Ｊを得る。

電流指令信号は各相に対応して３個あり、各相電流は各
信号に従つて制御される。以下の説明では説明が冗長と
なることを避けるため１相分（Ｕ相）についてのみ述べ
る。信号Ｇ１とＧ２を１：１の比率で加算し次式に示す
電流指令信号Ｊ，を得る。

この信号Ｊ，はＵ相に対応する。Ｊ，＝１ｔ丁７一ＳＩ
Ｎ（ωｔ＋ψ＋ＲＯ）・・・（１０）ここにそして、電
機子電流（Ｕ相）は信号Ｊ１と大きさが比例し、位相が
同相となるように制御される。

いま、信号Ｈ２の位相が無負荷誘起電圧Ｅ。と同相にな
るように設定すれば、電機子電流は第４図に示す関係に
従い制御されることを次に示す。まず、（１）の場合は
信号Ｊ１は次式のように表わせる。すなわち、（１）の
場合は、電鼾電流は振巾値が信号ａに比例するように、
また電圧Ｅ。

に対する位相差Ｒ。はＴａｎ−１ｋ２で定まる所定値に
制御される。また、（１１）の場合では、信号Ｊ，は次
式となる。

すなわち、（１１）は電流１ａの振巾値は信号ｂに応じ
た所定値に、また位相差Ｒ。は一Ｖｂ−Ａ２ ｔａｎ−１ ？に制御される。

ここで信号ａはａ電流の横軸分１，に対応し、また、信
号ｂの平方根は電流１ａの大きさを指令するものである
から、Ｖ『コＪは電流の直軸分１ｄに対応したものとな
る。

したがつて第４図の関係、すなわち、に従つて位相差Ｒ
。を制御できる。したがつて、各場合でトルクは次式と
なる。

ｉここに、Ｋｃ′：定数 すなわち、いずれの場合でもトルクτは信号ａに比例し
、しかもτ／ａは常に一定である。

すなわち、（１）の場合（Ｋ２ａ＞ｍの場合）では、信
号Ｊ１はＪ，＝Ｈ１・ｎ＋Ｈ２ａ ＝Ｈ２・Ｋ２ａ＋Ｈ２ａ となＤ．Ｊｌの大きさは信号ａに比例し、また、位相差
Ｒ。

はＴａｎ−１ｋ２で定まる値になる。一方、（］ｉ）の
場合には、Ｊの大きさは信号ａには無関係に一定となり
、かつ位相差Ｒ。はＴａｎ−１Ｖ′ｂ−８“で示すよう
に信号ａの大きさにａ応じて変化する。

すなわち、信号ａが小さくなると位相差Ｒ。は大きくな
る。電機子電流１８は信号Ｊ，に応じて制御されるから
、第４図のようになる。

以上で述べた関係をベクトル図で示すと第７図のように
なる。

第７図から明らかなように電鼾電流１ａは第４図と同様
に制御される。以上のように本実施例においても、電流
１ａの大きさと位相を第５図の関係に従つて制御できる
結果、電流の断続を防止し、電流断続に伴う前述した不
都合を未然に防止することができる。

また速度偏差増巾器８の出力と横軸分電流１，が結果的
に比例するように制御したことから、トルク対速度偏差
増巾器８の出力の比を電流の大小にかかわらずほぼ一定
に保つことができ、安定な速度制御回路を構成する上で
好しい特性を得ることができる。以上説明したように、
本発明によれば電機子電流が断続限界値になるとその大
きさを一定とし、かつその位相を制御することにより電
流断続が生じるのを防止できる。

その結果、電流制御回路の応答の変化を防止できるので
速度制御系の応答を高めることができる。なお、本発明
は、第２図に示す第１，第２の変換器の代わ加こ、電流
形サイクロコンバータ（出力電流波形が方形波となるサ
イクロコンバータ）を用いたサイリスタモータに適用し
ても同様の効果が得られるのは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のサイリスタモータの一例を示す構成図、
第２図は本発明の一実施例を示す構成図、第３図、第４
図は本発明の動作原理を説明するためのベクトル図、第
５図は本発明による制御特性図、第６図は本発明の他の
実施例を示す構成図、第７図は第６図の動作を説明する
ためのベクトル図である。 符号の説明、１・・・・・・第１の変換器、２・・・・
・・第２の変換器、３・・・・・・同期電動機、４・・
・・・・位置検出器、５・・・・・・ゲート出力回路、
７・・・・・・速度指令回路、８・・・・・・速度偏差
増巾器、９・・・・・・電流検出器、１０・・・・・・
電流偏差増巾器、１１・・・・・迫動パルス移相器、１
２・・・・・・最小電流設定回路、１３・・・・・・電
流指令回路、１４・・・・・・割算器、１５・・・・・
・関数発生回路、１６・・・・・・移相回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流の周波数変換を行うサイリスタ変換器と、該サ
   イリスタ変換器により駆動される交流電動機と、該交流
   電動機の実速度と指令速度の偏差に応じたトルク指令信
   号を出力する速度制御回路と、前記トルク指令信号に応
   じて前記サイリスタ変換器の出力電流の大きさを制御し
   、前記トルク指令信号の大きさが電流断続限界値以下に
   なると前記サイリスタ変換器の出力電流の大きさを一定
   値に制御する電流制御回路と、前記サイリスタ変換器の
   電動機側点弧角を制御してその出力電流位相を調整する
   ものであつて、前記トルク指令信号の大きさが電流断続
   限界値以下になると前記トルク指令信号が小さくなるに
   伴い前記電動機側点弧角を大きくするように制御する位
   相制御回路とを具備したサイリスタモータの制御装置。