JP2002354877A - インバータ装置 - Google Patents
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- H02P6/14—Electronic commutators
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- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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- H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
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- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Applications Or Details Of Rotary Compressors (AREA)
- Control Of Positive-Displacement Pumps (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 運転音と運転振動を低減するインバータ装置
を提供する。 【解決手段】 スイッチング素子を含み、該スイッチン
グ素子の開閉により直流電圧を疑似交流電圧に変換し
て、該疑似交流電圧を３相ブラシレスＤＣモータに出力
する直流交流変換手段と、前記疑似交流電圧を降下させ
て前記３相ブラシレスＤＣモータの電機子電流がゼロと
なる期間における誘起電圧を検出する電圧検出手段と、
前記直流交流変換手段が出力する前記疑似交流電圧をパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）制御するＰＷＭ制御手段とを備え
るインバータ装置において、前記電圧検出手段の誘起電
圧検出情報に応じて前記３相ブラシレスＤＣモータに供
給する電機子電流波形を所定の条件に基づいて波形整形
し、該波形整形の情報を前記ＰＷＭ制御手段に出力する
電流波形補償手段を設けた。
を提供する。 【解決手段】 スイッチング素子を含み、該スイッチン
グ素子の開閉により直流電圧を疑似交流電圧に変換し
て、該疑似交流電圧を３相ブラシレスＤＣモータに出力
する直流交流変換手段と、前記疑似交流電圧を降下させ
て前記３相ブラシレスＤＣモータの電機子電流がゼロと
なる期間における誘起電圧を検出する電圧検出手段と、
前記直流交流変換手段が出力する前記疑似交流電圧をパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）制御するＰＷＭ制御手段とを備え
るインバータ装置において、前記電圧検出手段の誘起電
圧検出情報に応じて前記３相ブラシレスＤＣモータに供
給する電機子電流波形を所定の条件に基づいて波形整形
し、該波形整形の情報を前記ＰＷＭ制御手段に出力する
電流波形補償手段を設けた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ブラシレスＤＣモ
ータを周波数制御するインバータ装置に関するものであ
る。
ータを周波数制御するインバータ装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】３相ブラシレスＤＣモータを回転数制御
するインバータ装置には、従来より、１２０°通電制御
方式と正弦波１８０°通電制御方式が用いられている。
１２０°通電制御方式は、例えば、特許第２６４２３６
７号明細書に開示される一方、１８０°通電制御方式
は、例えば、特開平７−２４５９８２号公報と特開平７
−３３７０７９号公報に開示されている。
するインバータ装置には、従来より、１２０°通電制御
方式と正弦波１８０°通電制御方式が用いられている。
１２０°通電制御方式は、例えば、特許第２６４２３６
７号明細書に開示される一方、１８０°通電制御方式
は、例えば、特開平７−２４５９８２号公報と特開平７
−３３７０７９号公報に開示されている。
【０００３】上記特許の１２０°通電制御方式では、イ
ンバータ相電圧と基準電圧を比較することにより、誘起
電圧のゼロ点を直接検出し、電気角６０°毎に発生する
このゼロ点に基づいて、転流信号を変化させている。
ンバータ相電圧と基準電圧を比較することにより、誘起
電圧のゼロ点を直接検出し、電気角６０°毎に発生する
このゼロ点に基づいて、転流信号を変化させている。
【０００４】一方、上記両公報の１８０°通電制御方式
では、モータ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出
力電圧に対して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との電
位差を増幅して、積分回路に入力し、更に、その積分回
路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処
理して直流成分を除去したローパス信号とを比較するこ
とにより、誘起電圧に対応する回転位置検知信号を得て
いる。この回転位置検知信号は、電気角６０°毎に発生
する。
では、モータ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出
力電圧に対して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との電
位差を増幅して、積分回路に入力し、更に、その積分回
路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処
理して直流成分を除去したローパス信号とを比較するこ
とにより、誘起電圧に対応する回転位置検知信号を得て
いる。この回転位置検知信号は、電気角６０°毎に発生
する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の１２０°通電制
御方式では、モータ負荷や電源電圧が急激に変動する
と、誘起電圧のゼロ点が、インバータ出力電圧領域内に
隠れてしまい検出できなくことがある。このような状態
になると、先ず脱調現象が発生し、インバータシステム
が停止してしまう。又、従来の１２０°通電制御方式で
は、１相当たり誘起電圧が電気角６０°連続して確認で
きるのであるが、モータ運転時の騒音及び振動を低減す
るために、通電角を１５０°程度に設定して運転しよう
とすると、１相当たり電気角３０°分しか連続確認でき
ず、通常運転時においても脱調する危険性が増加すると
共に、乱調等の不安定現象も発生し易くなる。更に、従
来の１２０°通電制御方式は、通電角を１８０°程度に
設定することは殆ど不可能であるという課題があった。
御方式では、モータ負荷や電源電圧が急激に変動する
と、誘起電圧のゼロ点が、インバータ出力電圧領域内に
隠れてしまい検出できなくことがある。このような状態
になると、先ず脱調現象が発生し、インバータシステム
が停止してしまう。又、従来の１２０°通電制御方式で
は、１相当たり誘起電圧が電気角６０°連続して確認で
きるのであるが、モータ運転時の騒音及び振動を低減す
るために、通電角を１５０°程度に設定して運転しよう
とすると、１相当たり電気角３０°分しか連続確認でき
ず、通常運転時においても脱調する危険性が増加すると
共に、乱調等の不安定現象も発生し易くなる。更に、従
来の１２０°通電制御方式は、通電角を１８０°程度に
設定することは殆ど不可能であるという課題があった。
【０００６】一方、従来の１８０°通電制御方式では、
信号を積分回路に通すので、誘起電圧のゼロ点の絶対値
を的確に検出することができず、又、運転状態によって
はゼロ点と回転位置検知信号の位相差が大きく変化する
ため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相
補正調整が困難であると共に、その制御演算が複雑にな
る。又、従来の１８０°通電制御方式は、モータに中性
点出力端子が必要であることと、誘起電圧波形の３次高
調波成分を利用していることとから、正弦波着磁マグネ
ットを使用したモータに適用できないという課題を有し
ていた。
信号を積分回路に通すので、誘起電圧のゼロ点の絶対値
を的確に検出することができず、又、運転状態によって
はゼロ点と回転位置検知信号の位相差が大きく変化する
ため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相
補正調整が困難であると共に、その制御演算が複雑にな
る。又、従来の１８０°通電制御方式は、モータに中性
点出力端子が必要であることと、誘起電圧波形の３次高
調波成分を利用していることとから、正弦波着磁マグネ
ットを使用したモータに適用できないという課題を有し
ていた。
【０００７】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたもので、簡単なシステム構成で機械的又は光学的電
磁ピックアップやＤＣ・ＡＣ電流センサを必要としない
通電角１８０°に極めて近い疑似正弦波駆動運転を可能
とすると共に、電流補償制御による波形整形効果によ
り、機械系の騒音及び振動を一層低減して機械系の防音
及び振動対策を簡略化でき、更に、安価で高能率、高信
頼性及び広範囲の運転領域を実現することができるイン
バータ装置を提供することを目的とする。
れたもので、簡単なシステム構成で機械的又は光学的電
磁ピックアップやＤＣ・ＡＣ電流センサを必要としない
通電角１８０°に極めて近い疑似正弦波駆動運転を可能
とすると共に、電流補償制御による波形整形効果によ
り、機械系の騒音及び振動を一層低減して機械系の防音
及び振動対策を簡略化でき、更に、安価で高能率、高信
頼性及び広範囲の運転領域を実現することができるイン
バータ装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のインバータ装置は、スイッチング素子を含
み、該スイッチング素子の開閉により直流電圧を疑似交
流電圧に変換して、該疑似交流電圧を３相ブラシレスＤ
Ｃモータに出力する直流交流変換手段と、前記疑似交流
電圧を降下させて前記３相ブラシレスＤＣモータの電機
子電流がゼロとなる期間における誘起電圧を検出する電
圧検出手段と、前記直流交流変換手段が出力する前記疑
似交流電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御するＰＷＭ制
御手段とを備えるインバータ装置において、前記電圧検
出手段の誘起電圧検出情報に応じて前記３相ブラシレス
ＤＣモータに供給する電機子電流波形を所定の条件に基
づいて波形整形し、該波形整形の情報を前記ＰＷＭ制御
手段に出力する電流波形補償手段を設けたものである。
め、本発明のインバータ装置は、スイッチング素子を含
み、該スイッチング素子の開閉により直流電圧を疑似交
流電圧に変換して、該疑似交流電圧を３相ブラシレスＤ
Ｃモータに出力する直流交流変換手段と、前記疑似交流
電圧を降下させて前記３相ブラシレスＤＣモータの電機
子電流がゼロとなる期間における誘起電圧を検出する電
圧検出手段と、前記直流交流変換手段が出力する前記疑
似交流電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御するＰＷＭ制
御手段とを備えるインバータ装置において、前記電圧検
出手段の誘起電圧検出情報に応じて前記３相ブラシレス
ＤＣモータに供給する電機子電流波形を所定の条件に基
づいて波形整形し、該波形整形の情報を前記ＰＷＭ制御
手段に出力する電流波形補償手段を設けたものである。
【０００９】又、前記電流波形補償手段は、位相遅れ補
償又は位相進み補償を行うものである。
償又は位相進み補償を行うものである。
【００１０】又、前記電流波形補償手段は、正弦波関数
の電気角θ又は位相角ψを所定の演算式に基づいて変化
させるものである。
の電気角θ又は位相角ψを所定の演算式に基づいて変化
させるものである。
【００１１】又、前記演算式は１次以上の多項式である
ものである。
ものである。
【００１２】又、前記多項式の係数を常時一定値とする
ものである。
ものである。
【００１３】又、前記多項式の係数を前記電気角θの絶
対値に基づいて変化させるものである。
対値に基づいて変化させるものである。
【００１４】又、前記多項式の係数を前記３相ブラシレ
スＤＣモータの回転速度に基づいて変化させるものであ
る。
スＤＣモータの回転速度に基づいて変化させるものであ
る。
【００１５】又、前記多項式の係数を前記３相ブラシレ
スＤＣモータの回転トルクに基づいて変化させるもので
ある。
スＤＣモータの回転トルクに基づいて変化させるもので
ある。
【００１６】又、前記回転トルクの増加に伴い前記電流
波形補償手段の位相進み補償を大きくするように、前記
多項式の係数を変化させるものである。
波形補償手段の位相進み補償を大きくするように、前記
多項式の係数を変化させるものである。
【００１７】又、前記多項式の係数を前記直流電圧に基
づいて変化させるものである。
づいて変化させるものである。
【００１８】又、前記回転トルクを、前記３相ブラシレ
スＤＣモータの回転速度と、前記直流電圧と、前記ＰＷ
Ｍ制御のＰＷＭパルス幅とにより推定演算するものであ
る。
スＤＣモータの回転速度と、前記直流電圧と、前記ＰＷ
Ｍ制御のＰＷＭパルス幅とにより推定演算するものであ
る。
【００１９】又、前記電機子電流がゼロとなる期間にお
いて、正弦波関数の電気角θと位相角ψを、夫々、所定
値に設定するものである。
いて、正弦波関数の電気角θと位相角ψを、夫々、所定
値に設定するものである。
【００２０】又、前記電気角θと前記位相角ψを夫々の
前記所定値に設定する時点は、前記３相ブラシレスＤＣ
モータの誘起電圧がゼロ点に最も近接した時点であるも
のである。
前記所定値に設定する時点は、前記３相ブラシレスＤＣ
モータの誘起電圧がゼロ点に最も近接した時点であるも
のである。
【００２１】又、前記所定値が、前記電圧検出手段の前
記誘起電圧検出情報に基づく変数であるものである。
記誘起電圧検出情報に基づく変数であるものである。
【００２２】又、通電角を１８０°未満としたものであ
る。
る。
【００２３】又、民生用又は業務用のインバータ空調機
器に適用したものである。
器に適用したものである。
【００２４】又、１ピストンロータリ圧縮機と、運転時
の振動を抑制するトルク制御器とを備える空調機器に適
用したものである。
の振動を抑制するトルク制御器とを備える空調機器に適
用したものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の一実施形態を図
面を参照して説明する。図１は、本実施形態のインバー
タ装置の制御ブロック図である。本実施形態のインバー
タ装置は、３相ブラシレスＤＣモータ（ＢＤＭ）５を回
転数制御する。図１において、インバータ装置は、３相
ブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧を検出する電圧検出
手段１と、電流波形補償手段２と、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）制御手段３と、高速に開閉する６個のスイッチング
素子で構成された直流交流変換手段４とを備える。
面を参照して説明する。図１は、本実施形態のインバー
タ装置の制御ブロック図である。本実施形態のインバー
タ装置は、３相ブラシレスＤＣモータ（ＢＤＭ）５を回
転数制御する。図１において、インバータ装置は、３相
ブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧を検出する電圧検出
手段１と、電流波形補償手段２と、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）制御手段３と、高速に開閉する６個のスイッチング
素子で構成された直流交流変換手段４とを備える。
【００２６】直流交流変換手段４は、直流電力を疑似交
流電力に変換して３相ブラシレスＤＣモータ５に出力す
る一方、電圧検出手段１は誘起電圧のゼロ点を検出する
機能を有する。又、ＰＷＭ制御手段３は、３相ブラシレ
スＤＣモータ５を回転数制御するための印加電圧、周波
数と位相を制御するＰＷＭデューティを出力する。
流電力に変換して３相ブラシレスＤＣモータ５に出力す
る一方、電圧検出手段１は誘起電圧のゼロ点を検出する
機能を有する。又、ＰＷＭ制御手段３は、３相ブラシレ
スＤＣモータ５を回転数制御するための印加電圧、周波
数と位相を制御するＰＷＭデューティを出力する。
【００２７】図１において、電圧検出手段１は、３相ブ
ラシレスＤＣモータ５の誘起電圧を降下させて電圧サン
プリングし、そのサンプリング電圧から誘起電圧のゼロ
点位置を演算する。電圧検出手段１は、そのゼロ点位置
情報を電流波形補償手段２に出力し、電流波形補償手段
２は、そのゼロ点位置情報に基づいて正弦波関数を演算
する。正弦波関数は、インバータ駆動周波数の電気角θ
と位相角ψの線形関数より成り、３相ブラシレスＤＣモ
ータ５の回転位相情報を含む。電流波形補償手段２は、
３相ブラシレスＤＣモータ５の回転位相情報を含むこの
正弦波関数を電気角６０度毎にＰＷＭ制御手段３に出力
し、ＰＷＭ制御手段３は、ＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭベ
ースパターン信号（以下、「ベースＰＴＮ」と略す）を
直流交流変換手段４に出力する。
ラシレスＤＣモータ５の誘起電圧を降下させて電圧サン
プリングし、そのサンプリング電圧から誘起電圧のゼロ
点位置を演算する。電圧検出手段１は、そのゼロ点位置
情報を電流波形補償手段２に出力し、電流波形補償手段
２は、そのゼロ点位置情報に基づいて正弦波関数を演算
する。正弦波関数は、インバータ駆動周波数の電気角θ
と位相角ψの線形関数より成り、３相ブラシレスＤＣモ
ータ５の回転位相情報を含む。電流波形補償手段２は、
３相ブラシレスＤＣモータ５の回転位相情報を含むこの
正弦波関数を電気角６０度毎にＰＷＭ制御手段３に出力
し、ＰＷＭ制御手段３は、ＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭベ
ースパターン信号（以下、「ベースＰＴＮ」と略す）を
直流交流変換手段４に出力する。
【００２８】直流電圧が直流交流変換手段４に入力さ
れ、直流交流変換手段４は、ベースＰＴＮに基づいて周
波数と位相が可変の疑似交流電圧に変換して、この疑似
交流電圧を３相ブラシレスＤＣモータ５に出力する。３
相ブラシレスＤＣモータ５の回転数は、直流交流変換手
段４から出力される疑似交流電圧の周波数と位相角（以
下、「インバータ周波数」と呼ぶ）を変化させることに
より制御される。このインバータ周波数は電流波形補償
手段２によって制御される。
れ、直流交流変換手段４は、ベースＰＴＮに基づいて周
波数と位相が可変の疑似交流電圧に変換して、この疑似
交流電圧を３相ブラシレスＤＣモータ５に出力する。３
相ブラシレスＤＣモータ５の回転数は、直流交流変換手
段４から出力される疑似交流電圧の周波数と位相角（以
下、「インバータ周波数」と呼ぶ）を変化させることに
より制御される。このインバータ周波数は電流波形補償
手段２によって制御される。
【００２９】１２０°通電制御の場合、ＰＷＭ制御手段
３は、直流交流変換手段４のスイッチング素子を開閉す
る６通りのベースＰＴＮを出力し、その６通りのベース
ＰＴＮにより直流交流変換手段４のスイッチング素子が
開閉されることにより、直流交流変換手段４から出力さ
れるインバータ周波数が制御される。
３は、直流交流変換手段４のスイッチング素子を開閉す
る６通りのベースＰＴＮを出力し、その６通りのベース
ＰＴＮにより直流交流変換手段４のスイッチング素子が
開閉されることにより、直流交流変換手段４から出力さ
れるインバータ周波数が制御される。
【００３０】６通りのベースＰＴＮについて説明する。
６通りのベースＰＴＮとは、直流交流変換手段４のスイ
ッチング素子を駆動するためのパルス信号である。ベー
スＰＴＮは、インバータ電気角１周期おいて６個の基本
的なパターンＰＴＮ１〜ＰＴＮ６を有し、ベースＰＴＮ
の１周期の逆数がインバータ周波数となる。
６通りのベースＰＴＮとは、直流交流変換手段４のスイ
ッチング素子を駆動するためのパルス信号である。ベー
スＰＴＮは、インバータ電気角１周期おいて６個の基本
的なパターンＰＴＮ１〜ＰＴＮ６を有し、ベースＰＴＮ
の１周期の逆数がインバータ周波数となる。
【００３１】実際、３相ブラシレスＤＣモータ５の回転
数を変更させる手法として、ＰＷＭ制御手段４が、電流
波形補償手段２の回転位相情報に基づいて直流交流変換
手段４のインバータ周波数を変化させることにより、３
相ブラシレスＤＣモータ５の回転数を制御する。３相ブ
ラシレスＤＣモータ５の磁極位置は、誘起電圧のゼロ点
からは、電機子反作用の影響により直接確定することは
できず、両者間には位相差が生じる。この位相差は、運
転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧のゼロ
点からマイクロコンピュータの演算により特定するのは
困難である。しかしながら、真の磁極位置を特定するこ
とができなくても、誘起電圧のゼロ点のみにより３相ブ
ラシレスＤＣモータ５の回転数を制御することは十分可
能であり、むしろ誘起電圧に依存する方が制御面から見
て望ましいと考えられる。
数を変更させる手法として、ＰＷＭ制御手段４が、電流
波形補償手段２の回転位相情報に基づいて直流交流変換
手段４のインバータ周波数を変化させることにより、３
相ブラシレスＤＣモータ５の回転数を制御する。３相ブ
ラシレスＤＣモータ５の磁極位置は、誘起電圧のゼロ点
からは、電機子反作用の影響により直接確定することは
できず、両者間には位相差が生じる。この位相差は、運
転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧のゼロ
点からマイクロコンピュータの演算により特定するのは
困難である。しかしながら、真の磁極位置を特定するこ
とができなくても、誘起電圧のゼロ点のみにより３相ブ
ラシレスＤＣモータ５の回転数を制御することは十分可
能であり、むしろ誘起電圧に依存する方が制御面から見
て望ましいと考えられる。
【００３２】図１１は、３相ブラシレスＤＣモータ５の
等価回路図である。Ｒ１は巻線一次抵抗、Ｌｕ、Ｌｖと
Ｌｗは各相のインダクタンス、Ｅｕ、ＥｖとＥｗは各相
の界磁誘起電圧、又、Ｉｕ、ＩｖとＩｗは各相の相電流
を指す。ここで、界磁誘起電圧とは、３相ブラシレスＤ
Ｃモータ５が回転した時に、マグネット（界磁）のみに
より発生する誘起電圧を意味する。図１１において、Ｗ
−Ｖ相間に直流電圧ＶＤＣが印加されている場合を考え
る。この時、Ｗ相の電位はＶＤＣ、Ｖ相の電位は０、Ｕ
相は開放端子となり誘起電圧Ｖｕを観測することができ
る。Ｗ−Ｖ相間の電位差は、ＶＤＣと０Ｖを交互に繰り
返すことでＰＷＭ制御を行う。又、Ｗ−Ｖ相間の電位差
が常にＶＤＣである場合は、パルス振幅変調（ＰＡＭ）
制御となる。
等価回路図である。Ｒ１は巻線一次抵抗、Ｌｕ、Ｌｖと
Ｌｗは各相のインダクタンス、Ｅｕ、ＥｖとＥｗは各相
の界磁誘起電圧、又、Ｉｕ、ＩｖとＩｗは各相の相電流
を指す。ここで、界磁誘起電圧とは、３相ブラシレスＤ
Ｃモータ５が回転した時に、マグネット（界磁）のみに
より発生する誘起電圧を意味する。図１１において、Ｗ
−Ｖ相間に直流電圧ＶＤＣが印加されている場合を考え
る。この時、Ｗ相の電位はＶＤＣ、Ｖ相の電位は０、Ｕ
相は開放端子となり誘起電圧Ｖｕを観測することができ
る。Ｗ−Ｖ相間の電位差は、ＶＤＣと０Ｖを交互に繰り
返すことでＰＷＭ制御を行う。又、Ｗ−Ｖ相間の電位差
が常にＶＤＣである場合は、パルス振幅変調（ＰＡＭ）
制御となる。
【００３３】この時の誘起電圧Ｖｕの電圧波形は図９の
誘起電圧１５に対応している。図９の相電流ＯＦＦ開始
角２３と相電流ＯＦＦ終了角２４の区間は、Ｗ−Ｖ相に
直流電圧ＶＤＣが印加されてＰＷＭ制御が行われてい
る。
誘起電圧１５に対応している。図９の相電流ＯＦＦ開始
角２３と相電流ＯＦＦ終了角２４の区間は、Ｗ−Ｖ相に
直流電圧ＶＤＣが印加されてＰＷＭ制御が行われてい
る。
【００３４】ＰＷＭ制御手段３では、電流波形補償手段
２の出力である回転位相情報に基づいて、６通りのベー
スＰＴＮであるＰＴＮ１〜ＰＴＮ６を出力する。直流交
流変換手段４は、６個のスイッチング素子を有し、Ｕ
相、Ｖ相とＷ相に対して、夫々、上アームに１個のスイ
ッチング素子、下アームに１個のスイッチング素子を備
える。
２の出力である回転位相情報に基づいて、６通りのベー
スＰＴＮであるＰＴＮ１〜ＰＴＮ６を出力する。直流交
流変換手段４は、６個のスイッチング素子を有し、Ｕ
相、Ｖ相とＷ相に対して、夫々、上アームに１個のスイ
ッチング素子、下アームに１個のスイッチング素子を備
える。
【００３５】ＰＴＮ１では、Ｗ相上アームスイッチング
素子と、Ｖ相下アームスイッチング素子が通電される。
ＰＴＮ２では、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｖ相
下アームスイッチング素子が通電される。ＰＴＮ３で
は、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｗ相下アームス
イッチング素子が通電される。ＰＴＮ４では、Ｖ相上ア
ームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素
子が通電される。ＰＴＮ５では、Ｖ相上アームスイッチ
ング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素子が通電され
る。ＰＴＮ６では、Ｗ相上アームスイッチング素子と、
Ｕ相下アームスイッチング素子が通電される。
素子と、Ｖ相下アームスイッチング素子が通電される。
ＰＴＮ２では、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｖ相
下アームスイッチング素子が通電される。ＰＴＮ３で
は、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｗ相下アームス
イッチング素子が通電される。ＰＴＮ４では、Ｖ相上ア
ームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素
子が通電される。ＰＴＮ５では、Ｖ相上アームスイッチ
ング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素子が通電され
る。ＰＴＮ６では、Ｗ相上アームスイッチング素子と、
Ｕ相下アームスイッチング素子が通電される。
【００３６】ベースＰＴＮの転流切換は、電流波形補償
手段２の回転位相情報に基づいて行われる。電流波形補
償手段２は、３相ブラシレスＤＣモータ５の３相誘起電
圧のゼロ点を演算する。３相ブラシレスＤＣモータ５が
等速回転をおこなっていれば、ゼロ点は、ほぼ電気角６
０°毎に発生する。ＰＷＭ制御手段３は、電流波形補償
手段２の回転位相情報に基づいてベースＰＴＮをＰＴＮ
１→ＰＴＮ２→…→ＰＴＮ６→ＰＴＮ１のように順次切
換える。
手段２の回転位相情報に基づいて行われる。電流波形補
償手段２は、３相ブラシレスＤＣモータ５の３相誘起電
圧のゼロ点を演算する。３相ブラシレスＤＣモータ５が
等速回転をおこなっていれば、ゼロ点は、ほぼ電気角６
０°毎に発生する。ＰＷＭ制御手段３は、電流波形補償
手段２の回転位相情報に基づいてベースＰＴＮをＰＴＮ
１→ＰＴＮ２→…→ＰＴＮ６→ＰＴＮ１のように順次切
換える。
【００３７】１２０°通電制御を用いて３相ブラシレス
ＤＣモータ５を駆動した時の１相当たりの電流波形であ
る相電流８を図３に示す。図３は、電気角θに対する相
電流を示すもので、１２０°通電制御の場合、電流の全
く流れない（「相電流ＯＦＦ」と定義）６０°区間が電
気角１周期当たり２回存在する。３相合計では６回であ
り、この区間では、電流ＯＦＦとなっている相（Ｕ相、
Ｖ相とＷ相の内の１相）の３相ブラシレスＤＣモータ５
の誘起電圧を確認することができ、又、そのゼロ点を見
つけることができる。
ＤＣモータ５を駆動した時の１相当たりの電流波形であ
る相電流８を図３に示す。図３は、電気角θに対する相
電流を示すもので、１２０°通電制御の場合、電流の全
く流れない（「相電流ＯＦＦ」と定義）６０°区間が電
気角１周期当たり２回存在する。３相合計では６回であ
り、この区間では、電流ＯＦＦとなっている相（Ｕ相、
Ｖ相とＷ相の内の１相）の３相ブラシレスＤＣモータ５
の誘起電圧を確認することができ、又、そのゼロ点を見
つけることができる。
【００３８】１２０°通電制御の通電角を拡張したもの
を図４に示す。図４では、通電角をＷｘとしている。Ｗ
ｘ＝１２０°とすれば、図４は図３と等しくなる。図４
において、 Ｗｘ＜１８０° が満たされると、３相ブラシレスＤＣモータ５の誘起電
圧を確認できるため、３相ブラシレスＤＣモータ５に位
置センサを設置する必要のない運転が可能である。
を図４に示す。図４では、通電角をＷｘとしている。Ｗ
ｘ＝１２０°とすれば、図４は図３と等しくなる。図４
において、 Ｗｘ＜１８０° が満たされると、３相ブラシレスＤＣモータ５の誘起電
圧を確認できるため、３相ブラシレスＤＣモータ５に位
置センサを設置する必要のない運転が可能である。
【００３９】１５０°＜Ｗｘ＜１８０° とする場合には、１２０°通電制御で説明した６通りの
ベースＰＴＮに加えて、３相正弦波駆動用ベースＰＴＮ
を追加する。基本的には、３相の内のどれか１相でも電
流ＯＦＦとなる区間（６０°毎に発生）では、１２０°
通電制御用のベースＰＴＮを使用する。その他の区間で
は３相正弦波駆動用ベースＰＴＮを使用する。３相正弦
波駆動用ベースＰＴＮについては、通常の３相正弦波Ｐ
ＷＭ制御として公知技術であるので、ここでは詳細な説
明を省略する。
ベースＰＴＮに加えて、３相正弦波駆動用ベースＰＴＮ
を追加する。基本的には、３相の内のどれか１相でも電
流ＯＦＦとなる区間（６０°毎に発生）では、１２０°
通電制御用のベースＰＴＮを使用する。その他の区間で
は３相正弦波駆動用ベースＰＴＮを使用する。３相正弦
波駆動用ベースＰＴＮについては、通常の３相正弦波Ｐ
ＷＭ制御として公知技術であるので、ここでは詳細な説
明を省略する。
【００４０】図４において、 Ｗｘ＜１８０° の時、誘起電圧のゼロ点の特定法について説明する。図
９は、図４に対応しており、３相ブラシレスＤＣモータ
５の誘起電圧を模式的に示す。図９には、誘起電圧１
５、ゼロ点１６、サンプリング電圧１７、基準電圧１８
等を図示しており、図４の相電流がＵ相であれば、誘起
電圧１５もＵ相に対応する。
９は、図４に対応しており、３相ブラシレスＤＣモータ
５の誘起電圧を模式的に示す。図９には、誘起電圧１
５、ゼロ点１６、サンプリング電圧１７、基準電圧１８
等を図示しており、図４の相電流がＵ相であれば、誘起
電圧１５もＵ相に対応する。
【００４１】相電流ＯＦＦ開始角２３（＝−Ｘ）〜相電
流ＯＦＦ終了角２４（＝Ｘ）は、３相ブラシレスＤＣモ
ータ５の誘起電圧１５を確認できる区間である。このよ
うな誘起電圧１５を確認できるのは、３相分で考えると
電気角６０°の領域毎に一回である。なお、リカバリ電
流回復角２２（＝Ｒｘ）（≧０）の区間では、回生電流
が流れているため、誘起電圧１５をサンプリングするこ
とができないので、 −Ｘ＋Ｒｘ＜サンプリング可能角＜Ｘ である。ここで、Ｘ＝（１８０°−Ｗｘ）／２である。
流ＯＦＦ終了角２４（＝Ｘ）は、３相ブラシレスＤＣモ
ータ５の誘起電圧１５を確認できる区間である。このよ
うな誘起電圧１５を確認できるのは、３相分で考えると
電気角６０°の領域毎に一回である。なお、リカバリ電
流回復角２２（＝Ｒｘ）（≧０）の区間では、回生電流
が流れているため、誘起電圧１５をサンプリングするこ
とができないので、 −Ｘ＋Ｒｘ＜サンプリング可能角＜Ｘ である。ここで、Ｘ＝（１８０°−Ｗｘ）／２である。
【００４２】電圧検出手段１の回路構成を図２に示す。
電圧検出手段１は、素子６ａと素子６ｂを含む抵抗素子
６とコンデンサ素子７で構成される。コンデンサ素子７
は通常無くてもよいが、ノイズ除去用として誘起電圧１
５の波形がなまらない小さな時定数であればコンデンサ
素子７を用いてもよい。直流交流変換手段４に入力され
ている直流電圧は、電圧値ＶＤＣを持つとすると、抵抗
素子６で決まる分圧比ｋにより、誘起電圧１５の振幅値
は（ｋ＊ＶＤＣ）となる。なお、図９及び図１０の説明
の中では、簡単のため以降、ｋ＝１とする。
電圧検出手段１は、素子６ａと素子６ｂを含む抵抗素子
６とコンデンサ素子７で構成される。コンデンサ素子７
は通常無くてもよいが、ノイズ除去用として誘起電圧１
５の波形がなまらない小さな時定数であればコンデンサ
素子７を用いてもよい。直流交流変換手段４に入力され
ている直流電圧は、電圧値ＶＤＣを持つとすると、抵抗
素子６で決まる分圧比ｋにより、誘起電圧１５の振幅値
は（ｋ＊ＶＤＣ）となる。なお、図９及び図１０の説明
の中では、簡単のため以降、ｋ＝１とする。
【００４３】電圧検出手段１の動作を説明する。電圧検
出手段１は、誘起電圧１５をサンプリングして、デジタ
ル値Ｖ０に変換する。ウエイト角ＴＳ０を用いると、電
気角−Ｘ＋ＴＳ０のポイントにおいて、サンプリング電
圧１７を得る。ここで、ＴＳ０は、ＰＷＭのＯＮ区間２
０（＝ＴＯＮ）の部分でサンプリングするような数値を
与える。図９では、サンプリング電圧１７の位置もＰＷ
ＭのＯＮ区間２０に相当している。従って、ＰＷＭのＯ
ＦＦ区間１９（＝ＴＯＦＦ）の区間では、電圧サンプリ
ングを実施しない。
出手段１は、誘起電圧１５をサンプリングして、デジタ
ル値Ｖ０に変換する。ウエイト角ＴＳ０を用いると、電
気角−Ｘ＋ＴＳ０のポイントにおいて、サンプリング電
圧１７を得る。ここで、ＴＳ０は、ＰＷＭのＯＮ区間２
０（＝ＴＯＮ）の部分でサンプリングするような数値を
与える。図９では、サンプリング電圧１７の位置もＰＷ
ＭのＯＮ区間２０に相当している。従って、ＰＷＭのＯ
ＦＦ区間１９（＝ＴＯＦＦ）の区間では、電圧サンプリ
ングを実施しない。
【００４４】又、ここで、 ＴＳ０＞Ｒｘ を満たす。誘起電圧１５のゼロ点は、ゼロ点１６である
ので、サンプリング電圧１７の電圧Ｖ０は次の関係を満
たす。 Ｖ０＝ＶＤＣ／２ 電圧検出手段１は、サンプリング電圧１７のゼロ点時間
情報Ｔｎを電流波形補償手段２に出力する。ここで、ｎ
は、１〜６の整数であり、各々ベースＰＴＮ１〜ＰＴＮ
６に対応しており、ベースＰＴＮｎの更新と共にゼロ点
時間情報Ｔｎも順次更新される。
ので、サンプリング電圧１７の電圧Ｖ０は次の関係を満
たす。 Ｖ０＝ＶＤＣ／２ 電圧検出手段１は、サンプリング電圧１７のゼロ点時間
情報Ｔｎを電流波形補償手段２に出力する。ここで、ｎ
は、１〜６の整数であり、各々ベースＰＴＮ１〜ＰＴＮ
６に対応しており、ベースＰＴＮｎの更新と共にゼロ点
時間情報Ｔｎも順次更新される。
【００４５】図１０も、３相ブラシレスＤＣモータ５の
誘起電圧を模式的に示す。図９との相違点は、誘起電圧
検出領域において、ゼロ点１６が存在しないことであ
る。この場合、電圧検出手段１は、サンプリング電圧２
５の点において、サンプリング電圧２６（＝Ｖ０）か
ら、以下の演算式により誤差電圧２７（＝ΔＶ０）を得
る。 ΔＶ０＝Ｖ０−ＶＤＣ／２
誘起電圧を模式的に示す。図９との相違点は、誘起電圧
検出領域において、ゼロ点１６が存在しないことであ
る。この場合、電圧検出手段１は、サンプリング電圧２
５の点において、サンプリング電圧２６（＝Ｖ０）か
ら、以下の演算式により誤差電圧２７（＝ΔＶ０）を得
る。 ΔＶ０＝Ｖ０−ＶＤＣ／２
【００４６】そのΔＶ０と、インバータ角周波数ω１
と、３相ブラシレスＤＣモータ５のマグネット誘起電圧
定数Ｅ０とを用いて、位置誤差角２８（＝Δθ０）が ｜Δθ０｜≒０ であれば、 と演算する。この式は、Ｅ０が分かれば、ω１とΔＶ０
を用いてゼロ点との位置誤差角Δθ０を特定できること
を意味している。Δθ０が分かれば、電圧検出手段１
は、サンプリング電圧２５の位置角と位置誤差角２８
（＝Δθ０）とにより、ゼロ点１６の時間情報Ｔｎを算
出し、Ｔｎを電流波形補償手段２に出力する。なお、図
１０のように制御する時には進角制御を強化することが
できるので、３相ブラシレスＤＣモータ５の高速限界を
向上でき、弱めの界磁により端子電圧を低下すると共に
鉄損を減少する働きを有する。
と、３相ブラシレスＤＣモータ５のマグネット誘起電圧
定数Ｅ０とを用いて、位置誤差角２８（＝Δθ０）が ｜Δθ０｜≒０ であれば、 と演算する。この式は、Ｅ０が分かれば、ω１とΔＶ０
を用いてゼロ点との位置誤差角Δθ０を特定できること
を意味している。Δθ０が分かれば、電圧検出手段１
は、サンプリング電圧２５の位置角と位置誤差角２８
（＝Δθ０）とにより、ゼロ点１６の時間情報Ｔｎを算
出し、Ｔｎを電流波形補償手段２に出力する。なお、図
１０のように制御する時には進角制御を強化することが
できるので、３相ブラシレスＤＣモータ５の高速限界を
向上でき、弱めの界磁により端子電圧を低下すると共に
鉄損を減少する働きを有する。
【００４７】さて、図１において、電圧検出手段１がゼ
ロ点位置情報を電流波形補償手段２に出力後、電流波形
補償手段２は、ゼロ点位置情報に基づいて正弦波関数を
演算する。この正弦波関数は、３相ブラシレスＤＣモー
タ５の回転位置情報を有しており、３相ブラシレスＤＣ
モータ５を脱調無く運転する上で極めて重要な働きをす
る。
ロ点位置情報を電流波形補償手段２に出力後、電流波形
補償手段２は、ゼロ点位置情報に基づいて正弦波関数を
演算する。この正弦波関数は、３相ブラシレスＤＣモー
タ５の回転位置情報を有しており、３相ブラシレスＤＣ
モータ５を脱調無く運転する上で極めて重要な働きをす
る。
【００４８】以下に、電流波形補償手段２の動作を詳細
に説明する。電流波形補償手段２は、基本的な要素とし
て電気角θと位相角ψｊで構成される１次以上の次数を
もつ多項線形関数を有し、その線形関数より正弦波関数
を演算する。数式で表せば、 Ｉｍ＝Σ（Ａｊ・ｓｉｎ（Ｋｊ・（θ＋ψｊ））） である。ここで、ｊは１以上の整数、Ｉｍは、ＰＷＭ制
御手段３に出力される３相ブラシレスＤＣモータ５の回
転位相情報であり、Ａｊはその振幅、Ｋｊは係数を表
す。
に説明する。電流波形補償手段２は、基本的な要素とし
て電気角θと位相角ψｊで構成される１次以上の次数を
もつ多項線形関数を有し、その線形関数より正弦波関数
を演算する。数式で表せば、 Ｉｍ＝Σ（Ａｊ・ｓｉｎ（Ｋｊ・（θ＋ψｊ））） である。ここで、ｊは１以上の整数、Ｉｍは、ＰＷＭ制
御手段３に出力される３相ブラシレスＤＣモータ５の回
転位相情報であり、Ａｊはその振幅、Ｋｊは係数を表
す。
【００４９】ＰＷＭ制御手段３は、回転位相情報Ｉｍに
基づいてＰＷＭベースＰＴＮを算出し、直流交流変換手
段４に出力する。直流交流変換手段４は、そのＰＷＭベ
ースＰＴＮに基づいて直流電圧をＰＷＭして、３相疑似
交流電圧を３相ブラシレスＤＣモータ５に供給する。こ
れにより、３相ブラシレスＤＣモータ５を、その電機子
電流がほぼＩｍと等しくなるように作動させることがで
きる。
基づいてＰＷＭベースＰＴＮを算出し、直流交流変換手
段４に出力する。直流交流変換手段４は、そのＰＷＭベ
ースＰＴＮに基づいて直流電圧をＰＷＭして、３相疑似
交流電圧を３相ブラシレスＤＣモータ５に供給する。こ
れにより、３相ブラシレスＤＣモータ５を、その電機子
電流がほぼＩｍと等しくなるように作動させることがで
きる。
【００５０】電気角θの演算法について説明する。直流
交流変換手段４の出力する疑似交流電圧の角周波数ω
１、疑似交流電圧の周期Ｔ、円周率πと運転経過時間ｔ
を用いて、 θ＝ω１・ｔ ω１＝２π／Ｔ と表すことができる。又、周期Ｔは、電圧検出手段１か
ら出力されるゼロ点時間情報Ｔｎを用いて、 Ｔ＝（Ｔｎ＋１−Ｔｎ）・６ により計算することができる。上式で、ｎ＝６の時は、
ｎ＋１＝７となるが、 Ｔ７＝Ｔ１である。又、周期Ｔは、 Ｔ＝（Ｔｎ＋２−Ｔｎ）・３ Ｔ＝（Ｔｎ＋３−Ｔｎ）・２ Ｔ＝（Ｔｎ＋６−Ｔｎ） 等でも計算することができる。
交流変換手段４の出力する疑似交流電圧の角周波数ω
１、疑似交流電圧の周期Ｔ、円周率πと運転経過時間ｔ
を用いて、 θ＝ω１・ｔ ω１＝２π／Ｔ と表すことができる。又、周期Ｔは、電圧検出手段１か
ら出力されるゼロ点時間情報Ｔｎを用いて、 Ｔ＝（Ｔｎ＋１−Ｔｎ）・６ により計算することができる。上式で、ｎ＝６の時は、
ｎ＋１＝７となるが、 Ｔ７＝Ｔ１である。又、周期Ｔは、 Ｔ＝（Ｔｎ＋２−Ｔｎ）・３ Ｔ＝（Ｔｎ＋３−Ｔｎ）・２ Ｔ＝（Ｔｎ＋６−Ｔｎ） 等でも計算することができる。
【００５１】上式のＡｊ、Ｋｊとψｊは、インバータの
運転条件又は３相ブラシレスＤＣモータ５の電気的特性
仕様、機械的特性仕様、定格容量、負荷容量、使用温度
範囲、用途等に応じて、運転中常時一定値もしくは可変
値に設定してもよい。特に、直流交流変換手段４の直流
電圧、３相ブラシレスＤＣモータ５の回転速度、回転ト
ルクと電気角θに応じて、夫々最適な振幅Ａｊ、係数Ｋ
ｊと位相角ψｊを選択すればよい。
運転条件又は３相ブラシレスＤＣモータ５の電気的特性
仕様、機械的特性仕様、定格容量、負荷容量、使用温度
範囲、用途等に応じて、運転中常時一定値もしくは可変
値に設定してもよい。特に、直流交流変換手段４の直流
電圧、３相ブラシレスＤＣモータ５の回転速度、回転ト
ルクと電気角θに応じて、夫々最適な振幅Ａｊ、係数Ｋ
ｊと位相角ψｊを選択すればよい。
【００５２】これら振幅Ａｊ、係数Ｋｊと位相角ψｊの
設定値により、電流波形補償手段２は、ＰＷＭ制御手段
３と直流交流変換手段４の処理を通じて、３相ブラシレ
スＤＣモータ５のロータ位置に対して、位相遅れ電流及
び位相進み電流を自由に供給することができる。
設定値により、電流波形補償手段２は、ＰＷＭ制御手段
３と直流交流変換手段４の処理を通じて、３相ブラシレ
スＤＣモータ５のロータ位置に対して、位相遅れ電流及
び位相進み電流を自由に供給することができる。
【００５３】更に、運転性能を高めるために、電気角６
０度毎に正弦波関数の電気角θと位相角ψｊを所定値に
設定することもできる。図９の相電流ＯＦＦ開始角２３
〜相電流ＯＦＦ終了角２４の期間内又は図１０の相電流
ＯＦＦ開始角２３〜相電流ＯＦＦ終了角２４の期間内の
任意の点において、ｎ＝１〜６の整数に対して、 θ（度）＝６０°・（ｎ−１） ψｊ＝ψ０ｎ 上記ｎはベースＰＴＮｎに対応するものである。ここ
で、ψ０ｎは、初期位相角であり、ＰＴＮｎに応じてそ
の値を変更してもよいし、変化させてもよい。
０度毎に正弦波関数の電気角θと位相角ψｊを所定値に
設定することもできる。図９の相電流ＯＦＦ開始角２３
〜相電流ＯＦＦ終了角２４の期間内又は図１０の相電流
ＯＦＦ開始角２３〜相電流ＯＦＦ終了角２４の期間内の
任意の点において、ｎ＝１〜６の整数に対して、 θ（度）＝６０°・（ｎ−１） ψｊ＝ψ０ｎ 上記ｎはベースＰＴＮｎに対応するものである。ここ
で、ψ０ｎは、初期位相角であり、ＰＴＮｎに応じてそ
の値を変更してもよいし、変化させてもよい。
【００５４】又、上記所定値への設定は、誘起電圧１５
が可能な限り図９及び図１０中のゼロ点１６に最も近い
時点で行うのが望ましく、そうすることにより制御安定
度を更に向上することができる。
が可能な限り図９及び図１０中のゼロ点１６に最も近い
時点で行うのが望ましく、そうすることにより制御安定
度を更に向上することができる。
【００５５】上述の制御法を使用して３相ブラシレスＤ
Ｃモータ５を駆動させた時の電機子電流波形の一例を図
５乃至図８に示す。図５の相電流１１は位相進み補償を
適用した時の波形であり、図６の相電流１２は位相遅れ
補償を適用した場合である。
Ｃモータ５を駆動させた時の電機子電流波形の一例を図
５乃至図８に示す。図５の相電流１１は位相進み補償を
適用した時の波形であり、図６の相電流１２は位相遅れ
補償を適用した場合である。
【００５６】定数の設定条件としては、（１）Ａｊ＝可
変値、（２）Ｋ１＝１、Ｋ２〜Ｋｊ＝可変値、（３）ψ
ｊ＝可変値と（４）θ＝所定値の４条件がある。この
時、図５中の通電角Ｗｘ１は、図４の通電角Ｗｘより小
さめになり、位相進み補償をより効果的に行うことがで
き、図６の場合には、位相遅れ補償をより大きくでき
る。なお、図４の相電流１０の波形は、（１）Ａｊ＝可
変値、（２）Ｋ１＝１、Ｋ２〜Ｋｊ＝０、（３）ψｊ＝
０と（４）θ＝所定値としている。
変値、（２）Ｋ１＝１、Ｋ２〜Ｋｊ＝可変値、（３）ψ
ｊ＝可変値と（４）θ＝所定値の４条件がある。この
時、図５中の通電角Ｗｘ１は、図４の通電角Ｗｘより小
さめになり、位相進み補償をより効果的に行うことがで
き、図６の場合には、位相遅れ補償をより大きくでき
る。なお、図４の相電流１０の波形は、（１）Ａｊ＝可
変値、（２）Ｋ１＝１、Ｋ２〜Ｋｊ＝０、（３）ψｊ＝
０と（４）θ＝所定値としている。
【００５７】図７の相電流１３の場合には、図５の条件
において、（１）Ａｊ＝可変値、（２）Ｋ１＝１、Ｋ２
＝２、Ｋ３〜Ｋｊ＝０、（３）ψｊ＝０と（４）θ＝所
定値としたものである。又、図８の相電流１４の場合に
は、図６の条件において、（１）Ａｊ＝可変値、（２）
Ｋ１＝１、Ｋ２＝−２、Ｋ３〜Ｋｊ＝０、（３）ψｊ＝
０と（４）θ＝所定値としたものである。このように、
振幅Ａｊ、係数Ｋｊと位相角ψｊを設定することによ
り、任意の回転位相情報Ｉｍを極めて簡単に作製するこ
とができる。
において、（１）Ａｊ＝可変値、（２）Ｋ１＝１、Ｋ２
＝２、Ｋ３〜Ｋｊ＝０、（３）ψｊ＝０と（４）θ＝所
定値としたものである。又、図８の相電流１４の場合に
は、図６の条件において、（１）Ａｊ＝可変値、（２）
Ｋ１＝１、Ｋ２＝−２、Ｋ３〜Ｋｊ＝０、（３）ψｊ＝
０と（４）θ＝所定値としたものである。このように、
振幅Ａｊ、係数Ｋｊと位相角ψｊを設定することによ
り、任意の回転位相情報Ｉｍを極めて簡単に作製するこ
とができる。
【００５８】又、３相ブラシレスＤＣモータ５の１回転
中において周期的なトルク変動が予め判明している時に
は、初期位相角ψ０ｎを変更するとよい。特にトルクの
増加に伴い位相角ψｊを大きくするように設定すれば、
高トルク領域における電流遅れを未然に防止することが
できる。
中において周期的なトルク変動が予め判明している時に
は、初期位相角ψ０ｎを変更するとよい。特にトルクの
増加に伴い位相角ψｊを大きくするように設定すれば、
高トルク領域における電流遅れを未然に防止することが
できる。
【００５９】次に、３相ブラシレスＤＣモータ５の回転
負荷トルクＴＬを簡単に推定する演算方法について述べ
る。回転負荷トルクを推定演算するには、直流電圧ＶＤ
Ｃ、角周波数ω１（回転速度でもよい）、回転位相情報
Ｉｍを含む正弦波関数の振幅Ａ１により可能である。振
幅Ａ１は、ＰＷＭ制御手段３のＰＷＭパルス幅に比例し
ているので、どちらでも回転負荷トルクの演算に用いる
ことができる。ここでは、振幅Ａ１を用いる場合を説明
する。ここで、振幅Ａ１は、振幅Ａｊにおいてｊ＝１と
したものである。
負荷トルクＴＬを簡単に推定する演算方法について述べ
る。回転負荷トルクを推定演算するには、直流電圧ＶＤ
Ｃ、角周波数ω１（回転速度でもよい）、回転位相情報
Ｉｍを含む正弦波関数の振幅Ａ１により可能である。振
幅Ａ１は、ＰＷＭ制御手段３のＰＷＭパルス幅に比例し
ているので、どちらでも回転負荷トルクの演算に用いる
ことができる。ここでは、振幅Ａ１を用いる場合を説明
する。ここで、振幅Ａ１は、振幅Ａｊにおいてｊ＝１と
したものである。
【００６０】直流交流変換手段４の出力電力をＰＩ、３
相ブラシレスＤＣモータ５の出力電力をＰＯとすれば、 ＰＩ＝ＶＤＣ・ＩＤＣ≒ＶＤＣ・ＫＤＣ・Ａ１ ＰＯ＝ω１・ＴＬ が成立する。ここで、ＩＤＣは平均直流電流であり、Ｋ
ＤＣは定数である。一方、 ＰＩ≒ＰＯ であるから、上式を代入してＴＬについて整理すると、 ＴＬ≒ＫＤＣ・Ａ１・ＶＤＣ／ω１ である。
相ブラシレスＤＣモータ５の出力電力をＰＯとすれば、 ＰＩ＝ＶＤＣ・ＩＤＣ≒ＶＤＣ・ＫＤＣ・Ａ１ ＰＯ＝ω１・ＴＬ が成立する。ここで、ＩＤＣは平均直流電流であり、Ｋ
ＤＣは定数である。一方、 ＰＩ≒ＰＯ であるから、上式を代入してＴＬについて整理すると、 ＴＬ≒ＫＤＣ・Ａ１・ＶＤＣ／ω１ である。
【００６１】ここで、基準回転負荷トルクＴＬ０を予め
測定して、その時の測定条件を基準として用いると、基
準振幅Ａ１０、基準直流電圧ＶＤＣ０、基準角周波数ω
１０として上式を整理すると、 ＴＬ≒ＴＬ０・Ａ１／Ａ１０・ＶＤＣ／ＶＤＣ０・ω１
０／ω１ となり、回転負荷トルクＴＬを簡単に推定することがで
きる。更に高精度のトルク推定が必要な場合には、直流
電流又は３相ブラシレスＤＣモータ５の電機子電流を検
出すればよい。
測定して、その時の測定条件を基準として用いると、基
準振幅Ａ１０、基準直流電圧ＶＤＣ０、基準角周波数ω
１０として上式を整理すると、 ＴＬ≒ＴＬ０・Ａ１／Ａ１０・ＶＤＣ／ＶＤＣ０・ω１
０／ω１ となり、回転負荷トルクＴＬを簡単に推定することがで
きる。更に高精度のトルク推定が必要な場合には、直流
電流又は３相ブラシレスＤＣモータ５の電機子電流を検
出すればよい。
【００６２】以上、本発明のインバータ装置を空調機器
に適用した場合には、３相ブラシレスＤＣモータ５の電
機子電流の通電角＝１８０°付近の運転に適用できるの
で、低騒音、低振動及び高能率に加えて、低価格、長期
信頼性と耐久信頼性という極めて顕著な長所を得ること
ができる。
に適用した場合には、３相ブラシレスＤＣモータ５の電
機子電流の通電角＝１８０°付近の運転に適用できるの
で、低騒音、低振動及び高能率に加えて、低価格、長期
信頼性と耐久信頼性という極めて顕著な長所を得ること
ができる。
【００６３】とりわけ、１ピストンロータリ圧縮機等を
運転するための一手段としてトルク制御器が用いられる
が、１ピストンロータリ圧縮機とトルク制御器を備える
空調機器に本発明のインバータ装置を設置すれば、特に
回転負荷トルク変動時の３相ブラシレスＤＣモータ５の
電流位相乱調を効率よく容易に補正できるため、高精度
の電流位相制御が可能となり，又、ほぼ正弦波に限りな
く近い電流波形を３相ブラシレスＤＣモータ５に適用で
きるので，飛躍的な低騒音化と低振動化を図ることがで
きる。
運転するための一手段としてトルク制御器が用いられる
が、１ピストンロータリ圧縮機とトルク制御器を備える
空調機器に本発明のインバータ装置を設置すれば、特に
回転負荷トルク変動時の３相ブラシレスＤＣモータ５の
電流位相乱調を効率よく容易に補正できるため、高精度
の電流位相制御が可能となり，又、ほぼ正弦波に限りな
く近い電流波形を３相ブラシレスＤＣモータ５に適用で
きるので，飛躍的な低騒音化と低振動化を図ることがで
きる。
【００６４】
【発明の効果】本発明のインバータ装置は、スイッチン
グ素子を含み、該スイッチング素子の開閉により直流電
圧を疑似交流電圧に変換して、該疑似交流電圧を３相ブ
ラシレスＤＣモータに出力する直流交流変換手段と、前
記疑似交流電圧を降下させて前記３相ブラシレスＤＣモ
ータの電機子電流がゼロとなる期間における誘起電圧を
検出する電圧検出手段と、前記直流交流変換手段が出力
する前記疑似交流電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御す
るＰＷＭ制御手段とを備えるインバータ装置において、
前記電圧検出手段の誘起電圧検出情報に応じて前記３相
ブラシレスＤＣモータに供給する電機子電流波形を所定
の条件に基づいて波形整形し、該波形整形の情報を前記
ＰＷＭ制御手段に出力する電流波形補償手段を設けたも
のであるので、モータより発生する騒音と振動を低減し
て、機械系の防音、振動対策を簡略化できると共に、回
路コストが低いインバータ装置を得ることができる。
グ素子を含み、該スイッチング素子の開閉により直流電
圧を疑似交流電圧に変換して、該疑似交流電圧を３相ブ
ラシレスＤＣモータに出力する直流交流変換手段と、前
記疑似交流電圧を降下させて前記３相ブラシレスＤＣモ
ータの電機子電流がゼロとなる期間における誘起電圧を
検出する電圧検出手段と、前記直流交流変換手段が出力
する前記疑似交流電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御す
るＰＷＭ制御手段とを備えるインバータ装置において、
前記電圧検出手段の誘起電圧検出情報に応じて前記３相
ブラシレスＤＣモータに供給する電機子電流波形を所定
の条件に基づいて波形整形し、該波形整形の情報を前記
ＰＷＭ制御手段に出力する電流波形補償手段を設けたも
のであるので、モータより発生する騒音と振動を低減し
て、機械系の防音、振動対策を簡略化できると共に、回
路コストが低いインバータ装置を得ることができる。
【００６５】又、前記電流波形補償手段は、位相遅れ補
償又は位相進み補償を行うので、モータ電流の位相制御
範囲を一層拡大できるから、モータの性能を引出すこと
ができる。
償又は位相進み補償を行うので、モータ電流の位相制御
範囲を一層拡大できるから、モータの性能を引出すこと
ができる。
【００６６】又、前記電流波形補償手段は、正弦波関数
の電気角θ又は位相角ψを所定の演算式に基づいて変化
させるので、どのようなモータに対しても最適な電流位
相制御を実現することができるから、モータの性能を引
出すことができる。
の電気角θ又は位相角ψを所定の演算式に基づいて変化
させるので、どのようなモータに対しても最適な電流位
相制御を実現することができるから、モータの性能を引
出すことができる。
【００６７】又、前記演算式は１次以上の多項式である
ので、制御演算を簡単にしつつ高精度な電流位相制御を
実現することができ、一層の省エネルギー化とマイクロ
コンピュータのＲＯＭ容量やＲＡＭ容量及び動作周波数
の低減を通して製造コストを削減することができる。
ので、制御演算を簡単にしつつ高精度な電流位相制御を
実現することができ、一層の省エネルギー化とマイクロ
コンピュータのＲＯＭ容量やＲＡＭ容量及び動作周波数
の低減を通して製造コストを削減することができる。
【００６８】又、前記多項式の係数を常時一定値とする
ので、制御演算を一層簡単にすることができ、マイクロ
コンピュータのＲＯＭ容量やＲＡＭ容量及び動作周波数
の更なる低減を通して製造コストを大幅に削減すること
ができる。
ので、制御演算を一層簡単にすることができ、マイクロ
コンピュータのＲＯＭ容量やＲＡＭ容量及び動作周波数
の更なる低減を通して製造コストを大幅に削減すること
ができる。
【００６９】又、前記多項式の係数を前記電気角θの絶
対値に基づいて変化させるので、電気角θに関係する周
期的な負荷変動に対しても最適な電流位相制御が可能と
なるから、騒音と振動を一層低減することができる。
対値に基づいて変化させるので、電気角θに関係する周
期的な負荷変動に対しても最適な電流位相制御が可能と
なるから、騒音と振動を一層低減することができる。
【００７０】又、前記多項式の係数を前記３相ブラシレ
スＤＣモータの回転速度に基づいて変化させるので、周
波数特性の大きなモータを使用した場合においても、ど
の回転速度領域でもそのモータ特性を十分に発揮できる
から、製品の付加価値が向上する。
スＤＣモータの回転速度に基づいて変化させるので、周
波数特性の大きなモータを使用した場合においても、ど
の回転速度領域でもそのモータ特性を十分に発揮できる
から、製品の付加価値が向上する。
【００７１】又、前記多項式の係数を前記３相ブラシレ
スＤＣモータの回転トルクに基づいて変化させるので、
各回転トルクに応じて電流位相制御を最適化できるか
ら、どのような負荷条件下でも低騒音化、低振動化と高
能率化を極めて簡単に実現することができる。
スＤＣモータの回転トルクに基づいて変化させるので、
各回転トルクに応じて電流位相制御を最適化できるか
ら、どのような負荷条件下でも低騒音化、低振動化と高
能率化を極めて簡単に実現することができる。
【００７２】又、前記回転トルクの増加に伴い前記電流
波形補償手段の位相進み補償を大きくするように、前記
多項式の係数を変化させるので、回転トルクの大きな領
域においても、３相ブラシレスＤＣモータに供給する電
流位相が大きく遅れることを未然に防止できるから、高
トルク領域における制御安定性が増大すると共に、乱調
や脱調の無い堅固な制御システムを構築することができ
る。
波形補償手段の位相進み補償を大きくするように、前記
多項式の係数を変化させるので、回転トルクの大きな領
域においても、３相ブラシレスＤＣモータに供給する電
流位相が大きく遅れることを未然に防止できるから、高
トルク領域における制御安定性が増大すると共に、乱調
や脱調の無い堅固な制御システムを構築することができ
る。
【００７３】又、前記多項式の係数を前記直流電圧に基
づいて変化させるので、モータ電流変化率の増減の影響
を小さくできるから、電源電圧状態が劣悪な環境におい
てもインバータ性能を悪化させることなく良好な制御特
性を引出すことができる。
づいて変化させるので、モータ電流変化率の増減の影響
を小さくできるから、電源電圧状態が劣悪な環境におい
てもインバータ性能を悪化させることなく良好な制御特
性を引出すことができる。
【００７４】又、前記回転トルクを、前記３相ブラシレ
スＤＣモータの回転速度と、前記直流電圧と、前記ＰＷ
Ｍ制御のＰＷＭパルス幅とにより推定演算するので、特
別なトルク検出器を設ける必要が無いから、インバータ
装置をより低価格で製造することができる。
スＤＣモータの回転速度と、前記直流電圧と、前記ＰＷ
Ｍ制御のＰＷＭパルス幅とにより推定演算するので、特
別なトルク検出器を設ける必要が無いから、インバータ
装置をより低価格で製造することができる。
【００７５】又、前記電機子電流がゼロとなる期間にお
いて、正弦波関数の電気角θと位相角ψを、夫々、所定
値に設定するので、電流補償制御による位相制御の動作
安定度と波形整形効果を飛躍的に向上させることができ
るから、インバータ装置の信頼性と開発効率を向上させ
ることができる。
いて、正弦波関数の電気角θと位相角ψを、夫々、所定
値に設定するので、電流補償制御による位相制御の動作
安定度と波形整形効果を飛躍的に向上させることができ
るから、インバータ装置の信頼性と開発効率を向上させ
ることができる。
【００７６】又、前記電気角θと前記位相角ψを夫々の
前記所定値に設定する時点は、前記３相ブラシレスＤＣ
モータの誘起電圧がゼロ点に最も近接した時点であるの
で、電流補償制御による位相制御の動作安定度と波形整
形効果を極限まで高めることができるから、インバータ
装置の信頼性と開発効率を一層向上させることができ
る。
前記所定値に設定する時点は、前記３相ブラシレスＤＣ
モータの誘起電圧がゼロ点に最も近接した時点であるの
で、電流補償制御による位相制御の動作安定度と波形整
形効果を極限まで高めることができるから、インバータ
装置の信頼性と開発効率を一層向上させることができ
る。
【００７７】又、前記所定値が、前記電圧検出手段の前
記誘起電圧検出情報に基づく変数であるので、各モータ
特性公差に合わせた最適電流補償制御を無理なく簡単に
実現することができるから、モータ特性公差を考慮する
必要の無いインバータ装置を構築できる結果、開発の合
理化と短縮化により製造コストを一層削減することがで
きる。
記誘起電圧検出情報に基づく変数であるので、各モータ
特性公差に合わせた最適電流補償制御を無理なく簡単に
実現することができるから、モータ特性公差を考慮する
必要の無いインバータ装置を構築できる結果、開発の合
理化と短縮化により製造コストを一層削減することがで
きる。
【００７８】又、通電角を１８０°未満としているの
で、用途に応じて通電角を設定できるから、合理的なイ
ンバータ装置を製造できる。特に、通電角を１８０°近
傍に設定した場合には、モータ負荷等の機械系の騒音と
振動を低減して、機械系の防音、振動対策を簡略化で
き、長期信頼性の優れたインバータ装置を得ることがで
きる。
で、用途に応じて通電角を設定できるから、合理的なイ
ンバータ装置を製造できる。特に、通電角を１８０°近
傍に設定した場合には、モータ負荷等の機械系の騒音と
振動を低減して、機械系の防音、振動対策を簡略化で
き、長期信頼性の優れたインバータ装置を得ることがで
きる。
【００７９】又、インバータ装置を民生用又は業務用の
インバータ空調機器に適用した場合、空調機器の性能向
上と製造コスト削減を同時に図ることができるので、空
調機器の商品価値の顕著な上昇による拡販につながる。
インバータ空調機器に適用した場合、空調機器の性能向
上と製造コスト削減を同時に図ることができるので、空
調機器の商品価値の顕著な上昇による拡販につながる。
【００８０】又、インバータ装置を、１ピストンロータ
リ圧縮機と、運転時の振動を抑制するトルク制御器とを
備える空調機器に適用した場合、１ピストンロータリ圧
縮機特有の運転音と運転振動を極めて簡単に低減できる
と共に、製造コストも無理無く削減できるから、１ピス
トンロータリ圧縮機の特長である省エネルギー性と低価
格性を最大限に活用することができる。
リ圧縮機と、運転時の振動を抑制するトルク制御器とを
備える空調機器に適用した場合、１ピストンロータリ圧
縮機特有の運転音と運転振動を極めて簡単に低減できる
と共に、製造コストも無理無く削減できるから、１ピス
トンロータリ圧縮機の特長である省エネルギー性と低価
格性を最大限に活用することができる。
【図１】 本発明の一実施形態にかかるインバータ装置
の制御ブロック図である。
の制御ブロック図である。
【図２】 図１のインバータ装置に用いられる電圧検出
手段の回路図である。
手段の回路図である。
【図３】 １２０°通電制御で３相ブラシレスＤＣモー
タを駆動した比較例の相電流波形を示す図である。
タを駆動した比較例の相電流波形を示す図である。
【図４】 本実施形態における基準相電流波形を示す図
である。
である。
【図５】 図１のインバータ装置に用いられる電流波形
補償手段の動作を説明する第１の図である。
補償手段の動作を説明する第１の図である。
【図６】 図５の電流波形補償手段の動作を説明する第
２の図である。
２の図である。
【図７】 図５の電流波形補償手段の動作を説明する第
３の図である。
３の図である。
【図８】 図５の電流波形補償手段の動作を説明する第
４の図である。
４の図である。
【図９】 図１のインバータ装置に用いられる電圧検出
手段の動作を説明する第１の図である。
手段の動作を説明する第１の図である。
【図１０】 図９の電圧検出段の動作を説明する第２の
図である。
図である。
【図１１】 ３相ブラシレスＤＣモータの等価回路図で
ある。
ある。
１ 電圧検出手段 ２ 電流波形補償手段 ３ ＰＷＭ制御手段 ４ 直流交流変換手段 ５ ３相ブラシレスＤＣモータ １０ 相電流 １５ 誘起電圧 １６ ゼロ点 １７ サンプリング電圧 １８ 基準電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 福榮 貴史 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 三浦 賢一郎 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 3H029 AA01 AA17 AB03 BB21 BB41 CC07 CC27 3H045 AA05 AA09 AA12 AA27 BA01 BA38 CA21 DA07 EA34 5H560 AA02 BB04 BB12 DA14 EB01 EC05 RR01 TT08 XA12 XB09
Claims (17)
- 【請求項１】 スイッチング素子を含み、該スイッチン
グ素子の開閉により直流電圧を疑似交流電圧に変換し
て、該疑似交流電圧を３相ブラシレスＤＣモータに出力
する直流交流変換手段と、前記疑似交流電圧を降下させ
て前記３相ブラシレスＤＣモータの電機子電流がゼロと
なる期間における誘起電圧を検出する電圧検出手段と、
前記直流交流変換手段が出力する前記疑似交流電圧をパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）制御するＰＷＭ制御手段とを備え
るインバータ装置において、 前記電圧検出手段の誘起電圧検出情報に応じて前記３相
ブラシレスＤＣモータに供給する電機子電流波形を所定
の条件に基づいて波形整形し、該波形整形の情報を前記
ＰＷＭ制御手段に出力する電流波形補償手段を設けたこ
とを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 前記電流波形補償手段は、位相遅れ補償
又は位相進み補償を行うことを特徴とする請求項１に記
載のインバータ装置。 - 【請求項３】 前記電流波形補償手段は、正弦波関数の
電気角θ又は位相角ψを所定の演算式に基づいて変化さ
せることを特徴とする請求項１又は２に記載のインバー
タ装置。 - 【請求項４】 前記演算式は１次以上の多項式であるこ
とを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。 - 【請求項５】 前記多項式の係数を常時一定値とするこ
とを特徴とする請求項４に記載のインバータ装置。 - 【請求項６】 前記多項式の係数を前記電気角θの絶対
値に基づいて変化させることを特徴とする請求項４に記
載のインバータ装置。 - 【請求項７】 前記多項式の係数を前記３相ブラシレス
ＤＣモータの回転速度に基づいて変化させることを特徴
とする請求項４に記載のインバータ装置。 - 【請求項８】 前記多項式の係数を前記３相ブラシレス
ＤＣモータの回転トルクに基づいて変化させることを特
徴とする請求項４に記載のインバータ装置。 - 【請求項９】 前記回転トルクの増加に伴い前記電流波
形補償手段の位相進み補償を大きくするように、前記多
項式の係数を変化させることを特徴とする請求項８に記
載のインバータ装置。 - 【請求項１０】 前記多項式の係数を前記直流電圧に基
づいて変化させることを特徴とする請求項４に記載のイ
ンバータ装置。 - 【請求項１１】 前記回転トルクを、前記３相ブラシレ
スＤＣモータの回転速度と、前記直流電圧と、前記ＰＷ
Ｍ制御のＰＷＭパルス幅とにより推定演算することを特
徴とする請求項８又は９に記載のインバータ装置。 - 【請求項１２】 前記電機子電流がゼロとなる期間にお
いて、正弦波関数の電気角θと位相角ψを、夫々、所定
値に設定することを特徴とする請求項１乃至１１のいず
れかに記載のインバータ装置。 - 【請求項１３】 前記電気角θと前記位相角ψを夫々の
前記所定値に設定する時点は、前記３相ブラシレスＤＣ
モータの誘起電圧がゼロ点に最も近接した時点であるこ
とを特徴とする請求項１２に記載のインバータ装置。 - 【請求項１４】 前記所定値が、前記電圧検出手段の前
記誘起電圧検出情報に基づく変数であることを特徴とす
る請求項１２又は１３に記載のインバータ装置。 - 【請求項１５】 通電角を１８０°未満としたことを特
徴とする請求項１乃至１４のいずれかに記載のインバー
タ装置。 - 【請求項１６】 民生用又は業務用のインバータ空調機
器に適用したことを特徴とする請求項１乃至１５のいず
れかに記載のインバータ装置。 - 【請求項１７】 １ピストンロータリ圧縮機と、運転時
の振動を抑制するトルク制御器とを備える空調機器に適
用したことを特徴とする請求項１乃至１６のいずれかに
記載のインバータ装置。
Priority Applications (4)
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|---|---|---|---|
| JP2001149015A JP4121718B2 (ja) | 2001-05-18 | 2001-05-18 | インバータ装置 |
| KR10-2002-0025990A KR100497547B1 (ko) | 2001-05-18 | 2002-05-11 | 인버터 장치 |
| MYPI20021782A MY132035A (en) | 2001-05-18 | 2002-05-16 | Inverter apparatus |
| CNB02120134XA CN1288834C (zh) | 2001-05-18 | 2002-05-20 | 逆变器装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001149015A JP4121718B2 (ja) | 2001-05-18 | 2001-05-18 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002354877A true JP2002354877A (ja) | 2002-12-06 |
| JP4121718B2 JP4121718B2 (ja) | 2008-07-23 |
Family
ID=18994238
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001149015A Expired - Fee Related JP4121718B2 (ja) | 2001-05-18 | 2001-05-18 | インバータ装置 |
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|---|---|
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| KR (1) | KR100497547B1 (ja) |
| CN (1) | CN1288834C (ja) |
| MY (1) | MY132035A (ja) |
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