JP2001119983A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 音・振動を低減するモータ駆動装置を提供す
る。 【解決手段】 モータの電機子巻線の誘起電圧のゼロク
ロス位置に基き回転子位置を検出しモータを駆動する装
置において、スイッチング素子の開閉により直流電圧を
疑似交流に変換し、その電圧をブラシレスＤＣモータ１
に出力する直流交流変換部２と、疑似交流電圧を降下さ
せる分圧部３と、直流交流変換部２からの疑似交流電圧
のＰＷＭ制御におけるデューティ値を制御するＰＷＭデ
ューティ制御部６と、分圧部３から電圧を入力し、入力
電圧を相電流が流れない区間毎にサンプリング(前記ブ
ラシレスＤＣモータの１回転に付き１２回)し、デジタ
ル値に変換して出力するＡ／Ｄ変換部４と、このデジタ
ル値とゼロクロス位置を与える基準値とを比較すること
によりゼロクロス位置を検出する制御演算部５とを備え
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はブラシレスＤＣモー
タを周波数制御するモータ駆動装置に関し、特に、回転
子の位置検出を行ない、その検出した回転子位置に基い
てブラシレスＤＣモータの駆動を矩形波制御する駆動装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より３相４極ブラシレスＤＣモータ
を回転数制御する駆動装置として、１２０゜通電制御
（矩形波通電制御）の方式で駆動するものと、１８０゜
通電制御（正弦波通電制御）方式で駆動するものとがあ
る。１２０゜通電制御方式については例えば特許第２６
４２３５７号公報に開示され、１８０゜通電制御方式に
ついては例えば特開平７−２４５９８２号公報や特開平
７−３３７０７９号公報に開示されている。

【０００３】上記の１２０゜通電方式は、モータ巻線の
誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、
このゼロクロス信号に基づいて転流信号を変化させてい
る。ゼロクロス信号の検出は、モータ巻線各相の誘起電
圧と基準電圧とを比較することにより行なわれる。３相
４極ブラシレスＤＣモータでは、ゼロクロス信号はモー
タ回転子一回転中に３相で１２回発生する。すなわち、
機械角３０゜（電気角６０゜）毎に発生する。導通角が
１２０゜のとき、ゼロクロス信号はモータ巻線の各相の
非導通期間すなわち電気角で６０゜（＝１８０゜−１２
０゜）の範囲で連続して検出することができる。

【０００４】図９に、従来の１２０゜通電制御を用い
て、モータ１を駆動したときの一つの相に流れる電流
（相電流）の波形を示す。この図では、電気角に対する
相電流を示しており、この場合、電流の全く流れない区
間（例えば、１５０゜から２１０゜の区間）が電気角１
周期において一相あたり２回存在する。モータ１が半回
転する間、３相全体では電流が流れない区間は６回存在
する。したがって、モータ１の一回転中には３相合計で
１２回存在する。このような電流が流れない区間におい
て、電流が流れない相（Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のうちいずれ
か一つ）に対してモータ１の誘起電圧を確認することが
でき、誘起電圧のゼロクロス位置を見つけることができ
る。

【０００５】一方、上記の１８０゜通電方式では、モー
タ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出力電圧に対
して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増
幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信
号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し、直流
カットした信号とを比較することにより、１２０°通電
方式の誘起電圧に対応する位置検知信号を得る。この位
置検知信号は、モータ一回転中に１２回発生する。すな
わち、機械角３０゜（電気角６０゜）毎に発生する。こ
の方式では積分回路を用いるため、誘起電圧がゼロクロ
スする絶対的な位置は把握できず、位相補正等の複雑な
位相制御が必要となる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、１２０゜通
電方式では、前述のようにモータ巻線の誘起電圧と基準
値とを比較することによりのゼロクロスを検出している
ため、モータ負荷の急変や電源電圧の急変がおきると、
誘起電圧のゼロクロス信号が、モータ駆動電圧の領域内
に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このよ
うな状態になると、まず脱調現象が発生し、モータ駆動
システムが停止してしまう。

【０００７】また、１２０゜通電方式において、モータ
運転時の音・振動を軽減するためには、導通期間を拡大
すればよいため、例えば、通電角を１５０゜程度に拡大
して運転させようとすると、モータ巻線各相の誘起電圧
を検出できる範囲が電気角で３０゜（＝１８０゜−１５
０゜）と狭まり、その範囲内ではゼロクロスの検出がで
きない場合がある。このため、運転時においても脱調す
る危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易
くなる傾向がある。このことは、導通角をより大きくす
るほど、すなわち、導通角を１８０゜に近づけるほど安
定したモータ運転がより困難になることを意味する。

【０００８】一方、１８０゜通電方式では、前述のよう
に積分回路を用いるため、誘起電圧のゼロクロスの絶対
的な位置の把握ができず、また、運転状態によってはゼ
ロクロス位置と位置検知信号の位相差が大きく変化する
ため、位相補正等の複雑な制御が必要であり、その位相
補正調整が困難であったり、また、制御演算が複雑にな
ったりする。また、モータに中性点出力端子が必要であ
り、誘起電圧波形の３次高調波成分を利用しているため
正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能
という問題がある。

【０００９】本発明は、上記課題を解決すべきなされた
ものであり、その目的とするところは、簡単な構成で機
械系の音・振動の低減を実現し円滑なモータ駆動を可能
とするモータ駆動装置を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明に係る第１のモー
タ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの回転子の位置を
電機子巻線に発生する誘起電圧により検出し、その回転
子の位置を用いて前記モータに対する駆動電圧を制御す
るモータ駆動装置であって、ブラシレスＤＣモータの各
相巻線の誘起電圧を入力する入力手段と、その入力手段
からの出力電圧をブラシレスＤＣモータの巻線の相電流
が流れない区間毎に１回サンプリングし、そのサンプリ
ングした電圧をデジタル値に変換して出力するＡ／Ｄ変
換手段と、Ａ／Ｄ変換手段からのデジタル値に基いて前
記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧のゼロクロス位置を
検出する演算手段とを備える。

【００１１】本発明に係る第２のモータ駆動装置は、ブ
ラシレスＤＣモータの回転子の位置を電機子巻線に発生
する誘起電圧により検出し、その回転子の位置を用いて
前記モータに印加する駆動電圧を制御するモータ駆動装
置であって、ブラシレスＤＣモータの各相巻線の誘起電
圧を入力する入力手段と、入力手段からの出力電圧をブ
ラシレスＤＣモータの巻線の相電流が流れない一の区間
において複数回（ｎ回，ｎ≧２）サンプリングし、それ
ぞれのサンプリングした電圧をデジタル値に変換して出
力するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段からデジタル
値に変換された複数のサンプリングした電圧（Ｖ₁、
Ｖ₂、Ｖ₃…）を入力し、それらの複数のサンプリングし
た電圧の平均値（ΣＶ_n／ｎ）を求め、その電圧平均値
に基いてブラシレスＤＣモータの誘起電圧のゼロクロス
位置を検出する演算手段とを備える。

【００１２】上記のモータ駆動装置において、演算手段
はＡ／Ｄ変換手段からのデジタル値の１つまたはデジタ
ル値の平均値と、誘起電圧のゼロクロス位置を与える基
準値との差分を求め、その差分に基いてゼロクロス位置
を検出してもよい。また、演算手段は回転子位置の検出
において駆動電圧の周波数を用いてもよく、さらに、ブ
ラシレスＤＣモータの誘起電圧定数を用いてもよい。こ
のとき、ブラスレスＤＣモータの巻線温度に基いて誘起
電圧定数を温度にしたがい補正するのが好ましい。ま
た、演算手段は、Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング点がブ
ラシレスＤＣモータ誘起電圧のゼロクロス位置に近づく
ようにＡ／Ｄ変換手段を制御してもよい。

【００１３】上記のモータ駆動装置において、入力手段
は誘起電圧を所定の割合で分圧するための抵抗素子から
構成されてもよい。上記のモータ駆動装置において、駆
動電圧の通電角が１８０゜未満になるように制御するの
が好ましい。また、スイッチング素子の開閉周波数（キ
ャリア周波数）をｆｃ、疑似交流電圧の周波数をｆ１、
駆動電圧の通電角をＷｘとしたときに、 ｆc≧ｆ1*３６０／（１８０−Ｗｘ） が成立するように駆動電圧を制御するのが好ましい。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、添付の図面を用いて、本発
明に係るモータ駆動装置の実施形態を詳細に説明する。

【００１５】（第１の実施の形態） ＜モータ駆動装置の構成＞図１にモータ駆動装置の第１
の実施形態の制御ブロック図を示す。本実施形態のモー
タ駆動装置は、３相４極ブラシレスＤＣモータ（以下
「モータ」と略す。）１を回転数制御するモータ駆動装
置である。この図において、モータ駆動装置は、直流電
圧を疑似交流電圧に変換しモータ１に出力する直流交流
変換部２と、モータ１の誘起電圧を検出する分圧部３
と、分圧部３からのアナログ検出信号をデジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換部４と、Ａ／Ｄ変換部４からのデジ
タル信号からモータ１の誘起電圧のゼロクロス位置を検
出する制御演算部５と、モータ１を回転数制御するため
の印加電圧・周波数・位相を制御するＰＷＭデューティ
信号を出力するＰＷＭデューティ制御部６とを備える。
直流交流変換部２は高速に開閉する６つのスイッチング
素子を有する。

【００１６】このように構成されたモータ駆動装置で
は、直流電圧が直流交流変換部２に入力され、周波数・
位相可変の疑似交流電圧に変換されてモータ１に出力さ
れる。モータ１の回転数は、直流交流変換部２から出力
される疑似交流電圧の周波数(以下「インバータ周波
数」という。)、位相を変化させることにより制御され
る。このインバータ周波数はＰＷＭデューティ制御部６
により制御される。

【００１７】＜モータ駆動装置の動作＞以下、モータ駆
動装置各部の動作を具体的に説明する。分圧部３はモー
タ１の各相誘起電圧を降下させ、Ａ／Ｄ変換部４にアナ
ログ出力する。図２に分圧部３の構成を示す。分圧部３
は、抵抗１０とコンデンサ素子１１で構成される。通常
コンデンサ１１はなくてもよいが、ノイズ除去用とし
て、誘起電圧の波形がなまらない小さな時定数であれば
コンデンサ１１をいれてもよい。直流交流変換部２に入
力される直流電圧の値がＶＤＣとすると、２つの抵抗１
０の抵抗値ａ、ｂできまる分圧比ｋにより、誘起電圧１
２の振幅値はｋ*ＶＤＣとなる。なお、ここでは、説明
の簡単化のため、ｋ＝１とする。

【００１８】直流交流変換部２は、高速に開閉する６つ
のスイッチング素子を含み、ＰＷＭデューティ制御部６
からの制御信号を受け、その制御信号に基いてスイッチ
ング素子の開閉動作を制御することにより、モータ１の
駆動電圧を生成する。駆動電圧の大きさはＰＷＭ（パル
ス幅変調）制御され、デューティ比に応じて変化する。
このため、ＰＷＭデューティ制御部６はＰＷＭ制御され
た制御信号（以下「ＰＷＭデューティ信号」という。）
が出力される。

【００１９】Ａ／Ｄ変換部４では、分圧部３からのアナ
ログ出力電圧をサンプリングし、デジタル信号に変換し
制御演算部５に出力する。

【００２０】制御演算部５は、Ａ／Ｄ変換部４からのデ
ジタル信号に基き誘起電圧のゼロクロス位置を演算し、
ベースパターン信号とＰＷＭ制御のための情報を含む回
転位相情報とをＰＷＭデューティ制御部６に出力する。
さらに、制御演算部５は、Ａ／Ｄ変換部４のサンプリン
グ点を指定するためのサンプリング指令をＡ／Ｄ変換部
４に出力する。

【００２１】ＰＷＭデューティ制御部６は、直流交流変
換部２の各スイッチング素子の開平を制御するベースパ
ターン信号を出力し、駆動電圧のインバータ周波数を制
御する。

【００２２】直流交流変換部２の各スイッチング素子は
ベースパターン信号に応じて例えば以下のように制御さ
れる。すなわち、第１のベースパターンでは、Ｕ相上ア
ームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素
子がオンされる。第２のベースパターンでは、Ｕ相上ア
ームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素
子がオンされる。第３のベースパターンでは、Ｖ相上ア
ームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素
子がオンされる。第４のベースパターンでは、Ｖ相上ア
ームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素
子がオンされる。第５のベースパターンでは、Ｗ相上ア
ームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素
子がオンされる。第６のベースパターンでは、Ｗ相上ア
ームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素
子がオンされる。このように、ベースパターンが切り替
わることにより、駆動電圧が印加されるモータの電機子
巻線の相も切り替わる。

【００２３】制御演算部５は、これらのベースパターン
の転流切換ための回転位相情報を出力する。すなわち、
制御演算部５は、モータ１の３相誘起電圧のゼロクロス
位置を演算し、ゼロクロス信号を出力する。このゼロク
ロスはモータ回転子が機械的に一回転する間に１２回発
生する。モータ１が等速回転を行っていれば、ゼロクロ
ス信号は、ほぼ機械角３０゜刻みで発生する。制御演算
部５は、Ａ／Ｄ変換部４のサンプリング電圧からゼロク
ロス位置を演算し、ＰＷＭデューティ制御部６はそのゼ
ロクロス位置に基づいてベースパターンを順次切り換え
ながら、ＰＷＭデューティ信号を出力する。ＰＷＭデュ
ーティ信号はベースパターン信号にＰＷＭ情報（デュー
ティ比）が重畳した信号である。

【００２４】以上のように、モータ駆動装置において
は、ＰＷＭデューティ制御部６が制御演算部５からの回
転位相情報に基き直流交流変換部２のインバータ周波数
を変化させながら、モータ１を回転数制御する。このと
き、モータ１の回転子の磁極位置は誘起電圧のゼロクロ
ス位置からは電機子反作用の影響により直接確定するこ
とはできず、それらの間には位相差が生ずる。この位相
差は運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧
のゼロクロス位置からマイコン演算により特定すること
は困難である。しかし、真の磁極位置は特定できなくて
も、誘起電圧のセロクロス位置のみによりモータ１を回
転数制御することは十分可能である。

【００２５】＜通電制御動作＞図３は、本実施形態のモ
ータ駆動装置による１２０°通電制御における電機子巻
線の一つの相の相電流波形を示した図である。図３で
は、通電角をＷｘとし、電気角Ｘから電気角（Ｘ＋Ｗ
ｘ）までの間通電を行ない、その後、電気角Ｙから通電
角Ｗｘの間通電を行っている。すなわち、電気角（Ｘ＋
Ｗｘ）から電機角Ｙの間は通電は行なわれず、この間
に、ゼロクロス検出のための誘起電圧の検出が行なわれ
る。図３でＷｘ＝１２０゜とすると、図９に示す従来技
術の場合と同様となる。ここで、通電角Ｗｘは次式を満
たすように設定する。 Ｗｘ＜１８０゜ （１） すなわち、上式を満たせば、電気角の（１８０゜−Ｗ
ｘ）の範囲でモータ１の誘起電圧を確認することができ
る。このため、モータ１の運転において回転子位置を検
出するための位置センサが不要となる。

【００２６】なお、導通角Ｗｘが次式を満たすときは、
１２０゜通電制御で説明した６通りのベースパターン信
号に加えて、３相正弦波駆動用のベースパターン信号を
追加する必要がある。 １５０゜＜Ｗｘ＜１８０゜ （２） つまり、基本的には、３相のうちのいずれか１つにおい
て電流がオフとなる電気角の区間において、上記の１２
０゜通電制御用の６つのベースパターンを使用する。そ
れ以外の区間では、３相正弦波駆動用のベースパターン
を使用する。３相正弦波駆動用のベースについては、通
常の３相正弦波ＰＷＭ制御として周知であるので、詳細
な説明は省略する。

【００２７】＜回転子位置の検出＞次に、本実施形態の
モータ駆動装置における回転子位置の検出のためのゼロ
クロス位置の特定方法について説明する。前述のよう
に、ゼロクロス位置検出のためのモータ１の誘起電圧の
検出は、相電流が流れていないときに行なわれる。例え
ば、図３において、電気角−Ｘから＋Ｘまでの区間、又
は、電気角（Ｘ＋Ｗｘ）からＹまでの区間で行なわれ
る。以下、このような相電流が流れていない区間を「相
電流オフ区間」という。

【００２８】本実施形態では、相電流オフ区間の任意の
点（電気角）において誘起電圧を検出し、その検出値
と、ゼロクロスであると判断する基準電圧値（本例で
は、ＶＤＣ／２）との差を求め、その差に基いてゼロク
ロスが発生する点（電気角）を予測して検出する。この
ように、相電流オフ区間の任意の点で検出された誘起電
圧に基き、ゼロクロス位置を検出するため、相電流オフ
区間において誘起電圧が検出される限り、相電流オフ区
間内にゼロクロス発生点が存在するか否かにかかわらず
ゼロクロス位置を検出することができる。したがって、
相電流オフ区間が確保される限り、通電角を１８０゜近
くまで十分広く確保することができ、より円滑なモータ
運転が可能となる。

【００２９】図４は相電流オフ区間におけるモータ１の
一つの相の誘起電圧波形を拡大して示した図である。こ
の図において電気角−Ｘから電気角＋Ｘまでの区間が、
モータ１の誘起電圧を確認できる区間である。このよう
な誘起電圧を確認できる区間は、３相分で考えると電気
角６０゜の領域毎に一回存在し、モータ１の一回転中で
は１２回存在する。また、リカバリ電流回復角Ｒｘ（≧
０）の区間では、回生電流が流れているため、誘起電圧
１２をサンプリングすることはできない。このため、サ
ンプリングが可能となる電気角は次式を満たす必要があ
る。 −Ｘ＋Ｒｘ＜サンプリング可能な電気角＜Ｘ （４ａ） Ｘ＝（１８０゜−Ｗｘ）／２ （４ｂ）

【００３０】次に、ゼロクロス点の検出におけるＡ／Ｄ
変換部４と制御演算部５の動作を説明する。なお、図４
において、位置（電気角）"Ｚ"がゼロクロス点の位置で
あるとする。

【００３１】まず、Ａ／Ｄ変換部４は、電気角（−Ｘ＋
ＴＳ1）にて誘起電圧をサンプリングしてデジタル値Ｖ
１に変換する。ここで、ＴＳ1はウエイト角を示し、制
御演算部５からのサンプリング指令によって与えられ、
ＰＷＭデューティ信号のデューティパルスがオンとなる
区間（以下「ＰＷＭオン区間」という。）の部分でサン
プリングできるようにサンプリングのタイミングを制御
するものである。したがって、図４に示すように、ＰＷ
Ｍオン区間Ｔon内でサンプリングが行なわれ、ＰＷＭデ
ューティ信号のデューティパルスがオフとなる区間（以
下「ＰＷＭオフ区間」という。）Ｔoffではサンプリン
グは行なわれないようにする。

【００３２】また、ウェイト角ＴＳ1とリカバリ電流回
復角Ｒｘとは次式の関係を満たすように設定し、これに
より、リカバリ電流回復角Ｒｘの区間での検出を行なわ
ないようにしている。 ＴＳ1＞Ｒｘ （５）

【００３３】図４において、誘起電圧のゼロクロス位置
は位置Ｚであり、サンプリングした電圧Ｖ1と、ゼロク
ロス位置Ｚでの電圧ＶDC／２との電圧差ΔＶ1は、 ΔＶ1＝Ｖ1−ＶDC／２ （６） で求める。

【００３４】制御演算部５は上記のようにして電圧差Δ
Ｖ1を計算した後、さらに、その電圧差ΔＶ1と、インバ
ータ角周波数ω1と、モータ１のマグネットの誘起電圧
定数Ｅ0とを用いて、サンプリング位置とゼロクロス位
置との位相差Δθ1を求める。すなわち、｜Δθ1｜≒０
であれば、誤差Δθ1は一般に次式で与えられる（式
（７）の証明は後述する。）。 Δθ1≒２／（３・ω1・Ｅ0）・ΔＶ1 （７） 式（７）によって位相差Δθ1が求まれば、サンプリン
グ位置と位相差Δθ1とからゼロクロス位置を検出する
ことができる。

【００３５】上記のようにしてゼロクロス位置が検出で
きれば、誘起電圧のみの観測（３相分の観測）でモータ
１の回転位相制御が可能となる。

【００３６】ところで、上記式（７）における誘起電圧
定数Ｅ0は、マグネットの材質・構造・形状に依存する
とともに、その温度によっても変化する。したがって、
誘起電圧定数Ｅ0を温度補正して使用するのが好まし
い。しかし、マグネットは通常回転運動しているため、
その温度を直接測定することは困難である。従って、モ
ータ１の電機子巻線の温度を計測することで、その温度
をマグネット温度として代用する方法がある。巻線温度
をＴc、マグネット温度Ｔ0の時に予め測定した基準誘起
電圧定数をＥ00、マグネット誘起電圧定数の温度係数を
ε0とすると、次式により誘起電圧定数Ｅ0の温度補正が
できる。 Ｅ0≒Ｅ00・（１＋ε0・（Ｔc−Ｔ0）） （８） 上式を用いることにより、運転条件によってモータ１の
マグネット温度が変化したときについても、その巻線温
度によりおおよその温度を知ることができるため、制御
演算部５によりＥ0を温度補正することでΔθ1の演算精
度劣化を防止できる。

【００３７】＜式（７）の証明＞位相差Δθ1が式
（７）で与えられることを証明する。一般に、モータ１
の等価回路図は図５に示す回路で表される。ここで、Ｒ
１は巻線一次抵抗、Ｌu・Ｌv・Ｌwは各相のインダクタ
ンス、Ｅu・Ｅv・Ｅwは各相の界磁誘起電圧、Ｉu・Ｉv
・Ｉwは各相の相電流を表している。界磁誘起電圧と
は、モータ１が回転したときに、回転子のマグネット
（界磁）のみによる発生する誘起電圧を意味している。
この図において、Ｗ−Ｖ相間に直流電圧ＶＤＣが印加さ
れている場合を考える。この時、Ｗ相の電位はＶＤＣ、
Ｖ相の電位は０、Ｕ相は解放端子となり誘起電圧Ｖuが
観測できる。なお、巻線中性点２２は各相の中点であ
る。Ｗ−Ｖ相間の電位差がＶＤＣと０Ｖを交互に繰り返
すようにＰＷＭ制御される。また、常に電位差がＶＤＣ
の場合には、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制
御となる。この時の誘起電圧Ｖuの電圧波形は図４の誘
起電圧１２に対応している。図４の相電流オフ区間で
は、Ｗ−Ｖ相に直流電圧ＶＤＣが印加されてＰＷＭ制御
が行われている。

【００３８】また、この状態において、図５の界磁誘起
電圧Ｅuと、Ｕ相インダクタンスＬuの電気角に対する電
気的特性は、図６の界磁誘起電圧Ｅuと、Ｕ相インダク
タンスＬuとなる。図６に示すように、界磁誘起電圧Ｅu
は、振幅がω1・Ｅ0の正弦波状交流電圧であり、Ｕ相イ
ンダクタンスＬuは、最大値Ｌｑ、最小値Ｌｄ（Ｌｑ≧
Ｌｄ＞０）、ＤＣ成分（Ｌｑ＋Ｌｄ）／２となる正弦波
状交流である。界磁誘起電圧Ｅuが最大値もしくは最小
値を取るとき、Ｕ相インダクタンスＬuも最大値Ｌｑを
とり、界磁誘起電圧Ｅuがゼロとなるときは、Ｕ相イン
ダクタンスＬuは最小値Ｌｄをとる。界磁誘起電圧Ｅuの
ゼロクロス位置はモータ１の回転子マグネットの磁極位
置に完全対応している。しかしながら、Ｕ相インダクタ
ンスＬuの電機子反作用の影響により、ゼロクロス位置
（図４におけるＺ）と、界磁誘起電圧Ｅuのゼロクロス
位置（図６における０°）との電気角は一致せず、ある
位相差をもつ。この位相差はモータ１の運転状態によっ
て変化するので、その位相差特定は困難である。

【００３９】さて、図４において、Ｗ−Ｖ相に直流電圧
ＶＤＣが印加されてＰＷＭ制御、もしくはＰＡＭ制御が
行われており、かつＷ−Ｖ相の電位差がＶＤＣの場合を
考える。この時の電圧方程式は、微分演算子をＰ（≡ｄ
／ｄt）とすればＩｕ＝０を用いて、 ＰＩｗ＝（ＶＤＣ−Ｅｗ＋Ｅｖ−２・Ｒ１・Ｉｗ）／（Ｌｖ＋Ｌｗ） （９ａ） −ＰＩｖ＝（Ｖｕ −Ｅｕ＋Ｅｖ＋ Ｒ１・Ｉｖ）／ Ｌｖ （９ｂ） Ｉｖ＝−Ｉｗであるから、上式は、 ＰＩｗ＝（ＶＤＣ−Ｅｗ＋Ｅｖ−２・Ｒ１・Ｉｗ）／（Ｌｖ＋Ｌｗ） （９ｃ） ＰＩｗ＝（Ｖｕ −Ｅｕ＋Ｅｖ− Ｒ１・Ｉｗ）／ Ｌｖ （９ｄ） 上式から、ＰＩｗを消去して、Ｖｕについて整理する
と、 Ｖｕ＝（Ｌｖ・（ＶＤＣ−Ｅｗ）−Ｌｗ・Ｅｖ＋ （Ｌｗ−Ｌｖ）・Ｒ１・Ｉ１）／（Ｌｖ＋Ｌｗ）＋Ｅｕ （９ｅ） となる。ここで、ゼロクロス位置（図６における０°）
の点付近においては、Ｌｖ≒ＬｗであるからＶｕは、 Ｖｕ≒（ＶＤＣ−Ｅｗ−Ｅｖ）／２＋Ｅｕ （９ｆ） と変形できる。さらに、Ｅｕ＋Ｅｖ＋Ｅｗ＝０であるか
ら、Ｖｕ≒（ＶＤＣ＋Ｅｕ）／２＋Ｅｕ ＝（ＶＤＣ＋３Ｅｕ）／２ （９ｇ） となり、図９において電気角≡θと定義すれば、 Ｅｕ＝ω１・Ｅ0・ｓｉｎ（θ） （９ｈ） とおけるのでＶｕは、 Ｖｕ≒（ＶＤＣ＋３・ω１・Ｅ0・ｓｉｎ（θ））／２ （９ｉ） と整理できる。よって上式より、 ΔＶｕ≡Ｖｕ−ＶＤＣ／２ ≒３・ω１・Ｅ0・ｓｉｎ（θ）／２ （９ｊ） となる。ここで、ゼロクロス位置（図６における０°）
付近においては、ｓｉｎ（θ）≒θとなるので、 ΔＶｕ≒３・ω１・Ｅ0・θ／２ （９ｋ） と簡単化できる。上式を図５に当てはめるとΔＶｕ→Δ
Ｖ１となり、ゼロクロス位置（図４におけるＺ）と、ゼ
ロクロス位置（図６における０°）との電気的位相角が
小さければθ→Δθ１とおけ、 ΔＶ1≒３・ω1・Ｅ0・Δθ1／２ （９ｌ） となる。ゆえに、 Δθ1≒２／（３・ω1・Ｅ0）・ΔＶ1 （５） となる（証明終わり）。

【００４０】（第２の実施の形態）第１の実施の形態に
おいては、Ａ／Ｄ変換部４により誘起電圧をサンプリン
グする際に、相電流オフ区間毎に１回のみ誘起電圧のサ
ンプリングを行なっていたが、本実施形態においてはデ
ータの信頼性等を向上させるため、１つの相電流オフ区
間において複数回のサンプリングを行なうようにしてい
る。

【００４１】具体的には、図７に示すように、相電流オ
フ区間（電気角−Ｘ〜＋Ｘ）における微小区間ΔＳの間
にｎ回サンプリングを行ない、それらの平均値を求め、
サンプリングした電圧値とする。ここで、微小区間ΔＳ
は第１の実施形態における１つのサンプリング点の近傍
となるような狭い範囲に設定する。

【００４２】サンプリング時間Ｔ11、Ｔ12…Ｔ1nは、サ
ンプリング指令によって与えられ、サンプリング位置を
スポット集中的にサンプリングするようにそれらの間隔
を小さく設定する。制御演算部５において、１つのサン
プリング点により得られたｎ個のサンプリング電圧Ｖ1
1、Ｖ12…Ｖ1nから、平均サンプリング電圧Ｖ1Aが次式
により求められる。 Ｖ1A＝（ΣＶ1n）／ｎ （１０） 求めた平均値Ｖ1AからΔＶ1を ΔＶ1＝Ｖ1A−ＶＤＣ／２ （１１） により求める。以下、第１の実施形態と同様にして位相
差Δθ1を求めることができる。

【００４３】以上のように複数回（ｎ回、ｎ＞１）連続
して電圧サンプリングを行うことは、サンプリング電圧
のデータ信頼性・精度はシステムの動作に大きく影響す
るため、電気的ノイズやサンプリング誤差が大きくなる
と予測される場合に特に有効である。

【００４４】（第３の実施形態）誘起電圧を検出する
際、ゼロクロス位置により近い位置でサンプリング電圧
を得るほうがより精度よくゼロクロス位置を検出でき
る。このため、本実施形態では、検出した電圧とゼロク
ロス基準電圧との差が所定値以上のときに、サンプリン
グ電圧を得るポイント（サンプリング点）を、電気角１
周期毎にゼロクロス位置に近づけていくように制御す
る。図８を参照して以下これを説明する。

【００４５】電気角ｊ周期目(ｊ≧１)のサンプリング電
圧をＶjとすれば、 Δθj≒２／（３・ω１・Ｅ0）・ΔＶj （１２） ΔＶj＝ＶjーＶＤＣ／２ （１３） Ｅ0 ＝Ｅ00 （１４） である。

【００４６】ウエイト角ＴＳjを用いると、電気角（−
Ｘ＋ＴＳj）のポイントにおいて、サンプリング電圧Ｖj
を得る。ここで、ＴＳjは、制御演算部５のサンプリン
グ指令によって与えられ、ＰＷＭオン区間の部分でサン
プリングするような数値を与える。ＰＷＭオフ区間では
電圧サンプリングを実施しない。また、ＴＳj＞Ｒｘを
満たす。サンプリング位置を電気角の一周期毎にゼロク
ロス位置Ｚに近づけていくことは、Δθjを０に近づけ
ることである。従って、 ＴＳj+1＝ＴＳj−Ｋs・Δθj （１５） とする。ここで、Ｋｓは可変ゲインで、０≦Ｋs≦１を
みたす。ＴＳjの設定値を上記のように制御演算部５の
サンプリング指令に基いて決定すれば、Δθjを０に近
づけることができる。Δθj≒０の場合には、Ｋs＝０と
してもよい。なお、前述したように、サンプリングポイ
ントはＰＷＭオン区間内でなければならないため、図８
に示すような場合、ＰＷＭオン区間をＴon、ＰＷＭオフ
区間をＴoffとすると、例えば、以下の式のいずれかを
満たすようにＫｓを調整する必要がある。 ０≦Ｒｘ≦ＴＳoff−Ｔon＜ＴＳj＜ＴＳoff＜２・Ｘ （１６ａ） ＴＳoff≦ＴＳon＜ＴＳj＜ＴＳon＋ＴＳoff＜２・Ｘ （１６ｂ） ＴＳon＋Ｔon＋Ｔoff＜ＴＳj＜ＴＳon＋２・Ｔon＋Ｔoff＜２・Ｘ （１６ｃ） ＴＳon＝ＴＳoff＋Ｔoff （１６ｄ） このとき、同一の相電流オフ区間においては制御デュー
ティ値の変化はないとする。

【００４７】また、本実施形態においても、第２の実施
形態で示した連続電圧サンプリングの概念を適用するこ
ともできる。

【００４８】以上のように、実施形態では、サンプリン
グした電圧Ｖ1またはＶｊにより、ゼロクロス位置との
位相差Δθ1又はΔθjを演算することにより、誘起電圧
のゼロクロス位置を特定している。

【００４９】ここで、サンプリング電圧Ｖ１もしくはＶ
ｊを得るための必要条件は、相電流オフ期間においてＰ
ＷＭオン区間が少なくとも１つ含まれることである。こ
のため、直流交流変換部２のスイッチング素子の開閉周
波数（≡キャリア周波数）ｆｃ、インバータ周波数ｆ
１、通電角Ｗｘが次式の関係を満たす必要がある。 ｆｃ≧ｆ１*３６０゜／（１８０゜−Ｗｘ） （１７）

【００５０】上式をみたすようにキャリア周波数ｆｃを
設定することにより、相電流オフ期間すなわち相電流オ
フ期間開始角から相電流オフ期間終了角の間に、ＰＷＭ
制御におけるキャリア周期が少なくとも１つ含まれる。
このため、ＰＷＭオン区間が少なくとも１回は存在し、
サンプリング電圧Ｖ１もしくはＶｊを得ることが可能と
なる。キャリア周波数の変化は直流交流変換部２により
制御される。なお、上式はリカバリ電流回復角Ｒｘを考
慮していない（すなわちＲｘ＝０と仮定）が、リカバリ
電流回復角Ｒｘを考慮するときは、 ｆｃ≧ｆ１*３６０゜／（１８０゜−Ｗｘ−Ｒｘ） （１８） の関係式を満たすようにキャリア周波数ｆｃを設定すれ
ばよい。

【００５１】

【発明の効果】本発明のモータ駆動装置によれば、相電
流が流れていない期間において誘起電圧を検出し、その
検出した電圧に基いて誘起電圧のゼロクロス位置を検出
するため、相電流が流れていない期間を確保する限り、
導通角の大きさにかかわらずゼロクロス位置の検出が可
能となる。このため、広い導通角でのモータ運転が可能
となり、モータから発生する音・振動を小さくすること
ができ、機械系の防音、振動対策を簡略化できる。これ
により、回路コストが低価なモータ駆動装置を構成でき
る。

【００５２】また、ゼロクロス位置の演算において駆動
電圧の周波数を用いてもよく、これにより精度の良いゼ
ロクロス位置の演算を行うことが可能となる。

【００５３】また、ゼロクロス位置の演算において駆動
電圧の周波数とともにブラシレスＤＣモータの誘起電圧
定数を用いてもよく、これにより、さらに高精度のゼロ
クロス位置の演算を行うことが可能となり、脱調・乱調
のほとんどないモータ駆動装置を実現できる。

【００５４】また、ブラスレスＤＣモータの巻線温度に
より誘起電圧定数を温度補正してもよく、これにより、
モータの温度変化が広範囲に渡っても、高精度のゼロク
ロス位置の演算を行うことが可能となる。

【００５５】また、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング実施点
を、ブラシレスＤＣモータ誘起電圧のゼロクロス位置に
近づけてもよく、これにより、より高精度のゼロクロス
位置の演算を行うことが可能となる。

【００５６】また、誘起電圧を取りこむ入力手段を、所
定の電圧を分圧する抵抗素子で構成してもよく、これに
より、簡単な回路構成かつ部品点数の少ない入力手段を
構成できる。

【００５７】また、駆動電圧の通電角が１８０゜未満に
なるようにデューティ値を制御してもよい。これによ
り、用途に応じた通電角を設定できるため、合理的なモ
ータ駆動装置を実現できる。特に、１８０゜近傍の通電
角を設定した場合には、モータ負荷等の機械系の音・振
動を小さくし、機械系の防音、振動対策を簡略化でき、
長期信頼性の優れたモータ駆動装置を実現できる。

【００５８】また、ｆc≧ｆ1*３６０／（１８０−Ｗ
ｘ）の関係式が成立するように制御してもよく、これに
より、どのような回転数領域においても、誘起電圧ゼロ
クロス位置を確実に検出できるため、脱調・乱調のほと
んどないモータ駆動装置を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係るモータ駆動装置の第１の実施形
態における制御ブロック図。

【図２】 モータ駆動装置の分圧部の構成図。

【図３】 ブラシレスＤＣモータの一の相の電気角に対
する相電流波形を示した図。

【図４】 制御演算部においてサンプリング電圧Ｖ1か
ら位相差Δθ1を算出するための動作を説明するための
図。

【図５】 ブラシレスＤＣモータの等価回路図。

【図６】 ブラシレスＤＣモータにおいて、Ｕ相インダ
クタンスＬu及び界磁誘起電圧Ｅuの電気角に対する特性
を示した図。

【図７】 第２の実施形態におけるＡ／Ｄ変換部のサン
プリング動作（複数のサンプリング点においてサンプリ
ングを実施する制御）を説明した図。

【図８】 第３の実施形態におけるＡ／Ｄ変換部のサン
プリング動作（サンプリング実施点をゼロクロスポイン
トに周期毎に近づけていく制御）を説明した図。

【図９】 従来の１２０゜通電制御における相電流波形
を示した図。

【符号の説明】

１ ブラシレスＤＣモータ（ＢＤＭ） ２ 直流交流変換部 ３ 分圧部 ４ Ａ／Ｄ変換部 ５ 制御演算部 ６ ＰＷＭデューティ制御部 １０ 抵抗素子 １１ コンデンサ素子

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ブラシレスＤＣモータの回転子の位置を
   電機子巻線に発生する誘起電圧により検出し、その回転
   子の位置を用いて前記モータに対する駆動電圧を制御す
   るモータ駆動装置において、 前記ブラシレスＤＣモータの巻線の誘起電圧を入力する
   入力手段と、 該入力手段からの出力電圧を前記ブラシレスＤＣモータ
   の巻線の相電流が流れない区間毎に１回サンプリング
   し、そのサンプリングした電圧をデジタル値に変換して
   出力するＡ／Ｄ変換手段と、 該Ａ／Ｄ変換手段からのデジタル値に基いて前記ゼロク
   ロス位置を検出する演算手段とを備えたことを特徴とす
   るモータ駆動装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載のモータ駆動装置におい
   て、 前記演算手段は、Ａ／Ｄ変換手段からのデジタル値と誘
   起電圧のゼロクロス位置を与える基準値との差分を求
   め、その差分に基いてゼロクロス位置を検出することを
   特徴とするモータ駆動装置。
3. 【請求項３】 ブラシレスＤＣモータの回転子の位置を
   電機子巻線に発生する誘起電圧により検出し、その回転
   子の位置を用いて前記モータに印加する駆動電圧を制御
   するモータ駆動装置において、 前記ブラシレスＤＣモータの各相巻線の誘起電圧を入力
   する入力手段と、 該入力手段からの出力電圧を前記ブラシレスＤＣモータ
   の巻線の相電流が流れない一の区間において複数回サン
   プリングし、それぞれのサンプリングした電圧をデジタ
   ル値に変換して出力するＡ／Ｄ変換手段と、 該Ａ／Ｄ変換手段からの複数のデジタル値の平均値を求
   め、該平均値に基いて前記ゼロクロス位置を検出する演
   算手段とを備えることを特徴とするモータ駆動装置。
4. 【請求項４】 請求項３記載のモータ駆動装置におい
   て、 前記演算手段は、Ａ／Ｄ変換手段からのデジタル値の平
   均値と誘起電圧のゼロクロス位置を与える基準値との差
   分を求め、その差分に基いてゼロクロス位置を検出する
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
5. 【請求項５】 請求項１ないし請求項４のいずれか１つ
   に記載のモータ駆動装置において、 前記演算手段は、ゼロクロス位置の検出において、前記
   駆動電圧の周波数を用いて回転子位置を求めることを特
   徴とするモータ駆動装置。
6. 【請求項６】 請求項５記載のモータ駆動装置におい
   て、 前記演算手段は、ゼロクロス位置の検出においてさらに
   前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧定数を用いること
   を特徴とするモータ駆動装置。
7. 【請求項７】 請求項６記載のモータ駆動装置におい
   て、 前記演算手段は、ブラスレスＤＣモータの巻線温度に基
   き前記誘起電圧定数の温度補正を行なうことを特徴とす
   るモータ駆動装置。
8. 【請求項８】 請求項１ないし請求項７のいずれか１つ
   に記載のモータ駆動装置において、 前記演算手段は、Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング点を前
   記ブラシレスＤＣモータ誘起電圧のゼロクロス位置に近
   づけるように前記Ａ／Ｄ変換手段を制御することを特徴
   とするモータ駆動装置。
9. 【請求項９】 請求項１ないし請求項８のいずれか１つ
   に記載のモータ駆動装置において、前記入力手段は前記
   誘起電圧を所定の割合で分圧する抵抗素子からなること
   を特徴とするモータ駆動装置。
10. 【請求項１０】 請求項１ないし請求項９のいずれか１
    つに記載のモータ駆動装置において、前記駆動電圧の通
    電角が１８０゜未満であることを特徴とするモータ駆動
    装置。
11. 【請求項１１】 請求項１０記載のモータ駆動装置にお
    いて、 前記駆動電圧をＰＷＭ制御する際のキャリア周波数ｆ
    ｃ、前記駆動電圧の周波数ｆ１及び前記駆動電圧の通電
    角Ｗｘが、 ｆｃ≧ｆ1*３６０／（１８０−Ｗｘ） の関係を満たすことを特徴とするモータ駆動装置。