KR100497547B1

KR100497547B1 - 인버터 장치

Info

Publication number: KR100497547B1
Application number: KR10-2002-0025990A
Authority: KR
Inventors: 히가시미츠히데; 후나바지스미; 후쿠에다카시; 미우라겐이치로
Original assignee: 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤
Priority date: 2001-05-18
Filing date: 2002-05-11
Publication date: 2005-06-23
Also published as: KR20020088358A; CN1288834C; MY132035A; JP4121718B2; JP2002354877A; CN1387312A

Abstract

복수의 스위칭 소자를 포함하고, 상기 스위칭 소자를 개폐함으로써, DC 전압을 의사(擬似) AC 전압으로 변환하여, 이 의사 AC 전압을 3상 브러시리스 DC 모터에 출력하는 DC/AC 변환장치와, 의사 AC 전압을 강하시킴으로써 3상 브러시리스 DC 모터의 전기자의 전류가 0이 되는 기간에서의 유기전압을 검출하는 전압검출장치와, DC/AC 변환장치에 의해서 출력되는 의사 AC 전압의 PWM 제어를 실행하는 펄스폭 변조(PWM) 제어장치와, 전압검출장치의 유기전압 검출 정보에 따라서 3상 브러시리스 DC 모터에 공급되는 전기자 전류 파형을 소정의 조건에 따라서 정형하고, PWM 제어장치에 파형 정형에 관한 정보를 출력하는 전류 파형 보상장치를 포함하는 인버터 장치.

Description

인버터 장치{INVERTER APPARATUS}

본 발명은 브러시리스(brushless) DC 모터의 주파수를 제어하기 위한 인버터 장치(inverter apparatus)에 관한 것이다.

3상 브러시리스 DC 모터의 회전수를 제어하기 위한 종래의 인버터 장치에서, 120°통전 제어방식과 180°통전 제어방식이 사용되었다. 120°통전 제어방식은, 예로서, 일본국 특허 제2642367호에 개시되어 있고, 180°통전 제어방식은, 예로서 일본국 특허 공개 공보 제7-245982호(1995) 및 제7-337079호(1995)에 개시되어 있다. 120°통전 제어방식에서, 유기전압의 영점(零點)은 인버터 상(相) 전압과 기준 전압을 비교함으로써 직접 검출되고, 전류(轉流; commutation) 신호는 60°의 전기각 간격으로 발생되는 이 영점에 따라서 변화된다.

한편, 180°통전 제어방식에서, 모터 권선의 중성점(中性點) 전위와, 3상 인버터 출력전압에 대하여 3상 Y결선된 저항의 중성점 전위와의 사이의 전위차는 증폭되어서 적분회로에 입력되고, 적분회로의 출력신호와, 출력신호가 필터 회로에 의해서 처리되어 출력신호의 DC 성분이 제거되는 저역 통과 신호를 비교함으로써, 유기전압에 대응하는 회전 위치 검출신호를 취득한다. 이 회전 위치 검출신호는 60°의 전기각 간격으로 발생된다.

종래의 120°통전 제어방식에서는, 모터 부하 또는 공급 전압이 급격하게 변화하면, 유기전압의 영점이 인버터 출력전압 영역에 포함되어서, 검출될 수 없는 현상이 발생할 수도 있다. 이러한 상태에서, 우선, 탈조(脫調; step-out) 현상이 발생하므로, 인버터 시스템이 정지한다.

또한, 공지된 120°통전 제어방식에서, 유기전압은 각각의 상에 대하여 60°의 전기각 동안 연속해서 확인할 수 있다. 그러나, 모터 운전시의 잡음 및 진동을 감소시키기 위하여 통전각을 약 150°에 설정하여 모터를 운전하면, 유기전압은 각각의 상에 대하여 불과 30°의 전기각 동안만 연속적으로 확인할 수 있어서, 모터의 정상 운전시에도 탈조할 위험이 높고 난조(亂調;hunting) 등 불안정한 현상이 발생하기 쉽다.

또한, 종래기술의 120°통전 제어방식에서는, 전기각을 180°정도로 설정하는 것이 거의 불가능하다는 단점이 있다.

반면에, 공지된 180°통전 제어방식에서는, 신호가 적분회로를 통과하므로, 유기전압의 영점의 절대값을 적절하게 검출할 수 없고, 또한 영점과 회전 위치 검출신호와의 사이의 위상차가 운전 상태에 따라서 크게 변화하여, 위상 보정 등 복잡한 제어를 실행하여야 한다. 그러나, 위상 보정의 조정이 어렵고, 또한 위상 보정을 제어하기 위한 연산이 복잡하게 된다.

또한, 종래의 180°통전 제어방식에서는, 모터에 중성점 출력단자가 필요하고, 유기전압 파형의 3차 고조파 성분을 이용하므로, 종래의 180°통전 제어방식을 정현파 착자(着磁) 자석을 사용하는 모터에 적용할 수 없는 문제가 발생한다.

따라서, 본 발명의 주 목적은, 종래기술의 상기 문제를 해결하기 위한 것으로서, 간단한 시스템 구성으로서 기계적 또는 광학적 전자(電磁) 픽업(pickup), 또는, DC 또는 AC 센서를 사용할 필요가 없는 180°의 전기(통전)각에 매우 가까운 의사(擬似) 정현파 구동 운전을 가능하게 하고, 전류 보상 제어의 파형 정형 효과에 의해서 기계계의 잡음과 진동을 더욱 감소시켜서 기계계의 잡음과 진동에 대한 대책을 단순화하고 또한 광범위한 운전 영역에서 고능률, 고신뢰성으로 운전할 수 있는 염가의 인버터 장치를 제공하는 데 있다.

이러한 본 발명의 목적을 달성하기 위해서, 본 발명에 의한 인버터 장치는 복수의 스위칭 소자를 포함하고, 상기 스위칭 소자를 개폐함으로써 DC 전압을 의사 AC 전압으로 변환하여, 이 의사 AC 전압을 3상 브러시리스 DC 모터에 출력하는 DC/AC 변환수단을 포함한다. 전압검출수단은, 의사 AC 전압을 강하(降下) 시킴으로써 3상 브러시리스 DC 모터의 전기자(電機子)의 전류가 0이 되는 기간에서의 유기전압을 검출한다. 또한, 펄스폭 변조(PWM; pulse width modulation) 제어수단은 DC/AC 변환수단에 의해서 출력되는 의사 AC 전압의 PWM 제어를 실행한다. 또한, 전류 파형 보상수단은 전압검출수단의 유기전압 검출 정보에 따라서 3상 브러시리스 DC 모터에 공급되는 전기자 전류 파형을 소정의 조건에 따라서 파형 정형하고, PWM 제어수단에 파형 정형에 관한 정보를 출력한다.

이하에, 본 발명의 하나의 실시예를 도면을 참조로 하여 설명한다. 도 1은 본 발명의 실시예에 의한 인버터 장치의 제어 블록도이다. 본 실시예의 인버터 장치는 3상 브러시리스 DC 모터(5)의 회전수를 제어한다. 도 1에서, 인버터 장치는 모터(5)의 유기전압을 검출하는 전압검출수단(1), 전류 파형 보상수단 (2), 펄스폭 변조(PWM) 제어수단(3), 및 고속으로 개폐되는 6개의 스위칭 소자로써 구성된 DC/AC 변환수단(4)을 포함한다.

DC/AC 변환수단(4)은 DC 전력을 의사 AC 전력으로 변환하여 상기 의사 AC 전력을 모터(5)에 공급하고, 전압검출수단(1)은 유기전압의 영점을 검출하는 기능을 갖는다. 또한, PWM 제어수단(3)은 인가 전압과, 주파수 및 위상을 제어하기 위한 PWM 듀티(duty)를 출력하는데, 이들 인가 전압, 주파수 및 위상은 모터(5)를 제어하는데 이용된다.

도 1에서, 전압검출수단(1)은 모터(5)의 유기전압을 강하시킴으로써 전압 샘플링을 실행하고, 샘플링 전압으로부터 유기전압의 영점 위치를 연산한다. 전압검출수단(1)은 영점 위치 정보를 전류 파형 보상수단(2)에 출력하고, 전류 파형 보상수단(2)은 영점 위치 정보에 따라서 정현파 함수를 연산한다. 정현파 함수는 인버터 구동 주파수의 전기각 θ와 위상각 ψ의 선형 함수로써 구성되고, 모터(5)의 회전 위상 정보를 포함한다. 전기각 60°간격으로, 전류 파형 보상수단(2)은 PWM 제어수단(3)에, 모터(5)의 회전 위상 정보를 포함하는 정현파 함수를 출력한다. PWM 제어수단(3)은 정현파 함수의 PWM 제어를 실행하고, PWM 베이스 패턴 신호(base pattern signal;PTN)를 DC/AC 변환수단(4)에 출력한다.

DC/AC 변환수단(4)에는 DC 전압이 입력되고, DC/AC 변환수단(4)은 DC 전압을, 베이스 패턴 신호(PTN)에 따라서 가변인 주파수와 위상을 갖는 의사 AC 전압으로 변환하여, 이 의사 AC 전압을 모터(5)에 출력한다. 모터(5)의 회전수는 DC/AC 변환수단(4)으로부터 출력되는 의사 AC 전압의 주파수와 위상(이하, "인버터 주파수"라고 한다)을 변경함으로써 제어된다. 이 인버터 주파수는 전류 파형 보상수단 (2)에 의해서 제어된다.

120°통전 제어에서, PWM 제어수단(3)은 DC/AC 변환수단(4)의 스위칭 소자를 개폐하는 6개의 상이한 베이스 패턴 신호(PTN)를 출력한다. 6개의 베이스 패턴 신호(PTN)에 의해 DC/AC 변환수단(4)의 스위칭 소자가 개폐됨으로써, DC/AC 변환수단(4)으로부터 출력되는 인버터 주파수가 제어된다.

6개의 베이스 패턴 신호(PTN)를 설명한다. 6개의 베이스 패턴 신호(PTN)는 DC/AC 변환수단(4)의 스위칭 소자를 구동하기 위한 펄스 신호이다. 베이스 패턴 신호(PTN)는 6개의 기본적인 패턴(PTN1~PTN6)을 가지고 있으며, 베이스 패턴 신호 (PTN)의 1주기의 역수(逆數)가 인버터 주파수이다.

모터(5)의 회전수를 변경하는 실제적인 방법으로서, PWM 제어수단(3)은 전류 파형 보상수단(2)의 회전 위상 정보에 따라서 DC/AC 변환수단(4)의 인버터 주파수를 변경하여 모터(5)의 회전수를 제어한다. 모터(5)의 자극(磁極) 위치는, 전기자의 반작용으로 인하여 유기전압의 영점으로부터 직접 결정할 수 없고, 상기 영점과 모터의 자극위치 사이에 위상차가 생긴다. 이 위상차는 운전 부하에 의존하므로, 유기전압의 영점으로부터 마이크로 컴퓨터의 연산에 의해서 참(眞) 자극 위치를 특정하기는 어렵다. 그러나, 참 자극 위치를 특정할 수는 없어도, 유기전압의 영점만으로 모터(5)의 회전수를 충분히 제어할 수 있으며, 유기전압에 의존하는 편이 제어의 측면에서는 오히려 바람직하다고 할 수 있다.

도 11은 모터(5)의 등가회로도이다. "R1"은 1차 권선의 저항을 나타내고, "Lu", "Lv" 및 "Lw"는 각 상의 인덕턴스를 나타내고, "Eu", "Ev" 및 "Ew"는 각 상의 계자(界磁) 유기전압을 나타내며, "Iu", "Iv", 및 "Iw"는 각 상의 상 전류를 나타낸다. 여기서, 계자 유기전압은 모터(5)가 회전할 때 자석에 의해서만 발생되는 유기전압을 의미한다. 도 11에서, W상과 V상과의 사이에 DC 전압 VDC가 인가되는 경우를 살펴본다. 이 때, W상의 전위는 VDC이고, V상의 전위는 0이며, U상의 전위는 개방 단자로 되므로, U상의 유기전압 Vu를 관측할 수 있다. W상과 V상과의 사이의 전위차가 VDC와 0V로 교대로 반복적으로 설정되어서 PWM 제어를 실행한다. W상과 V상과의 사이의 전위차가 항상 VDC인 경우에는, 펄스 진폭 변조(PAM) 제어가 실행된다.

이 때, 유기전압 Vu의 전압 파형은, 도 9의 유기전압(15) 파형에 대응한다. 상 전류 오프(off) 개시각(開始角;23)으로부터 상 정류 오프 종료각(終了角;24) 까지의 구간에서, W상과 V상과의 사이에 DC 전압 VDC를 인가함으로써 PWM 제어가 실행된다.

PWM 제어수단(3)은 전류 파형 보상수단(2)으로부터 출력되는 회전 위상 정보에 따라서 6개의 베이스 패턴 신호(PTN1~PTN6)를 출력한다. DC/AC 변환수단(4)은 U상, V상 및 W상 각각에 대하여 하나의 상측 암 스위칭 소자와 하나의 하측 암 스위칭 소자를 구성하는 6개의 스위칭 소자를 포함한다.

베이스 패턴 신호 PTN1은 W상(相) 상측 암 스위칭 소자와 V상 하측암 스위칭 소자를 도통시킨다. 베이스 패턴 신호 PTN2는 U상 상측 암 스위칭 소자와 V상 하측암 스위칭 소자를 도통시킨다. 베이스 패턴 신호 PTN3은 U상 상측 암 스위칭 소자와 W상 하측암 스위칭 소자를 도통시킨다. 베이스 패턴 신호 PTN4는 V상 상측 암 스위칭 소자와 W상 하측암 스위칭 소자를 도통시킨다. 베이스 패턴 신호 PTN5는 V상 상측 암 스위칭 소자와 U상 하측암 스위칭 소자를 도통시킨다. 베이스 패턴 신호 PTN6은 W상 상측 암 스위칭 소자와 U상 하측암 스위칭 소자를 도통시킨다.

베이스 패턴 신호(PTN)의 전류(轉流) 절환은 전류 파형 보상수단(2)의 회전 위상 정보에 따라서 실행된다. 전류 파형 보상수단(2)은 모터(5)의 3상 유기전압의 영점을 연산한다. 모터가 일정한 속도로 회전하면, 영점은 대체로 전기각 60°간격으로 발생한다. PWM 제어수단(3)은 전류 파형 보상수단(2)의 회전 위상 정보에 따라서 베이스 패턴 신호, PTN1, PTN2, ...PTN6, PTN1, ...의 순서로 베이스 패턴 신호(PTN)를 절환한다.

도 3은 120°통전 제어를 이용하여 모터(5)를 구동할 때의 각각의 상에 대한 전류 파형인 상 전류(8)를 나타낸다. 도 3은 전기각에 대한 상 전류를 나타낸다. 120°통전 제어의 경우에, 아무런 전류도 흐르지 않는 상태의 60°구간이 전기각 1주기에 2번 나타나고, 이 상태를 "상 전류 오프"라고 정의한다. 이 구간은 3상에서 합계 6회 나타난다. 이 구간에서, 상 전류가 오프된, U상, V상 및 W상 중 하나의 상에 대하여, 모터(5)의 유기전압을 확인할 수 있고, 또한 모터(5)의 유기전압의 영점을 찾아낼 수 있다.

도 4에서, 통전각 Wx는 120°통전 제어의 경우의 통전각을 확장한 것이다. 통전각 Wx를 120°에 설정하면, 도 4는 도 3에 동일하게 된다. Wx＜180°의 관계가 만족되면, 모터(5)의 유기전압을 확인할 수 있어서, 모터(5)에 위치 센서를 설치할 필요없이 모터(5)를 운전할 수 있다. 150°＜Wx＜180°의 관계가 만족되는 경우에는, 120°통전 제어의 6개의 베이스 패턴 신호에 3상 정현파 구동용 베이스 패턴 신호(PTN)가 추가된다. 기본적으로, 3상 중 최소한 하나가 상 전류 오프로 되는 구간에는 120°통전 제어의 베이스 패턴 신호가 사용되고, 나머지 구간에서는 3상 정현파 구동용 베이스 패턴 신호(PTN)가 사용된다. 이 3상 정현파 구동용 베이스 패턴 신호(PTN)는 널리 공지된 것이므로, 간략화 하기 위해서 설명을 생략한다.

도 4에서 Wx＜180°의 관계가 만족될 때 유기전압의 영점의 결정 방법을 설명한다. 도 4에 대응하는 도 9는 모터(5)의 유기전압을 모식적(模式的)으로 나타내고, 유기전압(15), 영점(16), 샘플링 전압(17), 기준 전압(18) 등이 도시되어 있다. 도 4의 상 전류가 U상이면, 도 9의 유기전압(15)도 또한 U상에 대응한다. 도 9에서 상 전류 오프 개시각(23)(= -X)으로부터 상 전류 오프 종료각(24)(= X)까지의 구간은 유기전압(15)을 확인할 수 있는 구간이다. 3상에서, 유기전압은 전기각 60°의 영역마다 한 번 확인할 수 있다. 또한, 회복 전류 회복각(= Rx ≥0)의 구간에서는, 회생(回生) 전류가 흘러서, 유기전압(15)을 샘플링할 수 없으므로, 샘플링을 가능하게 하는 각도, 즉, 샘플링 가능 각도는, X = (180°- Wx)/2의 관계를 가정할 때, 이하의 식을 만족시켜야 한다.

-X+Rx＜샘플링 가능 각도＜X

전압검출수단(1)의 회로 구성을 도 2에 나타낸다. 전압검출수단(1)은 소자 6a와 6b를 포함하는 저항 소자(6)과 커패시터 소자(7)로써 구성되어 있다. 커패시터 소자(7)는 통상적으로 없어도 되지만, 커패시터 소자(7)가 잡음 제거용 유기전압의 파형을 무디어지게 하지 않는 작은 시정수를 가지면 사용될 수도 있다. DC/AC 변환수단(4)에 입력된 DC 전력이 DC 전압 VDC이고 분압비(分壓比) k가 저항 소자(6)에 의해서 결정되는 것으로 하면, 유기전압(15)의 진폭은 k*VDC가 된다. 또한, 이하의 도 9 및 도 10의 설명에서, 간단히 하기 위해서, 분압비 k를 1에 설정한다.

전압검출수단(1)의 동작을 설명한다. 전압검출수단(1)은 유기전압(15)을 샘플링하여 유기전압(15)을 디지털 값 V0로 변환한다. 대기각(wait angle) TS0을 이용하여 전기각 -X+TS0에서 샘플링 전압(17)을 취득한다. 여기서, 대기각 TS0은 PWM ON 구간(20)(=TON)에서 샘플링을 실행하기 위한 값을 제공한다. 도 9에서, 샘플링 전압(17)은 또한 PWM ON 구간(20)에 위치한다. 따라서, PWM OFF 구간(19)(=TOFF)에서는 전압 샘플링을 실행하지 않는다.

또한, 이 때, TS0＞Rx의 관계를 만족한다. 유기전압(15)의 영점은 영점(16)이므로, 샘플링 전압(17)의 전압 V0은 이하의 관계를 만족한다.

V0=VDC/2

전압검출수단(1)은 샘플링 전압(17)의 영점 시간 정보 Tn을 전류 파형 보상수단(2)에 출력한다. 영점 시간 정보 Tn에서, "n"은 1부터 6까지의 정수(整數)를 나타내고, 각각의 베이스 패턴 신호(PTN1~PTN6)에 대응한다. 영점 시간 정보 Tn은 베이스 패턴 신호(PTNn)의 갱신에 따라서 순차적으로 갱신된다.

도 10은 또한 모터(5)의 유기전압을 모식적으로 나타낸다. 도 10은, 도 10의 유기전압 검출 영역에 영점이 존재하지 않는 점에서 도 9에 상이하다. 이 경우에, 전압검출수단(1)은 이하의 식에 의해서 샘플링 전압(25) 위치에서 샘플링 전압(26) (=V0)으로부터 전압 오차(27)(=ΔV0)를 취득한다.

ΔV0=V0-VDD/2

전압 오차 ΔV0, 인버터 각 주파수(angular frequency) ω1 및 자석 유기전압 상수 E0를 이용하여, 위치각 오차(28)(=Δθ0)가 ｜Δθ0｜0의 관계를 만족하면, 위치각 오차 Δθ0는 이하의 식에 의해서 연산된다.

이 식은, 자석 유기전압 상수 E0를 알면, 인버터 각 주파수 ω1과 전압 오차 ΔV0을 이용하여 영점으로부터의 위치각 오차 Δθ0을 특정할 수 있는 것을 의미한다. 위치각 오차 Δθ0을 알면, 전압검출수단(1)은 위치각과 위치각 오차(28)(=Δθ0)로부터 영점(16)의 영점 시간 정보 Tn을 연산하고, 이 영점 시간 정보 Tn을 전류 파형 보상수단(2)에 출력한다. 또한, 도 10에 나타내는 바와 같이 제어를 실행할 때에는, 진상각(進相角;angle of lead)의 제어를 강화할 수 있어서, 모터(5)의 속도 상한이 향상될 수 있고, 따라서 약한 계자에 의해서 단자 전압이 저하함과 동시에 철손이 감소된다.

도 1에서, 전압검출수단(1)이 전류 파형 보상수단(2)에 영점 위치 정보를 출력한 후에, 전류 파형 보상수단(2)은 영점 위치 정보에 따라서 정현파 함수를 연산한다. 모터(5)의 회전 위치 정보를 포함하는 정현파 함수는 모터(5)를 탈조없이 운전하는 데에 매우 중요한 역할을 한다.

이하에, 전류 파형 보상수단(2)의 동작을 상세하게 설명한다. 전류 파형 보상수단(2)은 기본적인 요소로서, 전기각 θ와 위상각 ψj로써 구성되고, 또한 1차 이상의 차수(次數)를 갖는 다항(多項) 선형 함수를 포함하고, 이 선형 함수로써 정현파 함수를 연산한다. "j"는 1 이상의 정수를 나타내고, "Im"은 모터(5)의 회전 위상 정보를 나타내고, "Aj"는 진폭을 나타내며, "Kj"는 계수를 나타내는 것으로 하면, 정현파 함수는 이하와 같이 표시된다.

Im=∑(Ajㆍsin(Kjㆍ(θ+ ψj)))

PWM 제어수단(3)은 PWM 베이스 패턴 신호(PTN)를 연산하여 이 PWM 베이스 패턴 신호(PTN)를 DC/AC 변환수단(4)에 출력한다. DC/AC 변환수단(4)은 PWM 베이스 패턴 신호(PTN)에 따라서 DC 전압의 펄스폭 변조를 실행하여, 3상 의사 AC 전압을 얻어서 이 3상 의사 AC 전압을 모터(5)에 출력한다. 따라서, 모터(5)는 그 전기자 전류가 모터(5)의 회전 위상 정보와 사실상 동일하게 되도록 동작할 수 있다.

전기각 θ의 연산방법을 설명한다. DC/AC 변환수단(4)에서 출력되는 의사 AC 전압의 각 주파수 ω1과 주기 T, 원주율 π, 및 운전 기간 t를 이용하여, 이하의 관계를 나타낼 수 있다.

θ= ω1ㆍt

ω1 = 2π/T

또한, 전압검출수단(1)에서 출력되는 영점 시간 정보 Tn을 이용하여, 의사 AC 전압의 주기 T를 이하와 같이 연산할 수 있다.

T = (T_n+1- T_n)ㆍ6

상기 식에서, n 대신에 6을 대입하면, 하첨자 n+1은 7이지만 T₇= T₁의 관계가 형성된다. 또한, 의사 AC 전압의 주기 T는 이하와 같이 연산할 수 있다.

T = (T_n+2- T_n)ㆍ3

T = (T_n+3- T_n)ㆍ2

T = (T_n+6- T_n)

상기 식에서, 계수, Aj, Kj 및 ψj는 인버터 장치의 운전 조건, 또는 모터(5)의 전기적 특성, 기계적 특성, 정격 용량, 부하 용량, 동작 온도 범위, 용도 등에 따라서 운전 중에 항상 일정한 값 또는 가변 값으로 설정할 수도 있다. 진폭 Aj, 계수 Kj 및 위상각 ψj의 최적의 값은, 특히 DC/AC 변환수단(4)의 DC 전압, 및 모터(5)의 회전 속도, 회전 토크(torque)와 전기각 θ에 따라서 선택될 수도 있다.

진폭 Aj, 계수 Kj 및 위상각 ψj의 설정된 값에 따라서, 전류 파형 보상수단 (2)은 PWM 제어수단(3)과 DC/AC 변환수단(4)의 처리를 통하여 모터(5)의 로터 (rotor) 위치에 대해서 지상(遲相) 전류와 진상(進相) 전류를 임의로 공급할 수 있다.

또한, 운전 성능을 향상하기 위하여, 정현파 함수의 전기각 θ와 위상각 ψj를 전기각 60°의 간격으로 소정의 값에 설정할 수도 있다. 도 9의 상 전류 오프 개시각(23)으로부터 상 전류 오프 종료각(24)까지의 기간, 및 도 10의 상 전류 오프 개시각(23)으로부터 상 전류 오프 종료각(24)까지의 기간의 어느 점에서, 베이스 패턴 신호(PTNn)에 대응하는 "n"은 1부터 6까지의 정수이고, "ψ0n"은 초기 위상각을 나타내는 것으로 하는 경우에 이하의 관계가 얻어진다.

θ(도) = 60°ㆍ(n-1)

ψj = ψ0n

초기 위상각 ψ0n은 베이스 패턴 신호(PTNn)에 따라서 변경될 수도 있다. 또한, 정현파 함수의 전기각 θ와 위상각 ψj의 상기 소정치에의 설정은 유기전압 (15)이 도 9 및 도 10의 영점에 가장 가깝게 위치하는 시점에서 실행하는 것이 바람직하고, 이에 따라서 제어 안정도 또한 향상된다.

상기의 제어 방법을 사용하여 모터(5)를 구동할 때 발생하는 전기자 전류 파형의 예를 도 5 내지 도 8에 각각 나타낸다. 도 5의 상 전류(11)는 위상 선행(phase lead) 보상 처리된 파형이고, 도 6의 상 전류(12)는 위상 지연(phase lag) 보상 처리된 파형이다. 계수의 설정 조건은, (1) Aj=가변치, (2) K1=1, K2~Kj=가변치, (3) ψj=가변치, 및 (4) θ=소정치의 4개의 조건이 있다. 이 때, 도 5에서의 통전각 Wx1은 도 4에서의 통전각 Wx보다 작아지므로, 위상 선행 보상을 더욱 효과적으로 실행할 수 있다. 도 6에서는, 위상 지연 보상을 더욱 크게 할 수 있다. 또한, 도 4에서의 상 전류(10) 파형의 조건은 (1) Aj=가변치, (2) K1=1, K2~Kj=0, (3) ψj=0, 및 (4) θ=소정치로 되어 있다.

도 7의 상 전류(13) 파형의 조건은, 도 5의 조건에서 (1) Aj=가변치, (2) K1=1, K2=2, K3~Kj=0, (3) ψj=0, 및 (4) θ=소정치로 되어 있다. 또한, 도 8의 상 전류(14) 파형의 조건은, 도 6의 조건에서 (1) Aj=가변치, (2) K1=1, K2=-2, K3~Kj=0, (3)ψj=0, 및 (4) θ=소정치로 되어 있다. 진폭 Aj, 계수 Kj 및 위상각 ψj를 상기와 같이 설정함으로써, 임의의 회전 위상 정보 Im을 매우 간단하게 취득할 수 있다.

또한, 모터(5)의 1회전 동안에 토크가 주기적으로 변동하는 것으로 예측될 때에는, 초기 위상각 ψ0n을 변경할 수도 있다. 특히, 토크의 증가에 따라서 위상각 ψj를 더욱 크게 되도록 설정하면, 높은 토크 영역에서의 전류 지연을 미리 방지할 수 있다.

이어서, 모터(5)의 회전 부하 토크를 쉽게 추정하는 연산 방법을 설명한다. 회전 부하 토크의 추정 연산은, DC 전압 VDC, 각 주파수 ω1(또는 회전 속도), 및 회전 위상 정보 Im을 포함하는 정현파 함수의 진폭 A1로써 실행할 수 있다. 진폭 A1은 PWM 제어수단(3)의 PWM 펄스폭에 비례하므로, 진폭 A1과 PWM 펄스폭 중 어느 하나를 연산에 사용할 수 있다. 여기서, 진폭 A1을 연산에 사용하는 경우를 설명한다. 진폭 A1은 진폭 Aj의 "j"를 1로 설정함으로써 얻어진다.

"PI"는 DC/AC 변환수단(4)의 출력 전력을 나타내고, "PO"는 모터(5)의 출력 전력을 나타내고, "IDC"는 평균 DC 값을 나타내며, "KDC"는 상수를 나타내는 것으로 하면, 이하의 관계식이 성립한다.

PI=VDCㆍIDCVDCㆍKDCㆍA1

PO=ω1ㆍTL

또한, PIPO의 관계식을 이용하여 상기 두 식으로부터 회전 부하 토크 TL을 연산하면, 이하의 관계식을 얻을 수 있다.

TLKDCㆍA1ㆍVDC/ω1

기준 회전 부하 토크 TL0을 미리 측정하여, 회전 부하 토크 TL0에 대한 측정 조건을 기준으로서 이용하면, 기준 진폭 A10, 기준 DC 전압 VDC0 및 기준 각 주파수 ω10을 이용함으로써 상기 식들은 이하의 식으로 정리된다.

TLTL0ㆍA1/A10ㆍVDC/VDC0ㆍω10/ω1

토크 추정을 고정밀도로 실행해야 하는 경우에는, 3상 브러시리스 DC 모터 (5)의 DC 또는 전기자 전류를 검출할 수도 있다.

본 발명의 인버터 장치를 공기조화기에 사용하는 경우, 본 발명의 인버터 장치는 3상 브러시리스 DC 모터(5)의 전기자 전류의 통전각 180°부근의 운전에 적용될 수 있으므로, 저(低)잡음, 저진동 및 고효율에 추가하여 낮은 가격, 장기(長期) 신뢰성 및 우수한 내구성 등의 현저한 효과를 얻을 수 있다.

특히, 1 피스톤 로터리 압축기 등을 운전하기 위한 하나의 수단으로서 토크 제어기가 사용된다. 본 발명의 인버터 장치를 1 피스톤 로터리 압축기와 토크 제어기를 구비한 공기조화기에 설치하면, 특히 회전 부하 토크 변동시에 3상 브러시리스 DC 모터(5)의 전류 위상 난조를 효율적으로 또한 용이하게 보정할 수 있다. 따라서, 매우 정밀한 전류 위상 제어가 실행될 수 있고, 또한 3상 브러시리스 DC 모터(5)에 정현파에 가장 가까운 전류 파형을 사용할 수 있으므로, 잡음 및 진동이 현저하게 감소된다.

본 발명의 인버터 장치는, 복수의 스위칭 소자를 포함하고, 상기 스위칭 소자를 개폐함으로써 DC 전압을 의사 AC 전압으로 변환하여, 이 의사 AC 전압을 3상 브러시리스 DC 모터에 출력하는 DC/AC 변환수단과, 의사 AC 전압을 강하시킴으로써 3상 브러시리스 DC 모터의 전기자의 전류가 0이 되는 기간에서의 유기전압을 검출하는 전압검출수단과, DC/AC 변환수단에 의해서 출력되는 의사 AC 전압의 PWM 제어를 실행하는 펄스폭 변조(PWM) 제어수단과, 전압검출수단의 유기전압 검출 정보에 따라서 3상 브러시리스 DC 모터에 공급되는 전기자 전류 파형을 소정의 조건에 따라서 정형하고, PWM 제어수단에 파형 정형에 관한 정보를 출력하는 전류 파형 보상수단을 포함한다. 따라서, 본 발명에 따르면, 모터로부터 발생하는 잡음과 진동을 감소시켜서 기계계의 잡음과 진동에 대한 대책을 단순화하고 또한 인버터 장치의 회로 비용을 삭감할 수 있다.

또한, 전류 파형 보상수단은 위상 지연 보상 또는 위상 선행 보상을 실행하므로, 모터 전류의 위상 제어 범위를 더욱 확대할 수 있고, 따라서, 모터의 성능을 향상시킬 수 있다.

또한, 전류 파형 보상수단은 소정의 연산식에 따라서 정현파 함수의 전기각 θ또는 위상각 ψ을 변화시키므로, 어떠한 모터에 대해서도 최적의 전류 위상 제어를 실행할 수 있고, 따라서 모터의 성능을 향상시킬 수 있다.

또한, 상기 연산식은 1차 이상의 차수(次數)를 갖는 다항식이므로, 제어 연산이 간단하게 되고, 전류 위상 제어를 매우 정밀하게 실행할 수 있으며, 추가적인 에너지 절감, 및 마이크로 컴퓨터의 ROM 또는 RAM의 용량과 동작 주파수의 감소를 통하여 제조 비용을 삭감할 수 있다.

또한, 다항식의 계수를 항상 일정하게 유지하므로, 제어 연산을 더욱 간단하게 할 수 있고, 마이크로 컴퓨터의 ROM 또는 RAM의 용량과 동작 주파수의 감소를 통하여 제조 비용을 대폭으로 삭감할 수 있다.

또한, 다항식의 계수를 전기각 θ의 절대값에 따라서 변화시키므로, 전기각 θ에 관계되는 주기적인 부하 변동에 대하여 최적의 전류 위상 제어를 실행할 수 있어서, 잡음 및 진동이 더욱 감소된다.

또한, 다항식의 계수를 3상 브러시리스 DC 모터의 회전 속도에 따라서 변화시키므로, 모터의 주파수 특성이 큰 경우에도 어떠한 회전 속도 범위에서도 충분한 모터 특성을 발휘하여, 제품의 부가 가치가 향상된다.

또한, 다항식의 계수를 3상 브러시리스 DC 모터의 회전 토크에 따라서 변화시키므로, 회전 토크에 따라서 전류 위상 제어를 최적화 할 수 있어서, 어떠한 부하 조건에서도 극히 간단하게 저(低)잡음, 저진동 및 고효율화를 실현할 수 있다.

또한, 전류 파형 보상수단의 위상 선행 보상이 회전 토크의 증가에 따라서 증대되도록 다항식의 계수를 변화시키므로, 회전 토크가 큰 영역에서도 3상 브러시리스 DC 모터에 공급되는 전류 위상이 크게 지연되는 것을 미리 방지할 수 있어서, 높은 토크 영역에서의 제어 안정성이 향상되고 또한 난조 또는 탈조가 없는 견고한 제어 시스템을 구성할 수 있다.

또한, 다항식의 계수를 DC 전압에 따라서 변화시키므로, 모터 전류의 변화율의 증감의 영향을 감소시킬 수 있어서, 공급 전압이 열악한 상태에서도 인버터 성능을 저하시키지 않고 우수한 제어 특성을 발휘할 수 있다.

또한, 회전 토크의 추정 연산을 3상 브러시리스 DC 모터의 회전 속도, DC 전압, 및 PWM 제어의 PWM 펄스폭을 이용하여 실행하므로, 토크 검출기를 추가로 설치할 필요가 없고, 따라서, 인버터 장치를 더욱 낮은 제조 비용으로 제조할 수 있다.

또한, 3상 브러시리스 DC 모터의 전기자 전류가 0이 되는 기간에, 정현파 함수의 전기각 θ와 위상각 ψ를 각각 소정치에 설정하므로, 전류 보상에 의한 위상 제어의 동작 안정도와 파형 정형 효과를 현저하게 향상시킬 수 있어서, 인버터 장치의 신뢰성 및 개발 효율을 향상시킬 수 있다.

또한, 3상 브러시리스 DC 모터의 유기전압이 영점에 가장 근접한 시점에서, 정현파 함수의 전기각 θ와 위상각 ψ를 각각 소정치에 설정하므로, 전류 보상에 의한 위상 제어의 동작 안정도와 파형 정형 효과를 최대화 할 수 있어서, 인버터 장치의 신뢰성 및 개발 효율을 더욱 향상시킬 수 있다.

또한, 소정치는 전압검출수단의 유기전압 검출 정보에 의한 변수이므로, 모터 특성의 차이에 맞추어서 최적의 전류 보상 제어를 원활하고 간단하게 실행할 수 있으므로, 모터 특성의 차이를 고려할 필요없이 인버터 장치를 제조할 수 있으므로, 개발을 합리화 하고, 단축함으로써 인버터 장치의 제조 비용을 더욱 감축할 수 있다.

또한, 통전각을 180°이하로 설정하므로, 용도에 따라서 통전각을 설정할 수 있어서, 합리적인 인버터 장치를 제조할 수 있다. 특히, 통전각을 180°근방에 설정한 경우에, 기계계의 잡음과 진동을 감소시킴으로써 모터 부하 등 기계계의 잡음과 진동에 대한 대책을 단순화 할 수 있고, 또한 우수한 장기 신뢰성을 갖는 인버터 장치를 얻을 수 있다.

또한, 인버터 장치를 민생(民生)용 또는 업무용 인버터 공기조화기에 적용한 경우에, 공기조화기의 성능 향상과 제조 비용 감축 모두를 달성할 수 있어서, 공기조화기의 상품 가치가 매우 높아져서 판매가 활성화 된다.

또한, 본 발명의 인버터 장치를 1 피스톤 로터리 압축기와, 1 피스톤 로터리 압축기의 운전시에 1 피스톤 로터리 압축기의 진동을 억제하는 토크 제어기를 포함하는 공기조화기에 적용한 경우에, 1 피스톤 로터리 압축기 특유의 운전 잡음과 운전 진동을 간단하게 감소시킬 수 있고 또한 제조 비용을 더욱 감축할 수 있어서, 에너지 절감과 저비용 등, 1 피스톤 로터리 압축기의 특징을 최대화할 수 있다.

도 1은 본 발명의 하나의 실시예에 의한 인버터 장치의 제어 블록도.

도 2는 도 1의 인버터 장치에 사용된 전압검출수단의 회로도.

도 3은 3상 브러시리스 DC 모터를 120°통전 제어로써 구동하는 비교예의 상(相) 전류 파형을 나타내는 그래프.

도 4는 본 발명의 실시예에서의 기준 상 전류의 파형을 나타내는 그래프.

도 5는 도 1의 인버터 장치에 사용된 전류 파형 보상수단의 동작을 설명하는 제1의 도면.

도 6은 도 5의 전류 파형 보상수단의 동작을 설명하는 제2의 도면.

도 7은 도 5의 전류 파형 보상수단의 동작을 설명하는 제3의 도면.

도 8은 도 5의 전류 파형 보상수단의 동작을 설명하는 제4의 도면.

도 9는 도 2의 전압검출수단의 동작을 설명하는 제1의 도면.

도 10은 도 9의 전압검출수단의 동작을 설명하는 제2의 도면.

도 11은 3상 브러시리스 DC 모터의 등가회로도.

본 발명의 설명을 진행하기 전에, 첨부 도면의 몇몇 도면에 걸쳐서 동일한 부분은 동일한 참조 번호로써 표시된 것을 염두에 두어야 한다.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1 : 전압검출수단 2 : 전류 파형 보상수단

3 : PWM 제어수단 4 : DC/AC 변환수단

5 : 3상 브러시리스 DC 모터 10 : 상 전류

15 : 유기전압 16 : 영점(零點)

17 : 샘플링 전압 18 : 기준전압

Claims

복수의 스위칭 소자를 포함하고, 이 스위칭 소자를 개폐함으로써 DC 전압을 의사 AC 전압으로 변환하여, 이 의사 AC 전압을 3상 브러시리스 DC 모터에 출력하는 DC/AC 변환수단과,

상기 의사 AC 전압을 강하시킴으로써, 상기 3상 브러시리스 DC 모터의 전기자의 전류가 0이 되는 기간에서의 유기전압을 검출하는 전압검출수단과,

상기 DC/AC 변환수단에 의해서 출력되는, 상기 의사 AC 전압의 PWM 제어를 실행하는 펄스폭 변조(PWM) 제어수단과,

상기 전압검출수단의 유기전압 검출 정보에 따라서 상기 3상 브러시리스 DC 모터에 공급되는 전기자 전류 파형을 소정의 조건에 따라서 정형하고, PWM 제어수단에 파형 정형에 관한 정보를 출력하는 전류 파형 보상수단을 포함하며,

상기 전류 파형 보상수단은 소정의 연산식에 따라서 정현파 함수의 전기각 θ 또는 위상각 ψ을 변화시키는 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
제1항에 있어서, 상기 전류 파형 보상수단은 위상 지연 보상 또는 위상 선행 보상을 실행하는 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
삭제
제1항에 있어서, 상기 연산식은 1차 이상의 차수(次數)를 갖는 다항식인 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
제4항에 있어서, 상기 다항식의 계수를 항상 일정하게 유지하는 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
제4항에 있어서, 상기 다항식의 계수를 전기각 θ의 절대값에 따라서 변화시키는 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
제4항에 있어서, 상기 다항식의 계수를 3상 브러시리스 DC 모터의 회전 속도에 따라서 변화시키는 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
제4항에 있어서, 상기 다항식의 계수를, 상기 3상 브러시리스 DC 모터의 회전 토크에 따라서 변화시키는 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
제8항에 있어서, 상기 전류 파형 보상수단의 위상 선행 보상이 회전 토크의 증가에 따라서 증대되도록 상기 다항식의 계수를 변화시키는 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
제4항에 있어서, 상기 다항식의 계수를 DC 전압에 따라서 변화시키는 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
제8항에 있어서, 상기 회전 토크의 추정 연산을, 상기 3상 브러시리스 DC 모터의 회전 속도, DC 전압, 및 PWM 제어의 PWM 펄스폭을 이용하여 실행하는 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
제1항에 있어서, 상기 3상 브러시리스 DC 모터의 전기자 전류가 0이 되는 기간에, 정현파 함수의 전기각 θ와 위상각 ψ를 각각 소정치에 설정하는 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
제12항에 있어서, 상기 3상 브러시리스 DC 모터의 유기전압이 영점에 가장 근접한 시점에, 상기 정현파 함수의 전기각 θ와 위상각 ψ를 각각 소정치에 설정하는 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
제12항에 있어서, 상기 소정치는, 상기 전압검출수단의 유기전압 검출 정보에 의한 변수인 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
제1항에 있어서, 상기 인버터 장치의 통전각을 180°이하로 설정한 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
제1항에 있어서, 상기 인버터 장치를 민생용 또는 업무용 인버터 공기조화기에 적용한 것을 특징으로 하는 인버터 장치.
제1항에 있어서, 상기 인버터 장치를 1 피스톤 로터리 압축기와, 1 피스톤 로터리 압축기의 운전시에 1 피스톤 로터리 압축기의 진동을 억제하는 토크 제어기를 구비한 공기조화기에 적용한 것을 특징으로 하는 인버터 장치.