JP4983051B2 - 電力変換制御システム - Google Patents
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Description
この「電気自動車用車載充電器」は、少なくとも蓄電池と、この蓄電池の直流電力を交流電力に変換するインバータと、このインバータにより駆動される電動機とからなる駆動装置を備えた電気自動車の充電器において、前記蓄電池の充電時以外には前記インバータの出力を前記電動機に接続し、前記蓄電池の充電時には充電用プラグコードからの電力を交流リアクトルを介して前記インバータに接続する双投形開閉器を設け、さらに前記蓄電池の充電時以外には前記電動機の駆動制御を行い、充電時には前記蓄電池の充電制御を行う制御回路を設けている。
この発明の目的は、装置構成要素を少なくして小型化、且つ、軽量化すると共に、損失の増加を防止することができる電力変換装置及び電力変換制御システムを提供することである。
(第1実施の形態)
図1は、この発明の第1実施の形態に係る電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。図1に示すように、電力変換制御システム10は、直流電源(内部直流電源)11aと交流電源(交流電力供給源)11b、電力変換器(電力変換装置)12、トルク制御装置13、及び電力制御装置14を有しており、電力変換器12から、モータ(多相交流モータ)15に必要な電圧を供給する。ここで、モータ15は、三相交流モータである。
図2は、図1の電力変換器の構成を示す回路図である。図2に示すように、電力変換器12は、モータ15の各相(U相、V相、W相)毎に、複数組のスイッチ手段を有している。
この電力変換器12は、共通母線16、直流電源11aの負極母線17、及び交流電源11bの一方の端子が接続された母線24の3つの電位をもとに、モータ15に印加する電圧を生成する直流(DC)・交流(AC)−交流電力変換器である。モータ15の各相に設けられた半導体スイッチが、モータ15の各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、これらの電位の中から択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータ15に必要な電圧を供給する。
図1に示すように、電力制御装置14は、電流制御部30、電力制御・変調率演算部31、PWM(Pulse Width Modulation)パルス生成部32、及び3相/dq変換部33を有している。電流制御部30は、d軸電流指令値id*、q軸電流指令値iq*と、d軸電流値id、q軸電流値iqから、これらを一致させるための電流制御を行う。この制御によって、3相交流の各相の電圧指令値vu*,vv*,vw*を出力する。
図1に示すように、電力制御・変調率演算部31は、直流電源11aと交流電源11bから供給される電力の分配目標値rto_pa,rto_pbを用いて、電力制御を行う。電力の分配目標値は、直流電源11aと交流電源11bの電力の比率を意味しており、電力の分配目標値rto_pa,rto_pbは、次の関係を有する。
rto_pa+rto_pb=1
vv_a=vv*・rto_pa
vw_a=vw*・rto_pa
一方、交流電源11b側の電圧指令値は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値vu*,vv*,vw*から、直流電源11a側の電圧指令値vu_a*,vv_a*,vw_a*を、減算器37で演算し求める。
vv_b*=vv*−vv_a*
vw_b*=vw*−vw_a*
以下、変調率演算とPWMパルス生成の説明は、U相についてのみ行うが、V相、W相についても全く同様の操作を行う。
INV_Vb=2/Vac_b
mu_a*=vu_a*・INV_Va
mu_b*=vu_b*・INV_Vb
ここで、分配目標値演算、分配目標値生成、分配目標値選択を行っている各部が配分比率指令値を生成する手段として機能し、この分配目標値を入力として電圧指令値を生成している変調率演算手段38が電圧指令値を生成する手段として機能する。
変調率補正手段39は、変調率オフセット演算器42、加算器43,44を有しており、得られた変調率を出力するために、PWM周期の時間幅を配分し、最終的な変調率指令値の演算を行う。
rto_pb=1−rto_pa
最終的な変調率指令値(変調率比較値)mu_a_c*,mu_b_c*を、以下の式で求める。
mu_a_c*=mu_a*+1−ma_offset*
mu_b_c*=mu_b*+1−mb_offset*
キャリア比較器45は、変調率指令値mu_a_c*,mu_b_c*を入力として、三角波キャリアとの比較を行い、パルス信号DC_mode、パルス信号A0,B0、パルス信号M,Nを出力する。パルス生成器46は、キャリア比較器45で生成され入力したパルス信号を、各スイッチ手段に割り当てる。
A:共通母線16から出力端子の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
B:出力端子から負極の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
C:出力端子から共通母線16の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
D:交流電源11bから出力端子の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
E:出力端子から交流電源11bの方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
F:負極から出力端子の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
この駆動信号Aと駆動信号Eにデッドタイムを付加するのと同様に、駆動信号Dと駆動信号Cにデッドタイムを付加し、更に、正極と負極の短絡防止のためには、駆動信号Aと駆動信号Bにデッドタイムを付加する。
図8は、三角波比較によるパルス信号の生成を説明する波形図であり、図9は、デッドタイムを付加した信号の生成を説明する波形図である。
mu_a_c*>直流電源用キャリアならば、A0´=ON、B0´=OFF
mu_a_c*≦直流電源用キャリアならば、A0´=OFF、B0´=ON
生成された信号A0´,B0´を基に、各信号の立ち上がり部にデッドタイム(Td)分の遅延を設けたパルス信号A0,B0を生成する。このように駆動信号を生成することで、駆動信号Aと駆動信号Eの間にデッドタイム(Td)を設けて、極間の短絡を防止することができる。
このDC_mode信号を生成するために、次のような基準信号m_dc_mode*を演算する(図9参照)。
m_dc_mode*=1−2・ma_offset*
m_dc_mode*>直流電源用キャリアならば、DC_mode=OFF
m_dc_mode*≦直流電源用キャリアならば、DC_mode=ON
他の各信号C0,D0,E0,F0は、次のように定める。
C0=ON
D0=OFF
E0=OFF
F0=ON
同様に、パルス生成器46は、交流電源用キャリアCbと変調率指令値mu_b_c*の比較を行って、信号M´,N´を、次のルールに従って求める。
mu_b_c*>交流電源用キャリアならば、M´=ON、N´=OFF
mu_b_c*≦交流電源用キャリアならば、M´=OFF、N´=ON
また、他の各信号O,P,Q,Rは、次のように定める。
O=ON
P=ON
Q=OFF
R=OFF
各スイッチ手段の駆動信号は、前述の各信号と、AC電源の電圧極性を判別するAC符号信号AC_signを入力とするパルス生成器46で、次のような演算処理を行って生成する。
このようにして生成したスイッチ手段の駆動信号について、DC_mode信号がLの区間に着目して、説明する。
図11に示すのは、AC符号信号がH(AC_sign=H)、即ち、交流電源11bの電圧が正のときの駆動信号の例であり、DC_mode信号がLの区間では、U相出力端子から、交流電源11b側の母線24への経路のスイッチ手段の駆動信号EをH、即ち、ON状態にしており、共通母線16からU相出力端子への経路のスイッチ手段の駆動信号AをON状態にしている。これによって、交流電源11bで構成されるインバータの還流経路をON状態にするので、還流経路を消失させることはない。
DC_mode信号がHのときに、スイッチ手段の駆動信号EをON状態にさせる場合には、DC_mode信号が切り替わる際にも、直流(DC)時、交流(AC)時、変調率指令によらずに、いつでも還流経路を確保することができる。
次に、この発明の第2実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。ここでは、第1実施の形態との差異のみを説明する。
図13は、第2実施の形態に係る電力変換器の構成を示す回路図である。図13に示すように、電力変換器48は、電力変換器12(図2参照)の半導体スイッチ18b,19b,20bをダイオード49,50,51に代えている。その他の構成及び作用は、電力変換器12と同様である。
|Vdc_a|>|Vac_b|
このような電圧関係であれば、駆動信号Fにより駆動するスイッチ手段18b(図7参照)をダイオードに置き換えても、駆動信号Eがオン状態になったときに、極間の短絡電流が流れることはない。
(第3実施の形態)
次に、この発明の第3実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。ここでは、第1実施の形態との差異のみを説明する。
図14は、第3実施の形態におけるノコギリ波比較による信号A0´,B0´のパルス生成を示す波形図である。図14に示すように、信号A0´,B0´のパルス生成は、ノコギリ波のキャリア(直流電源用キャリアCa)と変調率指令値mu_a_c*の比較によって行う。その際、第1実施の形態と同様ののルールにより行う。生成された信号A0´,B0´に対しても、デッドタイム(Td)を付加した信号A0,B0を生成する。
図16は、第3実施の形態におけるノコギリ波比較によるパルス信号M,Nの生成を説明する波形図である。図16に示すように、交流電源用キャリアCbも、ノコギリ波のキャリアを用いて、パルス信号M,Nを生成する。
これらのキャリアと変調率指令の比較によって、各信号A0,B0,C0,D0,E0,F0,M,N,O,P,Q,Rを生成する。
本実施の形態では、第3実施の形態に示すAC符号信号がLのとき(図18(b)参照)の駆動信号Eの立下り時に、駆動信号Eと駆動信号Cを重複してオンさせる。以下、第3実施の形態との差異のみを説明する。
図19は、第4実施の形態におけるE_plus信号の生成を説明する波形図である。図19に示すように、E_plus信号は、m_plusと交流電源用キャリアCaの比較演算を行って生成する。m_plusは、E_plus信号のON時間幅をデッドタイム(Td)時間に設定できる値である。
(第5実施の形態)
図21は、この発明に係る電力変換装置を搭載した電気自動車の概略構成を示す説明図である。図21に示すように、電気自動車52は、上述した電力変換装置12と直流電源11aとモータ15を有している。ここで、直流電源11aは、充電・放電が可能な蓄電池である。電力変換装置12の交流電源入力部12aは、プラグ状に形成されており、車外に設置された交流電源11bの交流電源端子(コンセント)53に接続することで、交流電源11bを電力変換装置12の電源として回路を構成する。
充電制御器55は、モータ15への電流指令値id*,iq*と、直流電源11aから供給される電力の分配目標値rto_paを生成する。電力変換器12への電流指令値入力は、モータトルクを生じないid*に指令値を与え、モータトルク分電流であるiq*を0(iq*=0)とする。このようにすると、車両が停車状態でも、モータ15に電力を供給することができる。
(第6実施の形態)
図23は、第6実施の形態に係る電力変換制御システムの構成を示すブロック図であり、図24は、図23の電力変換器の構成を示す回路図である。
従って、電力変換制御システム56の電力制御・変調率演算部31には、分配目標値rto_paが入力しない(図23参照)。なお、電力変換制御システム10における電源の電圧Vdc_aは、直流電源11aの電圧ではなく、電力変換器12のコンデンサ28の電圧とする(図24参照)。
図25は、分配目標値生成器の構成を示すブロック図である。図25に示すように、分配目標値生成器57は、最大値選択部58と分配目標値演算部59を有しており、3相交流の電圧指令値vu*,vv*,vw*と、交流電源11bの電圧Vac_b及びコンデンサ28の電圧Vdc_aを入力として、分配目標値rto_pa,rto_pbを生成する。
図26は、図25の分配目標値演算部の構成を示すブロック図である。図26に示すように、分配目標値演算部59は、モード切換器60、減算器61、電圧制御器62、加算器63、及び分配目標値選択器64を有している。モード切換器57は、入力した、電圧指令値の絶対値の最大値vmaxと交流電源11bの電圧Vac_bについて、次の判別を行って、モード切換信号を出力する。
|Vac_b|≧vmaxのとき:減算器61により、コンデンサ28の電圧指令値Vdc_a*と検出した電圧Vdc_aの差分を求め、求めた差分から電圧制御器62及び加算器63により生成されるrto_pb0を用いて、分配目標値を生成する場合であり、モード切換信号を1とする。
分配目標値選択器64は、モード切換信号を受けて、次のように動作する。
モード切換信号が0のとき:rto_pa=1,rto_pb=0
モード切換信号が1のとき:rto_pa=1−rto_pb0,rto_pb=rto_pb0
図27は、第6実施の形態に係る電力変換制御システムにおける交流電圧とコンデンサ電圧と出力電圧指令値の関係を示す波形図である。図27に示すように、変調率を演算した結果、交流電源11bの電圧Vac_bが出力電圧指令値vu*よりも小さい範囲aでは、コンデンサ28から出力電圧を生成し、それ以外の範囲では、電圧Vac_bから出力電圧を生成しつつ、コンデンサ28を充電する電圧を生成する。
図28は、第7実施の形態に係る電力変換器の構成を示す回路図である。図28に示すように、第7実施の形態に係る電力変換器は、第6実施の形態に係る電力変換器12(図24参照)の半導体スイッチ18b,19b,20bを、ダイオード49,50,51に代えている。つまり、下アームを、ダイオードとスイッチング素子で構成しており、第2実施の形態に係る電力変換器48(図13参照)と同一の構成を有している。その他の構成及び作用は、電力変換器12と同様である。
Vdc_a>|Vac_b_pk|
ここで、Vac_b_pkは、交流電源11bの電圧Vac_bの振幅値である。このように設定することで、コンデンサ28が接続された極と交流電源11bの極の間を短絡することなく、下アームをダイオードを用いて構成することができる。この構成により、回路素子により安価なダイオードを用いることができ、装置全体のコストを低減することができる。
図29は、第8実施の形態に係る電力変換制御システムにおける整流部及び電力変換器の構成を示す回路図である。図29に示すように、この電力変換制御システムは、第7実施の形態の電力変換器48(図28参照)に、整流部65を付加した構成を有している。その他の構成及び作用は、第6実施の形態に係る電力変換制御システム56(図23参照)と同様である。
モード切換信号が0のとき:rto_pa=1,rto_pb=0
モード切換信号が1のとき:rto_pa=0,rto_pb=1
整流部65を付加したことにより、コンデンサ28を充電する動作が不要になるため、簡素な装置構成で制御装置を実現することができ、更に、交流電源11bからの出力とコンデンサ28への充電を繰り返すことによるリプル電流の発生を抑制することができるため、モータ効率の向上が可能になり、その上、振動や音の発生を伴わない交流電源11bからの脈動の無い出力電力によりモータ15を駆動することができる。
従って、パルスの生成を各端子間と母線間を双方向スイッチで構成することで、電流方向や電圧の大小などの制約条件があったとしても、電流の経路を構築することが可能になり、母線間の短絡を防ぐと共に、上述したパルスの生成と合成を可能にする。これによって、各スイッチ、端子間に不要な短絡電流を流さずにすむため、電力変換装置の損失及び各素子のコストを低減することができ、サイズを小型化することができる。
従って、交流電源が接続された母線と端子間のスイッチを双方向スイッチで構成することによって、交流電源の電位の正負が変化しても、任意の電流の経路を構築することができるため、母線間の短絡を防ぐと共に、出力電圧パルスを実現することができる。これによって、各スイッチ、端子間に不要な短絡電流を流さずにすむため、電力変換装置の損失及び各素子のコストを低減することができ、サイズを小型化することができる。
従って、直流電源が接続された母線のうち、少なくとも一組を単方向の導通をオン・オフするスイッチで構成することで、電位の正負が反転しない経路のスイッチを簡単化して構成で変換装置を提供することができる。これにより、変換装置のコストを低減することができ、サイズを小型化することができる。
従って、一方向をダイオードで構成することで、導通を制御するスイッチ素子に比べて、低コストで電力変換装置を提供することができる。
従って、電力変換装置の出力電圧指令値と、交流電源の電圧値と直流電源の電圧値から、各スイッチのオン・オフ信号を生成することで、電源電圧が変化するような場合にも、出力電圧指令値と電源電圧値から、出力電圧を実現することができる。これによって、高品質な出力電圧を得ることができる。
従って、直流電源と交流電源を選択する信号から、それぞれの電源に対応したPWMパルスを出力することで、この直流電源と交流電源を選択する信号を変化させ、それらの電力の配分調整を行うことができる。電力量を調整するコンバータ等の電力変換装置を別途設けずとも、電源の電力量を調整することが、パルスの選択によって可能になる。
従って、交流電源の電圧の正負が反転するような場合にも、電圧符号に基づいて、PWMパルスを選択して各スイッチのオン・オフを生成するので、一つのパルス生成手段で、各スイッチの役割を電圧符号に応じて変更し、出力電圧パルスを生成することができる。
また、前記直流電源の母線に接続された各スイッチ手段のオン・オフ信号は、前記直流電源の母線の高電位側から出力端子への経路のスイッチ手段と、出力端子から前記直流電源の母線の低電位側の経路のスイッチ手段を用いて、PWMパルスを生成することを特徴としている(請求項10参照)。
従って、変調率指令値と、変調率指令値に加算する変調率補正値とから変調率比較値を生成し、変調率比較値と搬送波信号との比較からPWMのオン・オフを生成することで、直流電源と交流電源を任意の割合で選択的に出力する場合にあっても、搬送波信号には変化を加えず、変調率信号を変調率補正値で補正して、PWMのオン・オフ信号を修正し、指令される出力電圧を実現することができる。
従って、変調率比較値と搬送波信号との比較からPWMパルスを生成すると共に、オン・オフ何れかの状態の信号を出力することで、全てのスイッチ対してPWMパルス生成を行わずとも、オン・オフ何れかの状態の信号を出力することで、PWMパルス生成を簡素化することができ、装置のコストをより低減することができる。各端子間のスイッチの内、直流電源の出力期間中、また、交流電源からの出力期間中に常時オン、若しくはオフとするスイッチを設けることで、スイッチング回数をより少なくすることにもなり、スイッチング損失を低減することができる。
従って、電圧パルスを搬送波周期の中心部に形成することで、電圧パルスを時間軸方向に対称形状に出力し、また、直流電源からの電圧パルスと交流電源からの電圧パルスに時間間隔を持たせることで、出力される電圧が低電位の状態において、直流電源と交流電源を切り替えることが可能になり、スイッチのPWM生成が容易になり、低コストで実現することができる。
従って、交流電源から出力する電圧パルスと、直流電源から出力する電圧パルスを隣接させて生成することで、スイッチの端子間の電圧変動を低減することができ、スイッチング損失を低減することができる。
従って、出力端子から、交流電源母線の高電位側への経路のスイッチと、出力端子から、直流電源母線の高電位側への経路のスイッチが重複してオンする時間を設け、重複してオンする時間を経過した後に、前記スイッチのオン・オフを切り替えることで、スイッチが駆動信号に対して遅れを持つような場合にも、同時にオンする時間を確保することで、還流電流の経路も確保される。この還流経路の同時オンを行うことで、還流電流経路の遮断による電流の急激な変化を伴うことなく、スイッチデバイスの耐圧を下げることができる。
従って、配分比率指令値を生成し、出力電圧と配分比率指令値とから、各々の電源に対応した電圧指令値を生成することで、出力電流を変化させずとも、電圧の配分によって電源の電力を配分し、調整することができる。電力量を調整するコンバータ等の電力変換装置を別途設けずとも、電源の電力量を調整することが可能になる。
従って、交流電源の電圧指令値と、電源電圧値の符号を反転した値から変調率指令値を生成することで、直流電源を使用する区間と交流電源を使用する区間で、各スイッチのパルス信号を連続的に生成することができるようになる。このため、電源の切り替えタイミングでのスイッチング回数を低減することができ、電力変換装置の損失を低減することができる。
従って、電源から電力を出力する際に、その電源に対応した配分比率指令値を正の比率とし、電源を充電する際には、その電源に対応した配分比率指令値を負の比率とすることで、電源の電力操作を可能にし、充電器を用いずとも、電力変換装置の出力パルスの操作によって、電源を充電することができる。
従って、直流電源と交流電源を選択する信号を、配分比率指令値から生成することで、電源の出力電力配分に応じた出力区間を分配し、パルス幅を出力できるようになる。
また、前記交流電力供給源及び前記直流電源の何れかを選択する信号を、変調率補正値を用いて生成した電源選択比較値と搬送波信号の比較から生成することを特徴としている(請求項20参照)。
また、前記変調率補正値は、前記交流電力供給源及び前記直流電源に出力電圧指令値を配分する比率である配分比率指令値と、前記交流電力供給源及び前記直流電源の電圧値から求めることを特徴としている(請求項21参照)。
また、前記直流電源はコンデンサであることを特徴としている(請求項23参照)。
また、前記交流電力供給源の交流電圧値の大きさに基づいて、交流電圧から生成する電圧パルスと前記コンデンサのコンデンサ電圧値から生成する電圧パルスの比率を配分することを特徴としている(請求項24参照)。
従って、前記交流電圧値の大きさが、閾値よりも小さい場合に、コンデンサから電圧パルスを生成することで、出力電圧を安定に供給することができる。
また、前記交流電圧値の大きさが閾値よりも大きい場合、前記交流電力供給源から電圧パルスを生成することを特徴としている(請求項26参照)。
従って、交流電圧値の大きさが、閾値よりも大きい場合に、交流電源から電圧パルスを生成することで、交流電源からの変換回数を少なく電力変換を行うことができるため、電力変換器の損失を低減することができる。
従って、交流電圧値の大きさが、閾値よりも大きい場合に、交流電源から電圧パルスを生成すると共に、コンデンサを充電する電圧パルスを生成することで、コンデンサから電圧パルスを出力する間の放電を繰り返し継続することができる。この結果、出力電圧を安定に供給することができる。
従って、閾値は、各相出力電圧指令値の絶対値の中から、最大値を求めることで、要求される出力電圧指令値が出力できるように、コンデンサ電圧と交流電圧を選択して出力することができ、出力電圧を安定に供給することができる。
従って、整流手段によって、コンデンサを充電することにより、他方の交流電圧値が小さい場合にも、充電されたコンデンサから電圧を出力することで出力電圧を安定に供給することができる。
また、前記閾値と前記交流電圧値を比較し、前記交流電力供給源と前記コンデンサの配分比率指令値を選択することを特徴としている(請求項31参照)。
従って、閾値と交流電圧値を比較し、交流電源とコンデンサの配分比率指令値を選択することによって、交流電圧が変動する場合であっても、交流電圧とコンデンサ電圧から、出力電圧を生成することができる。この結果、出力電圧を安定に供給することができる。
従って、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧とから、交流電源の配分比率指令値を生成し、交流電圧値の大きさが閾値よりも大きい場合に、電圧制御手段により生成された交流電源の配分比率指令値を選択することによって、コンデンサの充電電圧を精度よく制御することができる。この結果、コンデンサから電圧パルスを出力する間の放電を繰り返し継続することができ、出力電圧を安定に供給することができる。
従って、自動車に搭載した電源に対する充電・放電と、交流の電源からの充電と、そこへの放電を操作することができるため、新たに充電器や交流リアクトルや切換手段等の装置(装置構成要素)を搭載せずにすむ。スイッチで構成される電力変換器による、電力の操作を可能にすることで、リアクトルや機械的な切換手段よりも、装置全体を小型・軽量化することが可能になるため、自動車の車内空間を広く取ることができるようになる。
なお、この発明に係る電力変換装置を、マイクロコンピュータ等の演算装置を用いて実現する場合、この発明の制御動作を、ソフトウェアによって実現することができる。
11a 直流電源
11b 交流電源
12,48 電力変換器
12a 交流電源入力部
13 トルク制御装置
14 電力制御装置
15 モータ
16 共通母線
17 負極母線
18a,18b,19a,19b,20a,20b,21a,21b,22a,22b,23a,23b,25a,25b,26a,26b,27a,27b 半導体スイッチ
24 母線
28,29 平滑コンデンサ
30 電流制御部
31 電力制御・変調率演算部
32 PWMパルス生成部
33 3相/dq変換部
34 制御部
35 dq/3相変換部
36,40,41 乗算器
37,61 減算器
38 変調率演算手段
39 変調率補正手段
42 変調率オフセット演算器
43,44,63 加算器
45 キャリア比較器
46 パルス生成器
47 AC符号判別器
49,50,51 ダイオード
52 電気自動車
53 交流電源端子
55 充電制御器
57 分配目標値生成器
58 最大値選択部
59 分配目標値演算部
60 モード切換器
62 電圧制御器
64 分配目標値選択器
65 整流部
66 変圧器
67 整流器
Claims (33)
- 交流電力供給源から供給される電圧と直流電源から供給される電圧のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで多相交流モータを駆動する駆動電圧を生成する電力変換装置であって、前記交流電力供給源及び前記直流電源は直列に接続され、前記多相交流モータの各相に対応する変換部の少なくとも一つは、前記交流電力供給源及び前記直流電源に対応した電位の電圧から一つを選択して出力するスイッチング手段により構成されている電力変換装置と、
前記交流電力供給源及び前記直流電源のそれぞれに対応した電圧指令値と電圧値から変調率指令値を生成する手段と、
前記交流電力供給源及び前記直流電源のそれぞれに対応した変調率指令値に基づいてPWMパルスを生成するPWMパルス生成手段を備え、
前記スイッチ手段のオン・オフ信号は、前記PWMパルスから選択して生成することを特徴とする電力変換制御システム。 - 前記電力変換装置は、前記交流電力供給源及び前記直流電源の母線と出力端子の間に配置されるスイッチ手段の少なくとも一つは、双方向スイッチであることを特徴とする請求項1に記載の電力変換制御システム。
- 前記電力変換装置は、前記交流電力供給源の母線と出力端子の間に配置されるスイッチ手段の少なくとも一つは、双方向スイッチであることを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換制御システム。
- 前記電力変換装置は、前記直流電源の母線と出力端子の間に配置されるスイッチ手段を、双方向への導通が制御可能な一組のスイッチング素子により形成し、前記スイッチ手段の少なくとも一組は、単方向への導通をオン・オフすることができることを特徴とする請求項3に記載の電力変換制御システム。
- 前記電力変換装置は、前記直流電源の母線から出力端子への経路の一方向を、ダイオードを経由して形成したことを特徴とする請求項4に記載の電力変換制御システム。
- 前記電力変換装置は、前記多相交流モータの各相の出力電圧指令値と前記交流電力供給源の電圧値と前記直流電源の電圧値とから、前記スイッチ手段のオン・オフ信号を生成し、前記オン・オフ信号の指令に基づいて、前記スイッチ手段をオン・オフ動作することを特徴とする請求項1〜5のいずれか一項に記載の電力変換制御システム。
- 前記スイッチ手段のオン・オフ信号は、前記直流電源に対応したPWMパルスと、前記交流電力供給源に対応したPWMパルスと、前記交流電力供給源或いは前記直流電源を選択する信号とから、前記交流電力供給源或いは前記直流電源に対応したPWMパルスを出力することを特徴とする請求項1〜6のいずれか一項に記載の電力変換制御システム。
- 前記交流電力供給源に対応した変調率指令値に基づいてPWMパルスを生成するPWMパルス生成手段を備え、PWMパルスと交流電圧符号から、前記交流電力供給源の母線に接続された前記スイッチ手段のオン・オフ信号を選択し出力することを特徴とする請求項7に記載の電力変換制御システム。
- 前記交流電力供給源の母線に接続された各スイッチ手段のオン・オフ信号は、出力端子から前記交流電力供給源の母線の高電位側の経路と、前記交流電力供給源の母線の低電位側から出力端子への経路のスイッチ手段をオンさせると共に、前記交流電力供給源の母線の高電位側から出力端子への経路のスイッチ手段と、出力端子から前記交流電力供給源の母線の低電位側の経路のスイッチ手段を用いてPWMパルスを生成することを特徴とする請求項8に記載の電力変換制御システム。
- 前記直流電源の母線に接続された各スイッチ手段のオン・オフ信号は、前記直流電源の母線の高電位側から出力端子への経路のスイッチ手段と、出力端子から前記直流電源の母線の低電位側の経路のスイッチ手段を用いて、PWMパルスを生成することを特徴とする請求項9に記載の電力変換制御システム。
- 前記PWMパルス生成手段は、前記変調率指令値と前記変調率指令値に加算する変調率補正値とから変調率比較値を生成し、前記変調率比較値と搬送波信号との比較からPWMのオン・オフ信号を生成することを特徴とする請求項1〜6のいずれか一項に記載の電力変換制御システム。
- 前記PWMパルス生成手段は、前記変調率比較値と前記搬送波信号との比較からPWMパルスを生成すると共に、オン・オフ何れかの状態の信号を出力することを特徴とする請求項11に記載の電力変換制御システム。
- 前記PWMパルス生成手段は、前記交流電力供給源から出力する電圧パルスと前記直流電源から出力する電圧パルスを、搬送波周期の中心部に生成することを特徴とする請求項1〜12のいずれか一項に記載の電力変換制御システム。
- 前記PWMパルス生成手段は、前記交流電力供給源から出力する電圧パルスと前記直流電源から出力する電圧パルスを、隣接させて生成することを特徴とする請求項1〜13のいずれか一項に記載の電力変換制御システム。
- 出力端子から前記交流電力供給源の母線の高電位側への経路のスイッチ手段と、出力端子から前記直流電源の母線の高電位側への経路のスイッチ手段が、重複してオンする時間を設け、重複してオンする時間を経過した後に、前記各スイッチ手段のオン・オフを切り替えることを特徴とする請求項1〜14のいずれか一項に記載の電力変換制御システム。
- 前記交流電力供給源及び前記直流電源に出力電圧指令値を配分する比率である配分比率指令値を生成する手段と、前記配分比率指令値と前記交流電力供給源及び前記直流電源の出力電圧値から、前記交流電力供給源及び前記直流電源のそれぞれに対応した電圧指令値を生成する手段を備え、
前記電圧指令値と前記交流電力供給源及び前記直流電源の電圧値から変調率指令値を生成することを特徴とする請求項1〜6のいずれか一項に記載の電力変換制御システム。 - 前記変調率指令値を、前記交流電力供給源に対応した電圧指令値と、前記交流電力供給源の電圧値の符号を反転した値から生成することを特徴とする請求項16に記載の電力変換制御システム。
- 前記配分比率指令値を生成する手段は、前記交流電力供給源及び前記直流電源の何れかから電力を出力する際に、電力を出力する前記交流電力供給源或いは前記直流電源に対応した配分比率指令値を正の比率とし、
前記直流電源を充電する際は、前記直流電源に対応した配分比率指令値を負の比率とすることを特徴とする請求項16または17に記載の電力変換制御システム。 - 前記交流電力供給源及び前記直流電源を選択する信号を、前記交流電力供給源及び前記直流電源のそれぞれに対応した配分比率指令値から生成することを特徴とする請求項7に記載の電力変換制御システム。
- 前記交流電力供給源及び前記直流電源の何れかを選択する信号を、変調率補正値を用いて生成した電源選択比較値と搬送波信号の比較から生成することを特徴とする請求項19に記載の電力変換制御システム。
- 前記変調率補正値は、前記交流電力供給源及び前記直流電源に出力電圧指令値を配分する比率である配分比率指令値と、前記交流電力供給源及び前記直流電源の電圧値から求めることを特徴とする請求項11または20に記載の電力変換制御システム。
- 出力端子に接続した電動機にトルクが発生しない電流を通電し、
前記交流電力供給源及び前記直流電源に出力電圧指令値を配分する比率である配分比率指令値を生成する手段は、前記交流電力供給源及び前記直流電源の何れかから電力を出力する際に、電力を出力する前記交流電力供給源或いは前記直流電源に対応した配分比率指令値を正の比率とし、
前記直流電源を充電する際は、前記直流電源に対応した配分比率指令値を負の比率とすることを特徴とする請求項18に記載の電力変換制御システム。 - 前記直流電源はコンデンサであることを特徴とする請求項1から22のいずれか一項に記載の電力変換制御システム。
- 前記交流電力供給源の交流電圧値の大きさに基づいて、交流電圧から生成する電圧パルスと前記コンデンサのコンデンサ電圧値から生成する電圧パルスの比率を配分することを特徴とする請求項23に記載の電力変換制御システム。
- 前記交流電圧値の大きさが閾値よりも小さい場合、前記コンデンサ電圧値から電圧パルスを生成することを特徴とする請求項24に記載の電力変換制御システム。
- 前記交流電圧値の大きさが閾値よりも大きい場合、前記交流電力供給源から電圧パルスを生成することを特徴とする請求項24に記載の電力変換制御システム。
- 前記交流電圧値の大きさが閾値よりも大きい場合、前記交流電力供給源から電圧パルスを生成すると共に、前記コンデンサを充電する電圧パルスを生成することを特徴とする請求項24に記載の電力変換制御システム。
- 前記閾値は、前記多相交流モータの各相の出力電圧指令値の絶対値の中から求めた最大値であることを特徴とする請求項25〜27のいずれか一項に記載の電力変換制御システム。
- 前記コンデンサに並列接続された、前記交流電力供給源の交流電圧を整流する整流器を備えることを特徴とする請求項23〜28のいずれか一項に記載の電力変換制御システム。
- 前記電力変換装置と、
前記交流電力供給源及び前記直流電源に出力電圧指令値を配分する比率である配分比率指令値を生成する手段と、
前記配分比率指令値と前記交流電力供給源及び前記直流電源の出力電圧値から、前記交流電力供給源及び前記直流電源のそれぞれに対応した電圧指令値を生成する手段を備え、
前記配分比率指令値を生成する手段は、前記閾値と前記交流電圧値と前記コンデンサ電圧値の入力に基づき配分比率を生成することを特徴とする請求項23〜29のいずれか一項に記載の電力変換制御システム。 - 前記閾値と前記交流電圧値を比較し、前記交流電力供給源と前記コンデンサの配分比率指令値を選択することを特徴とする請求項30に記載の電力変換制御システム。
- 前記コンデンサ電圧指令値と前記コンデンサ電圧値から、前記交流電力供給源の配分比率指令値を生成する電圧制御手段を備え、前記交流電圧値の大きさが前記閾値より大きい場合、前記電圧制御手段が生成した前記交流電力供給源の配分比率指令値を選択することを特徴とする請求項30に記載の電力変換制御システム。
- 電動機と、請求項1〜32のいずれか一項に記載の電力変換制御システムを搭載し、前記電力変換制御システムにより前記電動機を駆動して走行することを特徴とする自動車。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006060990A JP4983051B2 (ja) | 2006-03-07 | 2006-03-07 | 電力変換制御システム |
EP07103391.4A EP1833151B1 (en) | 2006-03-07 | 2007-03-02 | Power conversion apparatus |
US11/714,564 US7659689B2 (en) | 2006-03-07 | 2007-03-06 | Power conversion apparatus and method and automobile |
CNB2007100800863A CN100564098C (zh) | 2006-03-07 | 2007-03-07 | 电力变换设备和方法及汽车 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006060990A JP4983051B2 (ja) | 2006-03-07 | 2006-03-07 | 電力変換制御システム |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007244059A JP2007244059A (ja) | 2007-09-20 |
JP4983051B2 true JP4983051B2 (ja) | 2012-07-25 |
Family
ID=38589026
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006060990A Active JP4983051B2 (ja) | 2006-03-07 | 2006-03-07 | 電力変換制御システム |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4983051B2 (ja) |
CN (1) | CN100564098C (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2944391B1 (fr) * | 2008-11-18 | 2013-03-22 | Valeo Sys Controle Moteur Sas | Procede et dispositif electrique combine d'alimentation et de charge a moyens de compensation |
CN107738589A (zh) * | 2017-10-16 | 2018-02-27 | 安徽工程大学 | 一种电动汽车驱动充放电一体化装置 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS539860Y2 (ja) * | 1972-09-11 | 1978-03-15 | ||
JPH06178407A (ja) * | 1992-12-08 | 1994-06-24 | Kyushu Electric Power Co Inc | 電気自動車用車載充電器 |
US6847531B2 (en) * | 2001-01-02 | 2005-01-25 | General Electric Company | System and method for regenerative PWM AC power conversion |
JP4121718B2 (ja) * | 2001-05-18 | 2008-07-23 | 松下電器産業株式会社 | インバータ装置 |
JP4590959B2 (ja) * | 2004-07-14 | 2010-12-01 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置の制御方法、及びこれを用いて駆動される電気車両 |
-
2006
- 2006-03-07 JP JP2006060990A patent/JP4983051B2/ja active Active
-
2007
- 2007-03-07 CN CNB2007100800863A patent/CN100564098C/zh active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN101032926A (zh) | 2007-09-12 |
CN100564098C (zh) | 2009-12-02 |
JP2007244059A (ja) | 2007-09-20 |
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Legal Events
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---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
A521 | Written amendment |
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|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
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|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
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|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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