JPH0232790A - ブラシレスモータの相転流タイミング決定方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はブラシレスモータのインバータ駆動においてロ
ータの磁極位置検出により相転流を行なうインバータ回
路の制御に係り、特に高負荷運転時においてロータの磁
極位置を検知して相転流タイミングを好適にする制御に
関する。

［従来の技術］ 一般にブラシレスモータを駆動する場合、ロータの位置
関係と通流すべき巻線の位置の関係には密接な関係があ
る。即ち、モータが出力するトルクは、ロータの有する
磁極の極東と、ステータの有する巻線に流す電流の相互
作用によって発生する。このため、ロータの磁極が発生
する磁束が最大となる付近に存在する相巻線の巻線に電
流を流すのが最大の１ヘルクを発生させて、モータを回
転することが可能である。又、電流を流すべき相をロー
タの磁極位置の回転に従って、時々刻々切換えていくが
、この相の切換である転流のタイミングが磁極最大位置
よりも大幅にズした場合には、これによって発生するト
ルクは減少し、最悪の場合モータは脱調し停止に至る。

従って、ブラシレスモータを駆動する場合、何らかの手
段によってロータの磁極位置を検出する必要があった。

従来のセンサレス形ブラシレスモータのロータ磁極位置
検出回路としては、特公昭５８−２５０３８号に記載の
ように、バンドパスフィルタを用いて、フィルタの位相
遅延波形と、フィルタ出力電圧の三相成分の平均値との
比較により、ブラシレスモータの転流タイミングを作成
し、このタイミングに基づいて転流を行なうインバータ
回路の制御方式が提案されていた。

［発明が解決しようとする課題］ 上記従来技術では、フィルタを用いてブラシレスモータ
の誘起電圧の位相遅延波形を作成しているが、負荷の変
動などによりロータの回転脈動が生じた場合、フィルタ
の位相遅延が不正確になる点、及び、モータ負荷が大き
い条件下で、モータの還流電流が流れる時、ステータの
端子電圧がインバータの直流電圧に等しくなる時間が増
大し、モータの誘起電圧をフィルタリングした後のフィ
ルタ出力電圧に波形歪を生じる欠点については配慮され
ておらず、モータの負荷が変動している場合、或いは過
負荷時においては正しいロータの位置検出を行なうこと
ができず、モータが脱調する恐れがあり、従って何らか
の形でフィルタ出力の電圧波形歪による転流タイミング
の誤差を補正する必要があった。

上記転流のタイミングはロータの磁極が発生する磁束の
最大付近に存在する相の巻線に電流が流れるように決定
される。この転流のタイミングが磁極位置と適度に合致
していない場合には、モータが発生するトルクが減少し
、Ｒ３の場合脱調に至る。

本発明の目的は、モータの負荷が変動している場合、及
び、負荷が増大し、還流電流が流れる時間が長い場合に
おいても、ロータ磁極位置を正しく推定し、適確なタイ
ミングで転流を行なってモータのｍ３Ａを防止すること
にある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的は、モータの相に無通電時の開放状態時にモー
タの端子電圧をフィルタを用いずに直接ディジタル値で
サンプリングし、このサンプリング値に基づいてリアル
タイムでロータの磁極位置の変化を推定し、モータ電流
の転流タイミングを算出し適確な時刻において転流を行
なうことによって達成される。また、モータ端子電圧の
各サンプリング終了ごとに、モータ電流の転流タイミン
グ時間を更新するので、モータの回転が脈動した場合で
も、随時転流のタイミング時間が更新されタイミングの
誤差を小さくすることができる。さらに、還流電流が通
流している間は、誘起電圧のサンプリング値を無効とす
ることにより、モータ負荷が増大した場合においても適
正な転流タイミング時刻を設定できる。

［作　　　用］ 本発明に於いては、モータの相に通電がなく、且つイン
バータ回路の還流ダイオードに電流が流れていない時に
、モータの端子電圧をサンプリングする。このサンプリ
ング期間中のモータ端子電圧には、ロータの磁極により
誘起される誘起電圧の成分が含まれているので、ロータ
の磁極位置を推定することが可能である。本発明はこの
点に着目し、該サンプリング値に基づいて、ロータ磁極
位置を推定し、各サンプルごとにモータ電流の転流タイ
ミング時刻を更新するので、ロータの回転脈動が生じた
場合においても、この回転脈動によってモータの導体へ
の誘起電圧も変化するのであるから常に適正な転流タイ
ミング時刻が逐次設定され、転流タイミングの誤差は小
さくなる。また、前記モータの端子電圧のサンプリング
は、還流電流が流れていない時のみ行なわれるので、モ
ータの負荷が増大し、還流電流が通流する時間が長くな
っても、モータ電流の転流タイミングに誤差は生じない
。

［実　施　例コ 以下、本発明の一実施例を第１図〜第６図により説明す
る。

第１図はインバータ回路とブラシレスモータの概略図で
ある。インバータ回路は電圧Ｅ４を持つ直流電１１と、
Ａ、Ｂ、Ｃ相の三相にブリッジ構成をとるスイッチング
素子２〜７と、各スイッチング素子に並列に接続された
還流ダイオード８〜１３と、モータ端子電圧Ｖ＝、Ｖｂ
、Ｖ、を分圧する分圧抵抗１６〜２１と、該分圧電圧を
ディジタルサンプリングする誘起電圧検出部と、該サン
プリング値に基づいてスイッチング素子２〜７のオンオ
フを制御する制御部により構成される。ブラシレスモー
タは、磁極手段を備えたロータ１５と。

ステータ１４により構成される。ロータ１５の回転によ
りステータ１４には、各ｅ＊ｒ　ｅｂＨｅゆなる誘起電
圧が誘導される。ステータには、前記インバータのスイ
ッチング素子２〜７により電気角で１２０°ごとに通電
される電圧が、上アーム（２又は４又は６より成る）を
オン、又は下アーム（３又は５又は７より成る）をオン
させることにより、電気角で計２４０°区間だけ印加さ
れ、残りの電気角６０°の２つの区間即ち第１、第４区
間でステータ１４の端子には電圧は印加されない。ここ
で、Ｖ、、Ｖ、、Ｖ、はモータの端子電圧を示す。

第２図はＡ相モータ端子電圧Ｖ、と上アームのスイッチ
ング素子２，４．６のベース電圧波形Ａ”、Ｂ”、Ｃ＋
及び下アームのスイッチング素子３．５．７のベース電
圧波形Ａ−，Ｂ−，Ｃ−を示すタイムチャートである。

例えばＡ＋が’　Ｉ−Ｉ　”レベルのとき上アームスイ
ッチング素子２がオンし、■、は直流電圧Ｅａに等しく
、また、Δ−がＩＩ　ＨＩＩレベルのとき、下アームス
イッチング素子３がオンし、■、はＯｖとなる。又、第
２図では上アームのスイッチング素子２，４，６．でチ
ョッパを行なった場合を示す。

区間１において、上アームスイッチング索子２と下アー
ムスイッチング素子３は波形Ａ＋とＡ′″に示すように
両アーム共オフの状態である。波形Ａ−がＨからＬに変
化した後、ステータのＡ相電流は′ａ流ダイオード８を
通して流れるためＶ、は直流電圧Ｅ４に等しくなる（ス
パイク状電圧）。

この伝流直後のスパイク電圧が発生する原因は次のとお
りである。例えば、第１図において、Ｃ相に相当するス
イッチング素子６と、Ａ相に相当するスイッチング素子
３とが両方導通し、モータ電流がＣ相からＡ相の方向に
電流が流れているとする。次にＣ相からＢ相の方向に電
流が流れるいわゆる転流時において、Ａ相に流れていた
電流の持続性により、Ａ相電流はダイオード８、Ｃ＋相
ススイツチング素子６Ｃ相モータ巻線の順に流れ、還流
する。従って、モータ端子電圧■。はダイオード８が導
通しているため、スパイク電圧として発生する。また、
スパイク電圧が発生している時間は負荷電流に依存して
いるため、モータの負荷が変動している場合、あるいは
、過負荷時において長くなる傾向にあるので本発明では
このスパイク電圧をロータ位置推定に加味しない様にし
た。

さて区間１において、還流ダイオード８を流れる電流が
０になった後の端子電圧Ｖ１、特に・印点の飽絡線の電
圧はロータ１５の回転により誘起される電圧ｅ、と、ス
テータ１４の中性点電位Ｅ　Ｊ２との和の形ｅ、＋Ｅｄ
／２で表現できる。また、・印点のタイミングは、波形
Ｃのチョッパオフのタイミングと一致し本実施例ではこ
のタイミングでモータ端子電圧ｖ０をサンプリングする
。

区間２と区間３は上アームのスイッチング素子２がチョ
ッパ制御を行なっている区間で１．二の区間では誘起電
圧のサンプリングはそれぞれＢ、Ｃ相の端子電圧Ｖ、、
Ｖ、で行なう。

区間４において、区間１と同様、Ａ相の端子電圧Ｖ、の
サンプリングを行なう。

第１図の制御部の動作を第３図（イ）、第３図（ロ）に
ついて詳細に述べる。第３図（イ）は第２図の区間１に
示す部分の詳細図である。尚、第３図（ロ）はチョッパ
オフ時割込ルーチンのフローチャートを示す。モータ電
流が流れる相が切替わる時、即ち転流時、まず、次の転
流までの時間Ｔ（０）を次の式から算出する。

また、Ｔ（０）時刻後の転流時のモータ端子電圧Ｅゎ（
０）は、Ａ相誘起電圧ｅ０、直流電圧ＥｍとするとＥｄ
　　　３ Ｅ　ｔ＋　ｔｏ＋　＝　　２　＋２　ｅ。

となり、ｅ。は回転数Ｎに比例する。

ｋ：比較定数 ｅ＝ｋ・ΦＮ５ｉｎ（ωｔ）　Φ：磁束Ｎ：回転数 本発明においては、モータ端子電圧の立下がりに同期さ
せて、端子電圧のサンプリングを行なう。

次の電圧の立下がり時には、Ａ、Ｂ、Ｃのどの相をサン
プリングするかを選択しサンプリング結果をｅ　（ｋ）
とし、これがスパイク電圧（大きさＥｄ）に略等しい時
には何もせず終了し、スパイク電圧ではない場合には前
回の電圧値ｅ　（ｋ−１）と今回の電圧値ｅ（ｋ）から
次の転流時の端子′電圧を計算する。

但しτ１はチョッパの周期を示す。

ＥＪｋ）と当初計算した転流時の端子電圧Ｅ□（０）と
の差Δｅ＝Ｅｍ（ｋ）−Ｅゎ（０）にもとづいて、チョ
ッパのデユーティ幅を変更して２′とする。

τ２′＝τ２−Δｔ＝τ２−にΔｅ 従って、次の転流時に近づけば近づく程目橿とする端子
電圧Ｅｍ（０）に限りなく近づく。そして結局Δｅが予
め決められた範囲に入った時点が次の転流の適確なタイ
ミングとなる。

なお、本実施例ではチョッパ１回ごとに、チョッパのデ
ユーティ幅を変更したが、転流後、一定のデユーティ幅
で運転し、次の転流が発生する直前の誤差量Δｅに従っ
て次の転流後のデユーティ幅を変更することもできる。

上記方式は直流電圧Ｅｍの検出に括づいてロータの磁極
位置を検出する方式であるが、Ｅ４を検出しないで行な
う方法を次に示す。

第４図は、１相あたりの端子電圧波形を示している。（
１）はモータ内部のロータ位置と、インバータ回路の転
流のタイミングが一致している場合の波形即ち制御進み
角＝０°の状態であり、区間１と区間４とで夫々サンプ
リングした誘起電圧に基づく誘起電圧積分値は互いに等
しい。（２）はモータ内部のロータ位置よりもインバー
タ回路の転流のタイミングが進んでいる場合の波形即ち
、制御進み角く０°の状態であり、区間１でサンプリン
グした誘起電圧に基づく誘起電圧積分値は、区間４での
積分値より大きい。（２）の状態を正しい制御即ち、ロ
ータの位置と転流のタイミングが一致した波形（１）に
戻すためには１次の転流タイミングの時間を現在の転流
タイミング時間よりも長く延ばせばよい。（３）はモー
タ内部のロータ位置よりもインバータ回路の転流のタイ
ミングが遅れている場合の波形、即ち、制御進み角〉０
°の状態であり１区間１でサンプリングした誘起電圧に
基づく誘起電圧積分値は、区間４での積分値よりも小さ
い。（３）の状態を正しい制御、即ち（１）の波形に戻
すためには１次の転流タイミングの時間を短くすればよ
い。このように、巻線に通流していない電気角６０°の
２つの区間、例えば上記の例では区間１と区間４とでの
誘起電圧の積分値の差分によって、ロータに対して、イ
ンバータの転流の時刻が速いのか遅いのかを判別するこ
とができる。

この様に、積分値によってロータの位置を検出し、イン
バータの転流タイミングを作成する方法を次に示す。

第５図は、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の端子電圧波形を示してお
り、１区間は電気角６０″に相当する。

誘起電圧の波形は区間１，２，３．・・・の順に、従い
Ｖ、、Ｖ。ＨＶｂ）　Ｖａ・・・の順にサンプリングす
ればよい。

第６図に端子電圧の波形の積分値を利用した場合のタイ
ミング決定方法を示す。この方法は第６図（１）に示す
モータの誘起電圧の区間１と４の部分の端子電圧の面積
Ｓ　（ｋ−４）とＳ　（ｋ−１）を用いて次の転流のタ
イミング時間Ｔ５を求めようとするものである。チョッ
パオフ時（端子電圧の立下がり時）にどの相の電圧をサ
ンプリングするかを選択し、前記理由からスパイク電圧
の部分を除去して面積を次の式で求める。

５（ｋ）←５（ｋ）＋Ｇｋ・τ ここで　τ：チョッパ周期 ５（ｋ）：面積 Ｃｋ：サンプリング電圧 次に、例えばＴ、−１期間が終了し、転流が行なわれた
時に、次の転流までの時刻Ｔ、の決定法を第６図（３）
において述べる。Ｔ、を決定するにあたりまずＳ　（ｋ
−１）とＳ　（ｋ−１）の差ΔＳ　＝　Ｓ　（ｋ−１）
−Ｓ　（ｋ−４）を求め、次にΔＳに比例定数Ｃをかけ
た値によってＴ’に−１を補正する。

Ｔｋ＝Ｔ、、−Ｃ・ΔＳ これは、Ｓ　（ｋ−４）が５（ｋ−１）よりも大なる時
には。

制御は進み要素大なので１次の転流までの時間Ｔｋを長
くして、制御を遅らせるものである。

本方法では同じ相に於けるモータ端子電圧波型の各区間
の面積同志を比較しているが、例えば５（ｋ−１）と他
の相で求めた面！ｌ５（ｋ−２）との比較によって制御
することもでき、この場合には、制御の応答性を向上さ
せる効果がある。

上述した端子電圧の積分値を用いてロータの位置を推定
し、インバータの転流を行なえば直流電圧Ｅｍを検出す
る必要がなく、モータの定数巻線の温度変化がある場合
にも、安定したモータの運転を行なうことができる効果
がある。

ここで上述の積分値を利用したモータ誘起電圧検出のア
ルゴリズムについて更に詳細に検討する。

第７図はモータとインバータの構成を示したものである
。モータ各巻線の誘起電圧を各々ｅ、、ａｈ。

ｅｏ、各巻線の端子電圧はＶ−、Ｖｂ＋　Ｖｏである。

巻線の中性点電圧はｖａとしである。

モータが何らかの位置検出手段によって正常に運転して
いるとするならば、この時のＡ相巻線端子電圧Ｖ、は第
８図に示す波形（略図）となる。

ただしこの波形では転流時に生ずるスパイク状電圧は省
略しである。第８図の波形は内部誘起電圧ｅ　＠Ｈｅ　
ａ−ｅ　ｂ、ｅ　６　　’３６の波形も示しであるが、
通常電圧として検出できるのはＯ，Ｅｄｌ”＠ｊ十ｖ０
である。このうち誘起電圧の情報を有するのは一π／６
＜０＜　π／６区間におけるａｍ＋Ｖａの値である。従
って−π／６＜　０　＜π／６区間にこの注目せねばな
らない。この区間の端子電圧Ｖ、はＶａ＝Ｃａ＋Ｖ　　
　（−−＜０＜−）　　　　　・・　（１）ｎ　　　　
６　　　　６ である。また、中性点電圧ｖ９は Ｖ、、＝７（Ｅｄ−（ｅ、＋ｅｃ））（−７１＜７）　
　　、−（２）であり、（１）と（２）式よりＶ、は ν＆：ＣＭ”Ｈ（Ｅｍ−（ｅ、＋ｅ、））ニアＥｄ＋Ｔ
ｅａ−Ｔ（ｐ、＋ｅｂ＋ｅ、）　　　、、、　（３）π
　　　　π　５７ （−Ｔ＜　０＜　ｓ・■１＜０實１） となる。一般に各巻線の誘起電圧は正弦波に近いもので
あるから、ｅｍ、（３ｂｒ　ｅａは三相弦波電圧と見な
しても大きな誤差を生じることはない。このときには ｅ、十θ、＋ｅ、＝０　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　＋＋＋　
　　（４）となるから、（３）と（４）式より となる。

第８図は正常の位相で運転しているものであってこの場
合には転流の位相ずれはないとみなされる。しかし通常
の運転では位相が進んだり、遅れたりするもので、第９
図には転流の位相が進んだ状況（即ち誘起電圧の位相は
相対的に遅れる。）を示す。この図でα＝π／６のとき
位相ずれはないとみなされ、αくπ／６で進み位相転流
、αくπ／６で遅れ位相転流である。

第９図において、−α〈０〈Ｔ−αのπ／３区間の端子
電圧Ｖ、の積分値Ｓ、は −ａ１３ ｓ１＝　１．　　チ（θ）・ｄｏ＝　１．　（７−ｔ：
、＋７−ｅａ）・ｄｏ・・　（６） である。ここでｅ、＝Ｅ−ｓｉｎθ、Ｔ＝π／３である
。

同様に−βく０くＴ−βのπ／３区間の端子電圧■、の
積分値Ｓ２は Ｓ２”　Ｌ　Ｉ］ｊ　　（ｏ　）　１ｄｏ　”　ｓ　ｉ
、π＋−７−ＩＥ−ｃｏｓ（−丁π十α）−（７）ただ
し、βニー（π−α）、Ｔ＝π／３である。

Ｓ□、Ｓ２が第９図で斜線を施した部分の面積である。

Ｓ□ｙＳ２は各々直流電圧Ｅｍと巻線誘起電圧Ｅの関数
となるので、実際の制御系でＳよ１８２を求めようとす
るとＥｍ及びＥの値を検出するか、あるいは事前に準備
しておかねばならない。

第９図かられかる様に、転流位相が進む（α〉π／６）
と８１が大きくなる。逆に転流位相が遅れる（αくπ／
６）と８１が大きくなり、Ｓ２が小さくなる。Ｓ□と８
２が等しい時に転流位相ずれがなくなり、α＝π／６と
なる。従って８１と８２の大きさ比較から転流位相の状
態がわかることになる。いまΔＳとして ΔＳ＝Ｓ、−５２＝３Ｅ　−ｃｏｓ　（−＋（Ｅ）　　
　　−（８）を定義すると、ΔＳの大きさにより転流の
位相ずれの大きさがわかる。

第１０図にΔＳとαとの関係を示した。

即ち、ΔＳが正のときには、転流が遅れていることを示
し、ΔＳが負のときには転流が進んでいることを表わし
ている。第１０図では簡単のためＥ＝１としたが、ΔＳ
は重要な意味を含んでいる。

（８）式でわかる様にΔＳは直流電圧Ｅｍを含んでいな
い。これはΔＳはＥ４に無関係であることを意味してい
るので直流電圧Ｅｍが変動しても、異なった直流電圧Ｅ
４のシステ１１でもこの方式が適用できる。

実際のシステムでは、（８）式にある様な三角関数の計
算や三角関数戸−ブル参照方式ではシステムの融通性を
損うことになる。そこで、線形近似を考える。いま第９
図のチ（θ）の波形を直流（−α〈０くＴ−α、−β〈
θ〈Ｔ−β）と考え、この近似が適用できるかどうかみ
てみる。

第１１図に示す様にチ（８）を直線とみなすと、このと
きのＳｉ、Ｓ２、およびΔ５＝Ｓ１−Ｓ２は第９図のｆ
　（ｆ））が直線近似できることがわかったので、実際
のシステムでは簡単な計算により。

転流位相の最適化がはかれる。

第１２図に示す様に、端子電圧Ｖ、の検出は４点行えば
充分である。即ち、第１２図において、θ□ｌ　　０２
に対応する端子電圧ｖ６の値であるチ（Ｏ□）、ｆ（０
□）および０１，０４に対応するチ（Ｌ）、チ（０，）
を検出すれば、 ｉ　（０）：ａ　（ｌｉｍｂの区間においては、として
求まり チ（０）＝Ｃｆ７＋ｄの区間においてはとなる。ΔＳと
αとの関係を第１０図の破線で示した。正弦波の（８）
式の関係（第１０図実線）と比較してもαがπ／６のい
ずれでも１０％の誤差であり、直線近似しても十分に実
用的である事が分−）た。

となる。上述したと同じ様に積分値Ｓ１．Ｓ２およびΔ
Ｓは、 となる。

（１０）、（１１）、（１２）式よりΔＳを容易に計算
することができる。

ΔＳの大きさにより転流位相の進み遅れはただちに判断
できるが、どの程度位相がずれているかを判断するため
には、予めモータの誘起電圧Ｅの大きさ（Ｅは回転数に
比例する。）をモータとして持っていなければならない
事は当然であるがこのためには技術上何ら困難性はなく
、結局本発明は実用上甚だ効果が大きい方法である。

［発明の効果コ 本発明によれば、ロータの回転が脈動した場合にも、転
流タイミング時刻を適確に設定でき、モータの負荷が増
大した場合にも転流を安定に行うことができ、ブラシレ
スモータの税調を未然に防ぎ、モータを安定に運転する
効果がある。また、従来のアナログ量による転流タイミ
ング時刻のために使用されている回路部品点数に比べ、
本発明の回路は、アナログ−ディジタル変換器と分圧抵
抗のみで構成できるので部品点数は少なくなり経済性が
向上する効果がある。また、アナログ回路によってフィ
ルタを構成していた従来方式では、周囲温度によって回
路素子の定数がばらついていたが本発明のようにディジ
タル構成を行うことによって、周囲温度にはほとんど無
関係に端子電圧をサンプリングできるので周囲温度の変
化による該動作を防止できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のインバータ回路、ブラシレ
スモータの概略図、第２図はＡ相端子′ｌａ圧Ｖ、の波
形とスイッチング素子２〜７の夫々のベース電圧波形Ａ
”、Ｂ”、Ｃ”、Ａ−、Ｂ−、Ｃ−を示すチャー１・図
、第３図（イ）は第２図の区間１に於けるモータ端子電
圧■。波形の拡大図、第３図（ロ）はチョッパオフ時割
込ルーチン処理を示すフローチャート、第４図は１相あ
たりの端子゛重圧波形と制御進み角との関係を示した図
、第５図は３相の人々の端子電圧波形、第６図は積分値
による制御の説明及びフローチャート。第７，８゜０．
１０．１１及び１２図は本発明によ′る方法の解析用の
説明図である。 １・・直流電源部、　　２〜７ ８〜１３・・還流ダイオード、 １４・・・ブラシレスモータステータ、１５・・・ブラ
シレスモータのロータ、１６〜２１・・・分圧抵抗。 スイッチング素子、 第１図 第２図 第５図 第３図 （ロ） 第７図 第８ヌ 第１０図 第１１図 第１２図 ６＋　６２ ＋ｊ３　ａ４

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 　１．直流電源と該直流電源に対して三相ブリッジ構成
   をとる複数のスイッチング素子群と、該スイッチング素
   子に並列に配置した還流ダイオードと、該スイッチング
   素子のオン、オフを電気角１２０゜で通電する様制御を
   行なう制御部より成るインバータ回路と、該インバータ
   回路により３相の巻線が転流されるステータと、界磁手
   段を備えたロータより成るブラシレスモータにおいて、
   該ステータに通流しない電気角６０゜区間内に前記ロー
   タにより導体に誘起される誘起電圧をディジタル値によ
   りサンプリングし、上記転流直後のサンプル値を無効と
   し残りのサンプリング値に基づいて、ロータの位置を検
   出することを特徴とするモータ電流の相転流タイミング
   を決定する方法。
2. 　２．前記インバータ回路は三相ブリッジを構成するの
   スイッチング素子の上アーム及び下アームのスイッチン
   グ素子がチョッパを作動するチヨッパ制御方式インバー
   タであって、チョッパのオフ時に、前記誘起電圧をサン
   プリングすることを特徴とした請求項１に記載の相転流
   タイミング決定方法。
3. 　３．電気角６０゜ごとにロータの回転数Ｎを算出し、
   この回転数Ｎによって誘起電圧の最大値Ｅ＿ｍ（０）を
   算出し、少なくとも２個の誘起電圧サンプリング値によ
   って誘起電圧の傾きを求めることを特徴とする請求項１
   に記載の方法。
4. 　４．前記スイッチング素子群の電気角３６０゜区間の
   うち、上アームオン、下アームオンの各電気角１２０゜
   の通流期間以外の通流しない２つの６０゜電気角区間の
   誘起電圧波形を各々、積分し、その積分値の差によって
   ロータの磁極位置を検出しモータの相転流タイミングを
   決定することを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 　５．通流しない電気角６０゜区間の誘起電圧波形積分
   値の差分を、三相のうち、同一の相に於ける電気角６０
   ゜区間２区間同志で求めるか、又は、電気角６０゜ごと
   に異なる相の電気角６０゜区間で求める事を特徴とする
   請求項４に記載の方法。