JPS62189993A - モ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、永久磁石回転子と固定子巻線を備え、永久磁
石回転子の回転位置に応じて固定子巻線の電流切換えを
インバータで制御して、直流モータと等価の電気機械エ
ネルギ変換を行うモータに関する。

〔発明の背景〕

従来、永久磁石回期モータの回転に伴って、その固定子
巻線に誘起される電圧を検出して回転子の回転位置を検
知し、該回転子の回転位置に応じて、固定子巻線の電流
の切換えをインバータで制御して、直流モータと等価の
電気機械エネルギ変換を行うモータが知られている。こ
の種のモータは、感磁素子等の特別なセンサを必要とせ
ず、構造がシンプルなので、耐環境性にすぐれ、また、
低コストであるため、ファン駆動用や特殊環境用等広い
分野に渡って利用できる。

しかしながら、かＮるモータでは、回転子の回転によっ
て固定子巻線に誘起される電圧を検出する為には、固定
子巻線の電流を切換える際にインバータ回路で発生する
転流ノイズの混入を避けなければならず、以下に示すよ
うな制約があった。

（１）誘起電圧の検出は、周期的に発生する転流ノイズ
が消滅している期間を）［１ってサンプリングを行う。

つまり、転流から誘起電圧検出までは、転流ノイズが充
分に減衰するよう充分な時間を設ける必要があり、パル
スｒ１．＋変調（ＰＷＭ）のような１サイクル中に多数
回にわたって転流させるインバータは使用がむずかしい
。

（２）ＰＷＭを行った場合は、充分大きな時定数を持つ
積分器によって転流のノイズを減衰させる方法も考えら
れるが、この方法では誘起電圧検出に関しても大きな時
間遅れを生じ、即応制御が困難になり、外乱に対して不
安定となる。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上述の制約を解消し、パルス巾変調方
式をとったインバータの適用も可能であり、かつ、時間
遅れの小さいモータ誘起電圧検出回路を用いて小形、安
価かつ高性能なモータを提供することにある。

〔発明の概要〕

永久磁石回転子の回転によって固定子巻線に誘起される
電圧には、基本波成分の他に高調波成分が含まれている
。３相インバータから給電されるＹ結線された３相の固
定子巻線と並列的に、同じくＹ結線された３個の抵抗器
を接続した時、両者の中性点の電位差として、前記高調
波成分（基本波の３の整数倍の高調波）が現われる。本
発明は、これらのうちの基本波の３倍の高調波成分をも
って永久磁石回転子の回転位置信号とし、該回転位置信
号をフィードバックして３相インバータの転流を制御す
るものである。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の一実施例について図面を用いて説明する
。

第１図は本発明の一実施例のブロック図である。

第１図において、１は永久磁石同期モータであり。

永久磁石回転子１１とＹ結線された３個の固定子巻線１
２とからなる。２は誘起電圧検出回路であり、固定子巻
線１２と同様にＹ結線された３個の抵抗器２１及び固定
子巻線］２の中性点と抵抗器２１の中性点の電位差を検
出する差動増巾器２２からなる。Ｙ結線された固定子巻
線１２と抵抗器２１の各非中性点側端子は３相インバ一
タ回路３の３本の出力線３１，３２．３３にそれぞれ並
列的に接続されている。３相インバ一タ回路３は転流制
御回路４の制御にもとづいて１〜ランジスタ群をオン・
オフして直流を３相交流に変換し、固定子巻線１２の電
流を転流する。転流制御回路４はパルス巾変調方式をと
るとする。５はマイクロコンピュータであり、外部から
の速度指令や誘起電圧検出回路２からの誘起電圧検出信
号を入力し、転流制御回路４に制御信号を出力する。

はじめ、第２図を用いて誘起電圧検出回路２の動作原理
を説明する。第２図はＹ結線された固定子巻線１２と抵
抗器２１の等価回路である。第２図において、Ｌ、、Ｒ
，は固定子巻線１２のインダクタンス及び抵抗、Ｒ，は
Ｙ結線抵抗器２１の抵抗であり、これらはいずれも一定
である。ｕ１〜ｕ３は各固定子巻線に誘起される電圧、
ｖ１〜ｖ３は３相インバ一タ回路３から与えられる電位
、ｈ１〜ｈ３．ｉ１〜１３＊ｊ１〜ｊ３は各部の電流を
示す。なお、Ｒ２は差動増巾器２２の内部抵抗、ｉｄは
検出電流である。

いま、モーターが回転している時、固定子巻線１２とＹ
結線抵抗器２１の中性点の電位差Ｖ。

（”Ｖ６”　　Ｖ６−）を求めると、 Ｒ３（ｊ１＋ｊ２＋ｊ３）　＋Ｒｄ（ｈｔ＋　ｈ２＋　
ｈ３）　　（１）となる。こぎで、検出電流ｉｄがｊ□
〜Ｊａｎ　ｈ□〜ｈ３に比べて充分小さければ、 ｊ１＋ｊ２＋Ｊ３＝Ｏ（２） ｈ□＋ｈ２＋ｈ、＝ｏ　　　　　　　　　　（３）とな
り、（１）式は次式のように簡単になる。

３Ｖｓ＝ｕ、＋ｕ、＋ｕａ　　　　　　　　　　　（４
）こ＼で、＋１．〜ｕ３が高調波を含まないとき、つま
り、３相の純市弦波であるときは ３Ｖ、、＝ｕ、、＋ｕ、＋ｕ３＝Ｏ（５）となって、■
５は現われない。しかし、モータ１のギャップ内の磁束
分布は一般には歪んだ＋Ｆ弦波状であり、従ってｕ１〜
ＩＪ、は基本波成分以外の高調成分を含んでいる。

ｌ、〜１１３が高調波を含むとき、■、を級数で表わす
と、 Ｎ＝］、　ｎ＝１　　　　　　　　　　　３Ｎ＝１．２
．３ ｎ”３ｎｏ　（ｎｏ＝１．、２ｇ　３．−）となり、３
の整数倍の次数の項だけが検出電圧となって現われる。

あらかじめギャップ内の磁束分布が３の整数倍の次数の
高調数を含むように設計しておけば、検出される誘起″
電圧は大きなレベルになる。例えば、キャップ内の磁束
分布を台形波状にしておけば、基本波の３倍の次数の高
調波が大きなレベルで検出できる。

上記検出電圧ｖＳはＶ、〜ｖ３の値を直接的には含まず
、■１〜ｖ３によって駆動されるモータ１の回転速度と
、モータ１のギャップ内の磁束分布によって定まる誘起
電圧ｕ１〜Ｕ、にのみ関係している。これは、モータを
駆動したり制御したりする為に行うインバータ回路３の
相転流やＰＷＭによって、■１〜■３が激しく変動して
も、その影響が直接的にはｖｓに及ばないことを示す。

なお、ＬＳは回転子の回転位置によって、脈動を伴なう
こともあるが、脈動分によるノイズは小さな時定数のフ
ィルタで除去でき、速溶性を損なうものではなり）。

次に、第３図及び第４図を用いて第１図の全体の動作を
説明する。

第３図は第１図の動作を示すタイミングチャー１−で、
３−１はマイクロコンピュータ５の基本クロック、３−
２はステップ切換タイミング、３−３は波形整形後の誘
起電圧検出信号、３−４は波形整形前の誘起電圧検出信
号、３−５は１相の固−７＝ 穴子巻線に誘起される誘起１ｕ圧、３−６と３−７はそ
れぞれ１相の固定子巻線に印加されるインバータ出力電
圧を制御する制御信号、３−８は１相の固定子巻線に印
加されるインバータ出力電圧を示している。

第４図はインバータ回路３の６個のトランジスタのオン
、オフを示すファンクションテーブルである。こ＼で、
ビット２°〜２５は６個のトランジスタと１対１に対応
しており、′１”は該当トランジスタがオン、“０″は
オフを示す。

まず、モータ１の起動過程において、マイクロコンピュ
ータ５は第４図のテーブルのデータを出力ポート５１に
、第３図の：３−２に示すように、ステップＯ→］−→
２→３→４→５→１→・の順に繰り返し出力する。これ
により、転流制御回路４は第３図の３−６．３−７に示
す制御信号（１相分のみ示す）を生成し、インバータ回
路３のトランジスタ群をオン、オフする。従って、イン
バータ回路３の出力線３１〜３２には３相の交流電圧が
得られ（第３図の３−８には１相分のみ示す）、モータ
１の固定子巻線１２に電流が流れて回転磁界が発生し、
該回転磁界に同期して回転子１１が回転する。マイクロ
プロセッサ５ば、ステップの切換えの周期（第３図の３
−２）を徐々に早くしていき、これに従って回転子１］
−は加速される。

この過程において、モータ１は同期モータとして駆動さ
れるので、その性質に従い、極低速時に固定子巻線１２
の誘起電圧（第３図の３−５）はインバータ回路３の出
力電圧（第３図の３−８）に対して約９０°位相が進む
が、その進み具合は加速されるにつれて減少してくる。

従って、インバータ回路３の出力電圧波形を生成する基
となるステップ切換タイミング（第３図の３−２）と固
定子巻線１２の誘起電圧の３次の高調波（第３図の３−
４）及びその波形整形後の誘起電圧検出信号（第３図の
３−３）の位相差も同様に変化する。

第；３図の左から中央までが上記起動過程の動作を示し
ている。

本実施例では、インバータ回路３の出力電圧と固定子巻
線」−２の誘起電圧の位相関係を直流モータのそれらの
位相関係と同じにして定常運転をする為に、ステップ切
換タイミングと誘起電圧検出信号の位相関係をマイクロ
プロセッサ５で監視しているが、起動過程ではモータ１
がある速度に達してその位相差が約３０″になるまでは
、その位相差と無関係にステップ切換の周期を徐々に短
かくする。ステップ切換タイミングと誘起電圧検出信号
の位相比較は、ステップ数が更新されてから誘起電圧信
号のエッチが現われるまでの時間をマイクロプロセッサ
５によって測定して行う。

起動過程から定常状態に移る過程は、ステップ切換タイ
ミング（第３図の３−２）と誘起電圧検出信号（第３図
の３−３）の位相差が約３０°になった時点でステップ
切換タイミングの位相を不連続に３０°進めることによ
って固定子巻線１２の誘起電圧（第３図の３−５）の位
相にインバータ回路３の出力電圧（第３図の３−８）の
位相を合せることにより行う。以降は、ステップ数が更
新されてから誘起電圧検出信号のエッヂが現われるまで
の時間と誘起電圧検出信号のエッチが現われた時刻から
次のステップ切換までの時間が均しくなるように、次の
ステップ切換のタイミングをマイクロプロセッサ５で決
定する。従って、固定子巻線１２の誘起電圧とインバー
タ回路３の出力電圧の位相関係は一定かつ同位相に保た
れる。この状態は、負荷や電源電圧が変動して回転速度
が変化しても保たれる。

第３図の中央から右半分が上記過程における動作であり
、モータ１は同期モータ的動作から直流モータ的動作へ
迅速かつ滑らかに移行することを示している。

定常状態において、マイクロプロセッサ５は誘起電圧検
出信号（第３図の３−３）の繰返し周期からモータ１の
回転速度を知り、それと外部から与えられる速度指令値
とを比較して、その結果を出力ボート５１に出力する。

転流制御回路４は、出力ボート５１の比較結果の値に基
づいて、出力ボート５２のステップデータにより生成さ
れる制御信号（第３図の３−６．３−７）をパルス巾変
調する。この結果、インバータ回路３の出力電圧もパル
ス巾変調されるため、固定子巻線１２に供給される平均
電流が変化し、モータ１の速度が制御を受ける。従って
、上記比較結果の符号とパルス巾変調の増減の方向を適
当に選ぶことにより、負帰還ループが構成され、モータ
１の速度は速度指令値に追従する。なお、第３図の３−
６．３−７．３−８の多数の直線状点線は、波形がパル
ス巾変調を受けていることを示している。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明によるモータは、インバータ
の転流ノイズに影響されにくへ、ノイズを除去する為の
フィルタによる遅れが小さい誘起電圧検出回路を採用す
ることによって、パルス巾変調方式のインバータによる
駆動や制御が可能なので、制御用のパワートランジスタ
やこれに付随するりアクドル、コンデンサ等が不必要と
なり、小型で低価格かつ安定性の良いモータが得られる
。

又、起動時の同期モータ的動作から、定常時の直流モー
タ的動作への切換が迅速かつ滑らかに行われるので、起
動性の良いモータが得られる。

＝１２−

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は第１
図の誘起電圧検出回路の動作原理を示す図、第３図は第
１図の全体の動作を説明するためのタイミングチャート
、第４図は第１図のインバータ回路を制御するためのフ
ァンクションテーブルの一例を示す図である。 １・・・モータ、　　１１・・・永久磁石回転子、１２
・・・固定子巻線、　２・・・誘起電圧検出回路、２１
・・・Ｙ結線抵抗器、　２２・・・差動増巾器、３・・
・３相インバ一タ回路、　４・・・転流制御回路、５・
・・マイクロコンピュータ。 又テラ） ｉ　　　００００ ２４　　　。 ２３　　　。 ２２　　　　。 ２°　　。 ０１１Ｑ□ ｏｏｏ　　　１　　１

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）永久磁石回転子とＹ結線された３相固定子巻線を
   備え、前記固定子巻線の非中性点側端子を３相インバー
   タに接続し、前記回転子の回転位置に応じて前記固定子
   巻線の電流切換えを前記インバータで制御して、直流モ
   ータと等価の電気機械エネルギ変換を行うモータにおい
   て、Ｙ結線された３個の抵抗器を前記固定子巻線と並列
   的に接続し、前記固定子巻線の中性点とＹ結線抵抗器の
   中性点との電位差により固定子巻線の誘起電圧を検出し
   て、前記回転子の回転位置信号とする誘起電圧検出手段
   と、モータの起動時には予め定めたパルス信号によって
   前記インバータの転流を行い、起動後は前記回転位置信
   号をフィードバックして前記インバータの転流を制御す
   る制御手段を有することを特徴とするモータ。
2. （２）前記制御回路は、起動後、前記インバータの出力
   電圧の位相を不連続に変化させて、該インバータの出力
   電圧と前記固定子巻線の誘起電圧の位相差が一定となる
   ように制御することを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のモータ。