JPH08163891A - センサレスｄｃブラシレスモータの制御駆動装置 - Google Patents
センサレスｄｃブラシレスモータの制御駆動装置Info
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- JPH08163891A JPH08163891A JP6302038A JP30203894A JPH08163891A JP H08163891 A JPH08163891 A JP H08163891A JP 6302038 A JP6302038 A JP 6302038A JP 30203894 A JP30203894 A JP 30203894A JP H08163891 A JPH08163891 A JP H08163891A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 センサレスＤＣブラシレスモータにおいて、
負荷や回転数の変動による位相ずれを、安価な構成で補
正し、常時モータを最大効率付近で運転し、効率アップ
を図る。 【構成】 逆起電力の位相シフト量を９０゜または３０
゜よりも十分に進み側に設定した位置検出回路と、前記
位置検出回路からの信号をトリガーとして、通電パター
ンを切り換える際に、所定の角度を遅らせて切り換える
通電遅延角度を設け、その通電遅延角度をモータの負荷
や回転数に応じて変化させる制御部を設けた。
負荷や回転数の変動による位相ずれを、安価な構成で補
正し、常時モータを最大効率付近で運転し、効率アップ
を図る。 【構成】 逆起電力の位相シフト量を９０゜または３０
゜よりも十分に進み側に設定した位置検出回路と、前記
位置検出回路からの信号をトリガーとして、通電パター
ンを切り換える際に、所定の角度を遅らせて切り換える
通電遅延角度を設け、その通電遅延角度をモータの負荷
や回転数に応じて変化させる制御部を設けた。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ホール素子やロータリ
ーエンコーダ等の位置検出器を有さないセンサレスＤＣ
ブラシレスモータの制御駆動装置に関するもので、特に
負荷変動の大きな、電気自動車のエアコン用の電動圧縮
機モータ等を制御駆動する際に有用なものである。
ーエンコーダ等の位置検出器を有さないセンサレスＤＣ
ブラシレスモータの制御駆動装置に関するもので、特に
負荷変動の大きな、電気自動車のエアコン用の電動圧縮
機モータ等を制御駆動する際に有用なものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の制御駆動装置は、特公昭
５９−３６５１９の図６に示されるように、Ａ，Ｂ，
Ｃ、各相の逆起電力を約９０゜位相シフトした信号（７
−ａ、７−ｂ，７−ｃ）と、中性点電位（８）を比較す
ることによって、回転子の角度位置情報を３つのディジ
タル信号（９−ａ、９−ｂ、９−ｃ）として得ており、
そのそれぞれの信号から、当該相の通電信号を得るので
はなく、当該相とは異なる相の通電信号を得ている。
５９−３６５１９の図６に示されるように、Ａ，Ｂ，
Ｃ、各相の逆起電力を約９０゜位相シフトした信号（７
−ａ、７−ｂ，７−ｃ）と、中性点電位（８）を比較す
ることによって、回転子の角度位置情報を３つのディジ
タル信号（９−ａ、９−ｂ、９−ｃ）として得ており、
そのそれぞれの信号から、当該相の通電信号を得るので
はなく、当該相とは異なる相の通電信号を得ている。
【０００３】これは、一般にセンサーレス方式のＤＣブ
ラシレスモータの場合、逆起電力だけを常時検出するこ
とは、固定子巻線への通電との関係上不可能であり、そ
のために検出される信号は、通電電圧と重複したものと
なり、回路的にフィルター等での処理をしなければなら
なく、そのフィルター等の信号伝達遅れ特性によるもの
である。
ラシレスモータの場合、逆起電力だけを常時検出するこ
とは、固定子巻線への通電との関係上不可能であり、そ
のために検出される信号は、通電電圧と重複したものと
なり、回路的にフィルター等での処理をしなければなら
なく、そのフィルター等の信号伝達遅れ特性によるもの
である。
【０００４】そしてこの信号伝達遅れ特性を、特公昭５
９−３６５１９の場合には、９０゜の位相差にすること
によって、ちょうどＡ相の出力からＣ相の通電信号を、
またＢ相の出力からＡ相の通電信号を、Ｃ相の出力から
Ｂ相の通電信号を得ている。
９−３６５１９の場合には、９０゜の位相差にすること
によって、ちょうどＡ相の出力からＣ相の通電信号を、
またＢ相の出力からＡ相の通電信号を、Ｃ相の出力から
Ｂ相の通電信号を得ている。
【０００５】ここで、一般に１２０゜通電方式の場合に
は、この位相差を９０゜、または３０゜にすることによ
って、当該相とは異なる相の通電信号を得ることができ
る。
は、この位相差を９０゜、または３０゜にすることによ
って、当該相とは異なる相の通電信号を得ることができ
る。
【０００６】そしてこの特公昭５９−３６５１９におい
ては、得られたディジタル信号（９−ａ、９−ｂ、９−
ｃ）の変化をトリガーとして、スイッチング素子を所定
のパターンにてＯＮ，ＯＦＦして、固定子巻線の各相へ
の通電パターンを切り換え、モータを制御駆動してい
る。
ては、得られたディジタル信号（９−ａ、９−ｂ、９−
ｃ）の変化をトリガーとして、スイッチング素子を所定
のパターンにてＯＮ，ＯＦＦして、固定子巻線の各相へ
の通電パターンを切り換え、モータを制御駆動してい
る。
【０００７】またこの図６の（９−ａ、９−ｂ、９−
ｃ）と（１０）から明かなように、トリガーの入力か
ら、固定子巻線への通電パターンの変更までの間には、
特に遅延角度は設けられておらず、トリガー入力とほぼ
同時に通電パターンを切り換えている。
ｃ）と（１０）から明かなように、トリガーの入力か
ら、固定子巻線への通電パターンの変更までの間には、
特に遅延角度は設けられておらず、トリガー入力とほぼ
同時に通電パターンを切り換えている。
【０００８】また、逆起電力の位相シフトは、前述した
通り約９０゜に設定されている。
通り約９０゜に設定されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、実際
に、前述した従来の方式でモータを駆動した場合には以
下のような問題が生じる。
に、前述した従来の方式でモータを駆動した場合には以
下のような問題が生じる。
【００１０】第一の問題点は、図３においてスイッチン
グ素子１を用いて固定子巻線２への通電をＯＮ、ＯＦＦ
する際には、ＯＦＦ時に巻線からサージ電圧が発生し、
これを吸収するためにスイッチング素子１には、通常並
列に還流ダイオード３が接続されてあり、このダイオー
ドに流れる還流電流の影響で、逆起電力の位相シフト量
が設定値より進み気味になり、その結果、固定子巻線へ
の通電タイミングがずれてしまいモータ効率が悪化する
という課題があった。そしてこの還流電流は負荷に応じ
て変化するので、位相シフト量のずれも、負荷に応じて
変化する。
グ素子１を用いて固定子巻線２への通電をＯＮ、ＯＦＦ
する際には、ＯＦＦ時に巻線からサージ電圧が発生し、
これを吸収するためにスイッチング素子１には、通常並
列に還流ダイオード３が接続されてあり、このダイオー
ドに流れる還流電流の影響で、逆起電力の位相シフト量
が設定値より進み気味になり、その結果、固定子巻線へ
の通電タイミングがずれてしまいモータ効率が悪化する
という課題があった。そしてこの還流電流は負荷に応じ
て変化するので、位相シフト量のずれも、負荷に応じて
変化する。
【００１１】図４にはこの還流電流による位相ずれの様
子が示してあり、点線が還流電流がない場合であり、実
線が還流電流がある場合の図３における各部の電圧波形
である。図６にはこの結果、通電タイミングが最適点よ
り、約３０゜進んだ場合の相端子の電圧波形を示してい
る。
子が示してあり、点線が還流電流がない場合であり、実
線が還流電流がある場合の図３における各部の電圧波形
である。図６にはこの結果、通電タイミングが最適点よ
り、約３０゜進んだ場合の相端子の電圧波形を示してい
る。
【００１２】第二の問題点は、ＰＷＭ駆動の場合には、
逆起電力発生区間中で、かつそのＰＷＭデューティーの
ＯＮ時にのみ逆起電力が検出されるのが理想であるが
（図５（Ｂ））、実際にはＰＷＭデューティーのＯＦＦ
時にも、隣の相からの逆起電力と還流ダイオードの影響
で余分な逆起電力（図５（Ａ）参照）が検出されてしま
う。そして、この余分な逆起電力の検出の影響は、モー
タの負荷や回転数によっても変化し、やはり逆起電力の
位相シフト量が設定値からずれてしまい、その結果、固
定子巻線への通電タイミングがずれてしまいモータ効率
が悪化するという課題があった。
逆起電力発生区間中で、かつそのＰＷＭデューティーの
ＯＮ時にのみ逆起電力が検出されるのが理想であるが
（図５（Ｂ））、実際にはＰＷＭデューティーのＯＦＦ
時にも、隣の相からの逆起電力と還流ダイオードの影響
で余分な逆起電力（図５（Ａ）参照）が検出されてしま
う。そして、この余分な逆起電力の検出の影響は、モー
タの負荷や回転数によっても変化し、やはり逆起電力の
位相シフト量が設定値からずれてしまい、その結果、固
定子巻線への通電タイミングがずれてしまいモータ効率
が悪化するという課題があった。
【００１３】そして前述したように、逆起電力の位相シ
フト量の設定値からのずれは、負荷や回転数によって大
きく変動するので、例えば負荷変動の非常に大きな電気
自動車のエアコン用の電動圧縮機モータを駆動する際に
は、その影響が顕著に現れ、その結果バッテリーへの電
力負担が増大し、車の走行距離が減ってしまうという課
題があった。
フト量の設定値からのずれは、負荷や回転数によって大
きく変動するので、例えば負荷変動の非常に大きな電気
自動車のエアコン用の電動圧縮機モータを駆動する際に
は、その影響が顕著に現れ、その結果バッテリーへの電
力負担が増大し、車の走行距離が減ってしまうという課
題があった。
【００１４】第三の問題点は、前述した位相シフト量の
設定値からのずれを、ハードウエアにて回路的に補正し
ようとした場合に、非常に複雑な回路構成となるので、
コストがアップする。また負荷条件の異なるモータを制
御駆動しようとした場合には、その都度ハードウエアの
変更が必要となり、変更対応に手間がかかるという課題
があった。
設定値からのずれを、ハードウエアにて回路的に補正し
ようとした場合に、非常に複雑な回路構成となるので、
コストがアップする。また負荷条件の異なるモータを制
御駆動しようとした場合には、その都度ハードウエアの
変更が必要となり、変更対応に手間がかかるという課題
があった。
【００１５】第四の問題点は、特公昭５９−３６５１９
に示されるような回路で、逆起電力の位相シフトを行っ
た場合には、ＣＲ回路の特性上、９０゜以上の位相シフ
トをすることができなく、第３の信号の入力からソフト
的にタイミングを補正することができないという課題が
あった。
に示されるような回路で、逆起電力の位相シフトを行っ
た場合には、ＣＲ回路の特性上、９０゜以上の位相シフ
トをすることができなく、第３の信号の入力からソフト
的にタイミングを補正することができないという課題が
あった。
【００１６】本発明は上記課題を解決するもので、安価
な構成で、負荷や回転数の変動によるモータ効率の悪化
を防止して、常時最大効率付近でモータを運転し、また
電気自動車においてはできるだけ走行距離を延ばし、か
つ負荷条件の異なるモータを駆動する場合にも容易に対
応ができるセンサレスＤＣブラシレスモータの制御駆動
装置を提供することを目的としている。
な構成で、負荷や回転数の変動によるモータ効率の悪化
を防止して、常時最大効率付近でモータを運転し、また
電気自動車においてはできるだけ走行距離を延ばし、か
つ負荷条件の異なるモータを駆動する場合にも容易に対
応ができるセンサレスＤＣブラシレスモータの制御駆動
装置を提供することを目的としている。
【００１７】
（１）直流電圧の供給を受け、永久磁石回転子が回転し
た際に、三相結線された固定子巻線の各相に誘起される
逆起電力を検出することによって、回転子の角度位置を
検出し、それに応じて、前記固定子巻線の各相への通電
パターンを切り換えるセンサレスＤＣブラシレスモータ
の制御駆動装置で、前記逆起電力の位相をシフトした第
一の信号と、前記第一の信号の交流成分のゼロ電位付近
にある第二の信号とを、比較することによって得られ
る、ディジタル化された第三の信号を出力するととも
に、前記第三の信号の逆起電力に対する、位相シフトの
絶対値を、９０゜または３０゜よりも十分進み側に設定
した位置検出回路と、前記位置検出回路から出力される
第三の信号の変化をトリガーとして、前記固定子巻線の
各相への通電パターンを切り換える制御部を具備し、前
記制御部には、前記第三の信号が変化した後、回転子が
所定角度進むまでの間遅らせて、前記通電パターンを切
り換える、通電遅延角度を設けたものである。
た際に、三相結線された固定子巻線の各相に誘起される
逆起電力を検出することによって、回転子の角度位置を
検出し、それに応じて、前記固定子巻線の各相への通電
パターンを切り換えるセンサレスＤＣブラシレスモータ
の制御駆動装置で、前記逆起電力の位相をシフトした第
一の信号と、前記第一の信号の交流成分のゼロ電位付近
にある第二の信号とを、比較することによって得られ
る、ディジタル化された第三の信号を出力するととも
に、前記第三の信号の逆起電力に対する、位相シフトの
絶対値を、９０゜または３０゜よりも十分進み側に設定
した位置検出回路と、前記位置検出回路から出力される
第三の信号の変化をトリガーとして、前記固定子巻線の
各相への通電パターンを切り換える制御部を具備し、前
記制御部には、前記第三の信号が変化した後、回転子が
所定角度進むまでの間遅らせて、前記通電パターンを切
り換える、通電遅延角度を設けたものである。
【００１８】（２）前記課題を解決するための手段
（１）の構成に追加して、固定子巻線に流れる電流、ま
たは直流電圧から供給される直流電流を検出する電流検
出手段を具備し、前記電流に応じて、通電遅延角度を変
化させる制御部を設けたものである。
（１）の構成に追加して、固定子巻線に流れる電流、ま
たは直流電圧から供給される直流電流を検出する電流検
出手段を具備し、前記電流に応じて、通電遅延角度を変
化させる制御部を設けたものである。
【００１９】（３）前記課題を解決するための手段
（１）の構成に追加して、直流電圧を検出する電圧検出
手段と、前記直流電圧から供給される直流電流を検出す
る電流検出手段を具備し、前記電圧と前記電流から消費
電力を検出し、その消費電力に応じて、通電遅延角度を
変化させる制御部を設けたものである。
（１）の構成に追加して、直流電圧を検出する電圧検出
手段と、前記直流電圧から供給される直流電流を検出す
る電流検出手段を具備し、前記電圧と前記電流から消費
電力を検出し、その消費電力に応じて、通電遅延角度を
変化させる制御部を設けたものである。
【００２０】（４）前記課題を解決するための手段
（１）の構成に追加して、直流電圧が、交流電圧を整流
した直流電圧であり、前記交流電圧から供給されている
交流電流を検出する電流検出手段を具備し、前記電流に
応じて、通電遅延角度を変化させる制御部を設けたもの
である。
（１）の構成に追加して、直流電圧が、交流電圧を整流
した直流電圧であり、前記交流電圧から供給されている
交流電流を検出する電流検出手段を具備し、前記電流に
応じて、通電遅延角度を変化させる制御部を設けたもの
である。
【００２１】（５）前記課題を解決するための手段
（１）の構成に追加して、直流電圧が、交流電圧を整流
した直流電圧であり、前記交流電圧を検出する電圧検出
手段と、前記交流電圧から供給されている交流電流を検
出する電流検出手段を具備し、前記電圧と前記電流から
消費電力を検出し、その消費電力に応じて、通電遅延角
度を変化させる制御部を設けたものである。
（１）の構成に追加して、直流電圧が、交流電圧を整流
した直流電圧であり、前記交流電圧を検出する電圧検出
手段と、前記交流電圧から供給されている交流電流を検
出する電流検出手段を具備し、前記電圧と前記電流から
消費電力を検出し、その消費電力に応じて、通電遅延角
度を変化させる制御部を設けたものである。
【００２２】（６）前記課題を解決するための手段
（１）及び（２）及び（３）及び（４）及び（５）の構
成に追加して、位置検出回路から出力される第三の信号
の周期または周波数から回転子の回転速度を検出し、そ
の回転速度に応じて、通電遅延角度を変化させる制御部
を設けたものである。
（１）及び（２）及び（３）及び（４）及び（５）の構
成に追加して、位置検出回路から出力される第三の信号
の周期または周波数から回転子の回転速度を検出し、そ
の回転速度に応じて、通電遅延角度を変化させる制御部
を設けたものである。
【００２３】（７）前記課題を解決するための手段
（１）及び（２）及び（３）及び（４）及び（５）及び
（６）の位置検出回路が、直流電圧のマイナス電位を基
準とした、固定子巻線に誘起される各相の逆起電力を入
力として、その逆起電力の電圧レベルを変換する分圧
部、及び逆起電力の直流成分を除去する交流結合部とを
有した逆起電力検出回路と、前記逆起電力検出回路から
出力される各相の電圧を、積分するとともに位相シフト
を行う積分回路と、前記積分回路から出力される各相の
電圧と、そのおのおのの出力とは異なる残りの二相の合
成電圧とを比較する比較回路で構成されたものである。
（１）及び（２）及び（３）及び（４）及び（５）及び
（６）の位置検出回路が、直流電圧のマイナス電位を基
準とした、固定子巻線に誘起される各相の逆起電力を入
力として、その逆起電力の電圧レベルを変換する分圧
部、及び逆起電力の直流成分を除去する交流結合部とを
有した逆起電力検出回路と、前記逆起電力検出回路から
出力される各相の電圧を、積分するとともに位相シフト
を行う積分回路と、前記積分回路から出力される各相の
電圧と、そのおのおのの出力とは異なる残りの二相の合
成電圧とを比較する比較回路で構成されたものである。
【００２４】（８）前記課題を解決するための手段
（１）及び（２）及び（３）及び（４）及び（５）及び
（６）及び（７）の制御部が、マイクロコンピュータで
構成されたものである。
（１）及び（２）及び（３）及び（４）及び（５）及び
（６）及び（７）の制御部が、マイクロコンピュータで
構成されたものである。
【００２５】（９）前記課題を解決するための手段
（８）の、位置検出回路から出力される第三の信号を、
マイクロコンピュータの外部割り込み端子に入力したも
のである。
（８）の、位置検出回路から出力される第三の信号を、
マイクロコンピュータの外部割り込み端子に入力したも
のである。
【００２６】（１０）前記課題を解決するための手段
（１）及び（２）及び（３）及び（６）及び（７）及び
（８）の直流電圧の供給を、電気自動車に搭載されるバ
ッテリーから受け、かつ前記電気自動車の空調を行う電
動圧縮機モータを制御駆動するようにしたものである。
（１）及び（２）及び（３）及び（６）及び（７）及び
（８）の直流電圧の供給を、電気自動車に搭載されるバ
ッテリーから受け、かつ前記電気自動車の空調を行う電
動圧縮機モータを制御駆動するようにしたものである。
【００２７】
【作用】本発明は前記した構成によって、 （１）負荷や回転数によって変動する、第三の信号の逆
起電力に対する位相シフトの量を、予めその変動範囲よ
りは十分進み側に設定して、第三の信号の変化をトリガ
ーとして固定子巻線の各相への通電パターンを切り換え
る際に、回転子が所定角度進むまでの間遅らせる、通電
遅延角度を設けているので、通電タイミングを回路的に
固定するのではなく、任意のタイミングで設定すること
ができるようになり、常時最大効率付近でモータを運転
することができるようになる。
起電力に対する位相シフトの量を、予めその変動範囲よ
りは十分進み側に設定して、第三の信号の変化をトリガ
ーとして固定子巻線の各相への通電パターンを切り換え
る際に、回転子が所定角度進むまでの間遅らせる、通電
遅延角度を設けているので、通電タイミングを回路的に
固定するのではなく、任意のタイミングで設定すること
ができるようになり、常時最大効率付近でモータを運転
することができるようになる。
【００２８】（２）直流負荷電流、または交流負荷電流
に応じて、通電遅延角度を変化させているので、予め直
流負荷電流、または交流負荷電流と、位相シフトのずれ
量との関係を把握しておき、それを補正するように通電
遅延角度を変化させることにより、常時最大効率付近で
モータを運転することができるようになる。
に応じて、通電遅延角度を変化させているので、予め直
流負荷電流、または交流負荷電流と、位相シフトのずれ
量との関係を把握しておき、それを補正するように通電
遅延角度を変化させることにより、常時最大効率付近で
モータを運転することができるようになる。
【００２９】（３）消費電力に応じて、通電遅延角度を
変化させているので、予めその消費電力と、位相シフト
のずれ量との関係を把握しておき、それを補正するよう
に通電遅延角度を変化させることにより、常時最大効率
付近でモータを運転することができるようになる。
変化させているので、予めその消費電力と、位相シフト
のずれ量との関係を把握しておき、それを補正するよう
に通電遅延角度を変化させることにより、常時最大効率
付近でモータを運転することができるようになる。
【００３０】（４）電源供給源の交流電流に応じて、通
電遅延角度を変化させているので、予めその交流電流
と、位相シフトのずれ量との関係を把握しておき、それ
を補正するように通電遅延角度を変化させることによ
り、常時最大効率付近でモータを運転することができる
ようになる。
電遅延角度を変化させているので、予めその交流電流
と、位相シフトのずれ量との関係を把握しておき、それ
を補正するように通電遅延角度を変化させることによ
り、常時最大効率付近でモータを運転することができる
ようになる。
【００３１】（５）電源供給源の消費電力に応じて、通
電遅延角度を変化させているので、予めその消費電力
と、位相シフトのずれ量との関係を把握しておき、それ
を補正するように通電遅延角度を変化させることによ
り、常時最大効率付近でモータを運転することができる
ようになる。
電遅延角度を変化させているので、予めその消費電力
と、位相シフトのずれ量との関係を把握しておき、それ
を補正するように通電遅延角度を変化させることによ
り、常時最大効率付近でモータを運転することができる
ようになる。
【００３２】（６）回転速度及び電流及び消費電力に応
じて、通電遅延角度を変化させているので、予めその回
転速度及び電流及び消費電力と、位相シフトのずれ量と
の関係を把握しておき、それを補正するように通電遅延
角度を変化させることにより、常時最大効率付近でモー
タを運転することができるようになる。
じて、通電遅延角度を変化させているので、予めその回
転速度及び電流及び消費電力と、位相シフトのずれ量と
の関係を把握しておき、それを補正するように通電遅延
角度を変化させることにより、常時最大効率付近でモー
タを運転することができるようになる。
【００３３】（７）前記（１）及び（２）及び（３）及
び（４）及び（５）及び（６）の作用に追加して、第三
の信号を、積分回路から出力される各相の電圧と、その
おのおのの出力とは異なる残りの二相の合成電圧とを比
較して得ているので、位相シフト量を、９０゜よりも十
分進み側に設定するのが容易となり、第三の信号の入力
から、ソフト的に通電タイミングを補正することが可能
となる。
び（４）及び（５）及び（６）の作用に追加して、第三
の信号を、積分回路から出力される各相の電圧と、その
おのおのの出力とは異なる残りの二相の合成電圧とを比
較して得ているので、位相シフト量を、９０゜よりも十
分進み側に設定するのが容易となり、第三の信号の入力
から、ソフト的に通電タイミングを補正することが可能
となる。
【００３４】（８）前記（１）及び（２）及び（３）及
び（４）及び（５）及び（６）及び（７）の作用に追加
して、制御部をマイクロコンピュータで構成しているの
で、通電遅延角度をソフトウエア的に変化させることが
でき、異なるモータを駆動する場合にも容易に対応がで
き、かつ安価な構成とすることができる。
び（４）及び（５）及び（６）及び（７）の作用に追加
して、制御部をマイクロコンピュータで構成しているの
で、通電遅延角度をソフトウエア的に変化させることが
でき、異なるモータを駆動する場合にも容易に対応がで
き、かつ安価な構成とすることができる。
【００３５】（９）前記（１）及び（２）及び（３）及
び（４）及び（５）及び（６）及び（７）及び（８）の
作用に追加して、第三の信号をマイクロコンピュータの
外部割り込み端子に入力しているので、ソフトウエア的
処理が容易となる。
び（４）及び（５）及び（６）及び（７）及び（８）の
作用に追加して、第三の信号をマイクロコンピュータの
外部割り込み端子に入力しているので、ソフトウエア的
処理が容易となる。
【００３６】（１０）前記（１）及び（２）及び（３）
及び（６）及び（７）及び（８）及び（９）の作用に追
加して、電気自動車の走行距離を延ばすことができる。
及び（６）及び（７）及び（８）及び（９）の作用に追
加して、電気自動車の走行距離を延ばすことができる。
【００３７】
【実施例】以下、本発明の一実施例のセンサレスＤＣブ
ラシレスモータの制御駆動装置について、図面を参照し
ながら説明する。
ラシレスモータの制御駆動装置について、図面を参照し
ながら説明する。
【００３８】図１は、本発明の一実施例のセンサレスＤ
Ｃブラシレスモータの制御駆動装置の回路図であり、図
２は１００％デューティー時の各部の電圧波形図であ
り、以下これを参照しながら本発明について説明する。
Ｃブラシレスモータの制御駆動装置の回路図であり、図
２は１００％デューティー時の各部の電圧波形図であ
り、以下これを参照しながら本発明について説明する。
【００３９】本回路への、直流電圧の供給は、バッテリ
ー４や、或は商用電源５をダイオードブリッジ６にて整
流したものから行われる。そしてその直流電圧を、スイ
ッチング素子１にてスイッチングすることによって、可
変電圧の１２０゜通電の交流電圧に変換している。尚本
回路においては、ＰＷＭ方式で可変電圧の交流電圧を得
ているが、ＰＡＭ方式の場合には直流電圧変換用のトラ
ンジスタが、追加されるだけで、その他の構成は本回路
と同様なものでよい。
ー４や、或は商用電源５をダイオードブリッジ６にて整
流したものから行われる。そしてその直流電圧を、スイ
ッチング素子１にてスイッチングすることによって、可
変電圧の１２０゜通電の交流電圧に変換している。尚本
回路においては、ＰＷＭ方式で可変電圧の交流電圧を得
ているが、ＰＡＭ方式の場合には直流電圧変換用のトラ
ンジスタが、追加されるだけで、その他の構成は本回路
と同様なものでよい。
【００４０】制御駆動するモータは、Ｕ，Ｖ，Ｗの三相
結線された固定子巻線２、と永久磁石回転子７から構成
されている。
結線された固定子巻線２、と永久磁石回転子７から構成
されている。
【００４１】まずモータを始動する際には、逆起電力が
検出されないので、同期モータとして始動する。そして
所定の回転に達し、逆起電力が十分検出されるようにな
ってから、この逆起電力によって、回転子の位置の検出
を行い、その位置に応じたフィードバック運転となる。
検出されないので、同期モータとして始動する。そして
所定の回転に達し、逆起電力が十分検出されるようにな
ってから、この逆起電力によって、回転子の位置の検出
を行い、その位置に応じたフィードバック運転となる。
【００４２】次にこの位置検出部分について説明する。
分圧部８は、固定子巻線２のＵ，Ｖ，Ｗに誘起される逆
起電力を含んだ各端子電圧を分圧する。これは、高電圧
な信号を扱いやすい低電圧な信号に変換するためであ
る。尚、図２のＶU，ＶV，ＶWの実線波形には、この分
圧部に入力される電圧波形例を示している。
分圧部８は、固定子巻線２のＵ，Ｖ，Ｗに誘起される逆
起電力を含んだ各端子電圧を分圧する。これは、高電圧
な信号を扱いやすい低電圧な信号に変換するためであ
る。尚、図２のＶU，ＶV，ＶWの実線波形には、この分
圧部に入力される電圧波形例を示している。
【００４３】そして交流結合部９は、コンデンサで構成
されており、前記分圧部８からの信号の直流成分を除去
し、交流電圧信号に変換するためのものである。
されており、前記分圧部８からの信号の直流成分を除去
し、交流電圧信号に変換するためのものである。
【００４４】次に積分回路は、前記交流結合部９からの
信号を時間積分して、図２のＶU1，ＶV1，ＶW1の実線波
形に示すように、逆起電力に対して、９０゜の位相遅れ
をもった電圧に変換しようとしているが、実際には、還
流電流の影響でそれよりも進んだ電圧（第一の信号）と
なっている。
信号を時間積分して、図２のＶU1，ＶV1，ＶW1の実線波
形に示すように、逆起電力に対して、９０゜の位相遅れ
をもった電圧に変換しようとしているが、実際には、還
流電流の影響でそれよりも進んだ電圧（第一の信号）と
なっている。
【００４５】そして比較回路１１は、前記積分回路１０
からの信号と、その相とは異なる信号を合成したもの
（第二の信号：図２のＶU2，ＶV2，ＶW2）とを比較し、
図２のＶU3，ＶV3，ＶW3の実線波形に示される、ディジ
タル信号（第三の信号）に変換している。
からの信号と、その相とは異なる信号を合成したもの
（第二の信号：図２のＶU2，ＶV2，ＶW2）とを比較し、
図２のＶU3，ＶV3，ＶW3の実線波形に示される、ディジ
タル信号（第三の信号）に変換している。
【００４６】ここでこの比較回路１１の特徴は、抵抗の
設定によって、第三の信号が、第一の信号及び逆起電力
に対してさらに進み側になるようにしている点である。
設定によって、第三の信号が、第一の信号及び逆起電力
に対してさらに進み側になるようにしている点である。
【００４７】この結果、第三の信号は、逆起電力に対し
て、位相ずれがゼロの場合で、５０゜の遅れた信号とな
っている。そしてこの５０゜遅れている意味は、従来方
式の９０゜の遅れに対しては、十分に（４０゜）進んだ
信号となっているということである。
て、位相ずれがゼロの場合で、５０゜の遅れた信号とな
っている。そしてこの５０゜遅れている意味は、従来方
式の９０゜の遅れに対しては、十分に（４０゜）進んだ
信号となっているということである。
【００４８】そして、前記比較回路１１からの第三の信
号は、制御部１２（マイコン）の外部割り込み端子に入
力されており、制御部１２は、この信号の状態変化をト
リガーとして、負荷や回転数に応じて決まる、通電遅延
角度を設けて、通電パターンを切り換える。
号は、制御部１２（マイコン）の外部割り込み端子に入
力されており、制御部１２は、この信号の状態変化をト
リガーとして、負荷や回転数に応じて決まる、通電遅延
角度を設けて、通電パターンを切り換える。
【００４９】例えば、検出される負荷や回転数から、位
相ずれがゼロであると判定した場合には、４０゜の通電
遅延角度（４０゜−０゜）を設けて、通電パターンを切
り換える。
相ずれがゼロであると判定した場合には、４０゜の通電
遅延角度（４０゜−０゜）を設けて、通電パターンを切
り換える。
【００５０】また検出される負荷や回転数から位相ずれ
が１０゜の進みであると判定した場合には、３０゜の通
電遅延角度（４０゜−１０゜）を設けて、通電パターン
を切り換える。
が１０゜の進みであると判定した場合には、３０゜の通
電遅延角度（４０゜−１０゜）を設けて、通電パターン
を切り換える。
【００５１】また検出される負荷や回転数から位相ずれ
が１０゜の遅れであると判定した場合には、５０゜の通
電遅延角度（４０゜＋１０゜）を設けて、通電パターン
を切り換える。
が１０゜の遅れであると判定した場合には、５０゜の通
電遅延角度（４０゜＋１０゜）を設けて、通電パターン
を切り換える。
【００５２】ここで、前記第三の信号が、制御部１２
（マイコン）の外部割り込み端子に入力されているの
は、この通電遅延角度の処理を、その他の処理より優先
することによって、より正確に通電遅延角度を設定する
ためである。
（マイコン）の外部割り込み端子に入力されているの
は、この通電遅延角度の処理を、その他の処理より優先
することによって、より正確に通電遅延角度を設定する
ためである。
【００５３】そして、このように制御することで、負荷
や回転数による位相ずれが発生しても通電遅延角度にて
調整することによって、常時モータを最大効率付近で運
転することが可能となる。
や回転数による位相ずれが発生しても通電遅延角度にて
調整することによって、常時モータを最大効率付近で運
転することが可能となる。
【００５４】図７は、回転数及びモータ電流と位相ずれ
の関係を測定した実験データで、回転数が大きい程遅れ
側に移行し、また電流（負荷）が大きい程進み側に移行
しているのがわかる。尚、電流が直流負荷電流や、交流
の電源電流の場合でも同様な関係となる。
の関係を測定した実験データで、回転数が大きい程遅れ
側に移行し、また電流（負荷）が大きい程進み側に移行
しているのがわかる。尚、電流が直流負荷電流や、交流
の電源電流の場合でも同様な関係となる。
【００５５】図８は、回転数及び消費電力と位相ずれの
関係を測定した実験データで、回転数が大きい程遅れ側
に移行し、また消費電力（負荷）が大きい程進み側に移
行しているのがわかる。
関係を測定した実験データで、回転数が大きい程遅れ側
に移行し、また消費電力（負荷）が大きい程進み側に移
行しているのがわかる。
【００５６】図９（Ａ）、（Ｂ）は、通電遅延角度を決
定する際の制御フローチャートの概略であるが、詳細に
は、図７、図８の特性から得られるデータを、データテ
ーブルとしてマイコンのＲＯＭ内に持っておき、それで
通電遅延角度を決定している。
定する際の制御フローチャートの概略であるが、詳細に
は、図７、図８の特性から得られるデータを、データテ
ーブルとしてマイコンのＲＯＭ内に持っておき、それで
通電遅延角度を決定している。
【００５７】また別の方法として、理論解析や実験によ
って、演算式を導きだしそれで決定する方法もある。
って、演算式を導きだしそれで決定する方法もある。
【００５８】図１０は、本発明と従来の方式で、モータ
の効率を比較したグラフであり、あるポイントにおいて
は同等であるが、その他の領域では、すべて本発明の方
が効率が良いのが分かる。
の効率を比較したグラフであり、あるポイントにおいて
は同等であるが、その他の領域では、すべて本発明の方
が効率が良いのが分かる。
【００５９】
【発明の効果】以上のように、本発明のセンサレスＤＣ
ブラシレスモータの制御駆動装置は、 （１）直流電圧の供給を受け、永久磁石回転子が回転し
た際に、三相結線された固定子巻線の各相に誘起される
逆起電力を検出することによって、回転子の角度位置を
検出し、それに応じて、前記固定子巻線の各相への通電
パターンを切り換えるセンサレスＤＣブラシレスモータ
の制御駆動装置で、前記逆起電力の位相をシフトした第
一の信号と、前記第一の信号の交流成分のゼロ電位付近
にある第二の信号とを、比較することによって得られ
る、ディジタル化された第三の信号を出力するととも
に、前記第三の信号の逆起電力に対する、位相シフトの
絶対値を、９０゜または３０゜よりも十分進み側に設定
した位置検出回路と、前記位置検出回路から出力される
第三の信号の変化をトリガーとして、前記固定子巻線の
各相への通電パターンを切り換える制御部を具備し、前
記制御部には、前記第三の信号が変化した後、回転子が
所定角度進むまでの間遅らせて、前記通電パターンを切
り換える、通電遅延角度を設けているので、固定子巻線
への通電タイミングを、任意のタイミングで設定するこ
とができるようになり、それによって常時最大効率付近
でモータを運転することができる。
ブラシレスモータの制御駆動装置は、 （１）直流電圧の供給を受け、永久磁石回転子が回転し
た際に、三相結線された固定子巻線の各相に誘起される
逆起電力を検出することによって、回転子の角度位置を
検出し、それに応じて、前記固定子巻線の各相への通電
パターンを切り換えるセンサレスＤＣブラシレスモータ
の制御駆動装置で、前記逆起電力の位相をシフトした第
一の信号と、前記第一の信号の交流成分のゼロ電位付近
にある第二の信号とを、比較することによって得られ
る、ディジタル化された第三の信号を出力するととも
に、前記第三の信号の逆起電力に対する、位相シフトの
絶対値を、９０゜または３０゜よりも十分進み側に設定
した位置検出回路と、前記位置検出回路から出力される
第三の信号の変化をトリガーとして、前記固定子巻線の
各相への通電パターンを切り換える制御部を具備し、前
記制御部には、前記第三の信号が変化した後、回転子が
所定角度進むまでの間遅らせて、前記通電パターンを切
り換える、通電遅延角度を設けているので、固定子巻線
への通電タイミングを、任意のタイミングで設定するこ
とができるようになり、それによって常時最大効率付近
でモータを運転することができる。
【００６０】（２）前述課題を解決するための手段
（１）の構成に追加して、固定子巻線に流れる電流、ま
たは直流電圧から供給される直流電流を検出する電流検
出手段を具備し、前記電流に応じて、通電遅延角度を変
化させる制御部を設けているので、前記（１）の効果に
追加して、実際に負荷の変動によるモータ効率の悪化を
防止して、常時最大効率付近でモータを運転することが
できる。
（１）の構成に追加して、固定子巻線に流れる電流、ま
たは直流電圧から供給される直流電流を検出する電流検
出手段を具備し、前記電流に応じて、通電遅延角度を変
化させる制御部を設けているので、前記（１）の効果に
追加して、実際に負荷の変動によるモータ効率の悪化を
防止して、常時最大効率付近でモータを運転することが
できる。
【００６１】（３）前述課題を解決するための手段
（１）の構成に追加して、直流電圧を検出する電圧検出
手段と、前記直流電圧から供給される直流電流を検出す
る電流検出手段を具備し、前記電圧と前記電流から消費
電力を検出し、その消費電力に応じて、通電遅延角度を
変化させる制御部を設けているので、前記（１）の効果
に追加して、実際に負荷の変動によるモータ効率の悪化
を防止して、常時最大効率付近でモータを運転すること
ができる。
（１）の構成に追加して、直流電圧を検出する電圧検出
手段と、前記直流電圧から供給される直流電流を検出す
る電流検出手段を具備し、前記電圧と前記電流から消費
電力を検出し、その消費電力に応じて、通電遅延角度を
変化させる制御部を設けているので、前記（１）の効果
に追加して、実際に負荷の変動によるモータ効率の悪化
を防止して、常時最大効率付近でモータを運転すること
ができる。
【００６２】（４）前述課題を解決するための手段
（１）の構成に追加して、直流電圧が、交流電圧を整流
した直流電圧であり、前記交流電圧から供給されている
交流電流を検出する電流検出手段を具備し、前記電流に
応じて、通電遅延角度を変化させる制御部を設けている
ので、前記（１）の効果に追加して、実際に負荷の変動
によるモータ効率の悪化を防止して、常時最大効率付近
でモータを運転することができる。
（１）の構成に追加して、直流電圧が、交流電圧を整流
した直流電圧であり、前記交流電圧から供給されている
交流電流を検出する電流検出手段を具備し、前記電流に
応じて、通電遅延角度を変化させる制御部を設けている
ので、前記（１）の効果に追加して、実際に負荷の変動
によるモータ効率の悪化を防止して、常時最大効率付近
でモータを運転することができる。
【００６３】（５）前述課題を解決するための手段
（１）の構成に追加して、直流電圧が、交流電圧を整流
した直流電圧であり、前記交流電圧を検出する電圧検出
手段と、前記交流電圧から供給されている交流電流を検
出する電流検出手段を具備し、前記電圧と前記電流から
消費電力を検出し、その消費電力に応じて、通電遅延角
度を変化させる制御部を設けているので、前記（１）の
効果に追加して、実際に負荷の変動によるモータ効率の
悪化を防止して、常時最大効率付近でモータを運転する
ことができる。
（１）の構成に追加して、直流電圧が、交流電圧を整流
した直流電圧であり、前記交流電圧を検出する電圧検出
手段と、前記交流電圧から供給されている交流電流を検
出する電流検出手段を具備し、前記電圧と前記電流から
消費電力を検出し、その消費電力に応じて、通電遅延角
度を変化させる制御部を設けているので、前記（１）の
効果に追加して、実際に負荷の変動によるモータ効率の
悪化を防止して、常時最大効率付近でモータを運転する
ことができる。
【００６４】（６）前述課題を解決するための手段
（１）及び（２）及び（３）及び（４）及び（５）の構
成に追加して、位置検出回路から出力される第三の信号
の周期または周波数から回転子の回転速度を検出し、そ
の回転速度に応じて、通電遅延角度を変化させる制御部
を設けているので、前記（１）の効果に追加して、実際
に負荷や回転数の変動によるモータ効率の悪化を防止し
て、常時最大効率付近でモータを運転することができ
る。
（１）及び（２）及び（３）及び（４）及び（５）の構
成に追加して、位置検出回路から出力される第三の信号
の周期または周波数から回転子の回転速度を検出し、そ
の回転速度に応じて、通電遅延角度を変化させる制御部
を設けているので、前記（１）の効果に追加して、実際
に負荷や回転数の変動によるモータ効率の悪化を防止し
て、常時最大効率付近でモータを運転することができ
る。
【００６５】（７）前述課題を解決するための手段
（１）及び（２）及び（３）及び（４）及び（５）及び
（６）の構成の位置検出回路が、直流電圧のマイナス電
位を基準とした、固定子巻線に誘起される各相の逆起電
力を入力として、その逆起電力の電圧レベルを変換する
分圧部、及び逆起電力の直流成分を除去する交流結合部
とを有した逆起電力検出回路と、前記逆起電力検出回路
から出力される各相の電圧を、積分するとともに位相シ
フトを行う積分回路と、前記積分回路から出力される各
相の電圧と、そのおのおのの出力とは異なる残りの二相
の合成電圧とを比較する比較回路で構成されているの
で、前記（１）及び（２）及び（３）及び（４）及び
（５）及び（６）の効果に追加して、位相シフト量を、
９０゜よりも十分進み側に設定するのが容易となり、第
三の信号の入力から、通電タイミングを遅らせて最適点
に補正することができる。
（１）及び（２）及び（３）及び（４）及び（５）及び
（６）の構成の位置検出回路が、直流電圧のマイナス電
位を基準とした、固定子巻線に誘起される各相の逆起電
力を入力として、その逆起電力の電圧レベルを変換する
分圧部、及び逆起電力の直流成分を除去する交流結合部
とを有した逆起電力検出回路と、前記逆起電力検出回路
から出力される各相の電圧を、積分するとともに位相シ
フトを行う積分回路と、前記積分回路から出力される各
相の電圧と、そのおのおのの出力とは異なる残りの二相
の合成電圧とを比較する比較回路で構成されているの
で、前記（１）及び（２）及び（３）及び（４）及び
（５）及び（６）の効果に追加して、位相シフト量を、
９０゜よりも十分進み側に設定するのが容易となり、第
三の信号の入力から、通電タイミングを遅らせて最適点
に補正することができる。
【００６６】（８）前述課題を解決するための手段
（１）及び（２）及び（３）及び（４）及び（５）及び
（６）及び（７）の制御部が、マイクロコンピュータで
構成されているので、前記（１）及び（２）及び（３）
及び（４）及び（５）及び（６）及び（７）の効果に追
加して、通電遅延角度をソフトウエア的に変化させるこ
とができ、それによって異なるモータを駆動する場合に
も容易に対応ができ、かつ安価な構成となる。
（１）及び（２）及び（３）及び（４）及び（５）及び
（６）及び（７）の制御部が、マイクロコンピュータで
構成されているので、前記（１）及び（２）及び（３）
及び（４）及び（５）及び（６）及び（７）の効果に追
加して、通電遅延角度をソフトウエア的に変化させるこ
とができ、それによって異なるモータを駆動する場合に
も容易に対応ができ、かつ安価な構成となる。
【００６７】（９）前述課題を解決するための手段
（８）の、位置検出回路から出力される第三の信号を、
マイクロコンピュータの外部割り込み端子に入力してい
るので、前記（８）の効果に追加して、ソフトウエア的
処理が容易となる。
（８）の、位置検出回路から出力される第三の信号を、
マイクロコンピュータの外部割り込み端子に入力してい
るので、前記（８）の効果に追加して、ソフトウエア的
処理が容易となる。
【００６８】（１０）前述課題を解決するための手段
（１）及び（２）及び（３）及び（６）及び（７）及び
（８）及び（９）の構成に追加して、直流電圧の供給
を、電気自動車に搭載されるバッテリーから受け、かつ
前記電気自動車の空調を行う電動圧縮機モータを制御駆
動するようにしているので、前記（１）及び（２）及び
（３）及び（６）及び（７）及び（８）及び（９）の効
果に追加して、電気自動車の走行距離を延ばすことがで
きる。
（１）及び（２）及び（３）及び（６）及び（７）及び
（８）及び（９）の構成に追加して、直流電圧の供給
を、電気自動車に搭載されるバッテリーから受け、かつ
前記電気自動車の空調を行う電動圧縮機モータを制御駆
動するようにしているので、前記（１）及び（２）及び
（３）及び（６）及び（７）及び（８）及び（９）の効
果に追加して、電気自動車の走行距離を延ばすことがで
きる。
【図１】本発明の一実施例の回路図
【図２】本発明の一実施例における各部の波形と通電タ
イミング図
イミング図
【図３】従来の基本回路ブロック図
【図４】従来の各部の波形と通電タイミング図
【図５】（Ａ）はＰＷＭ時の実際の相端子電圧波形図 （Ｂ）はＰＷＭ時の理想の相端子電圧波形図
【図６】位相ずれ時の相端子電圧波形図
【図７】回転数とモータ電流と位相ずれの関係を示した
特性図
特性図
【図８】回転数と消費電力と位相ずれの関係を示した特
性図
性図
【図９】（Ａ）は本発明の制御部における制御フローチ
ャート （Ｂ）は同フローチャート
ャート （Ｂ）は同フローチャート
【図１０】本発明と従来方式のモータ効率比較図
１ スイッチング素子 ２ 固定子巻線 ３ ダイオード（サージ吸収用） ４ バッテリー ５ 商用電源 ６ ダイオードブリッジ ７ 永久磁石回転子 ８ 分圧部 ９ 交流結合部 １０ 積分回路 １１ 比較回路 １２ 制御部（マイコン） １３ 電流センサー １４ 電圧センサー １５ 逆起電力検出回路 ＶU，ＶV，ＶW 各相端子電圧 ＶU1，ＶV1，ＶW1 第一の信号 ＶU2，ＶV2，ＶW2 第二の信号 ＶU3，ＶV3，ＶW3 第三の信号 ＡD 通電遅延角度 ＡS 位相ずれ角 ＵH，ＶH，ＷH，ＵL，ＶL，ＷL 各相通電用トランジス
タ Ｅ 直流電圧値
タ Ｅ 直流電圧値
Claims (10)
- 【請求項１】直流電圧の供給を受け、 永久磁石回転子が回転した際に、三相結線された固定子
巻線の各相に誘起される逆起電力を検出することによっ
て、回転子の角度位置を検出し、それに応じて、前記固
定子巻線の各相への通電パターンを切り換えるセンサレ
スＤＣブラシレスモータの制御駆動装置で、 前記逆起電力の位相をシフトした第一の信号と、前記第
一の信号の交流成分のゼロ電位付近にある第二の信号と
を、比較することによって得られる、ディジタル化され
た第三の信号を出力するとともに、 前記第三の信号の逆起電力に対する、位相シフトの絶対
値を、９０゜または３０゜よりも十分進み側に設定した
位置検出回路と、 前記位置検出回路から出力される第三の信号の変化をト
リガーとして、前記固定子巻線の各相への通電パターン
を切り換える制御部を具備し、 前記制御部には、前記第三の信号が変化した後、回転子
が所定角度進むまでの間遅らせて、前記通電パターンを
切り換える、通電遅延角度を設けたセンサレスＤＣブラ
シレスモータの制御駆動装置。 - 【請求項２】固定子巻線に流れる電流、または直流電圧
から供給される直流電流を検出する電流検出手段を具備
し、 前記電流に応じて、通電遅延角度を変化させる制御部を
設けた請求項１記載のセンサレスＤＣブラシレスモータ
の制御駆動装置。 - 【請求項３】直流電圧を検出する電圧検出手段と、 前記直流電圧から供給される直流電流を検出する電流検
出手段を具備し、 前記電圧と前記電流から消費電力を検出し、その消費電
力に応じて、通電遅延角度を変化させる制御部を設けた
請求項１記載のセンサレスＤＣブラシレスモータの制御
駆動装置。 - 【請求項４】直流電圧が、交流電圧を整流した直流電圧
であり、前記交流電圧から供給されている交流電流を検
出する電流検出手段を具備し、 前記電流に応じて、通電遅延角度を変化させる制御部を
設けた請求項１記載のセンサレスＤＣブラシレスモータ
の制御駆動装置。 - 【請求項５】直流電圧が、交流電圧を整流した直流電圧
であり、前記交流電圧を検出する電圧検出手段と、 前記交流電圧から供給されている交流電流を検出する電
流検出手段を具備し、 前記電圧と前記電流から消費電力を検出し、その消費電
力に応じて、通電遅延角度を変化させる制御部を設けた
請求項１記載のセンサレスＤＣブラシレスモータの制御
駆動装置。 - 【請求項６】位置検出回路から出力される第三の信号の
周期または周波数から回転子の回転速度を検出し、その
回転速度に応じて、通電遅延角度を変化させる制御部を
設けた請求項１〜５いずれかに記載のセンサレスＤＣブ
ラシレスモータの制御駆動装置。 - 【請求項７】位置検出回路が、 直流電圧のマイナス電位を基準とした、固定子巻線に誘
起される各相の逆起電力を入力として、その逆起電力の
電圧レベルを変換する分圧部、及び逆起電力の直流成分
を除去する交流結合部とを有した逆起電力検出回路と、 前記逆起電力検出回路から出力される各相の電圧を、積
分するとともに位相シフトを行う積分回路と、 前記積分回路から出力される各相の電圧と、そのおのお
のの出力とは異なる残りの二相の合成電圧とを比較する
比較回路で構成された請求項１〜６いずれかに記載のセ
ンサレスＤＣブラシレスモータの制御駆動装置。 - 【請求項８】制御部がマイクロコンピュータで構成され
た、請求項１〜７いずれかに記載のセンサレスＤＣブラ
シレスモータの制御駆動装置。 - 【請求項９】位置検出回路から出力される第三の信号
を、マイクロコンピュータの外部割り込み端子に入力し
た、請求項８記載のセンサレスＤＣブラシレスモータの
制御駆動装置。 - 【請求項１０】直流電圧の供給を、電気自動車に搭載さ
れるバッテリーから受け、かつ前記電気自動車の空調を
行う電動圧縮機モータを制御駆動する請求項１〜３及び
６〜９いずれかに記載のセンサレスＤＣブラシレスモー
タの制御駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30203894A JP3183071B2 (ja) | 1994-12-06 | 1994-12-06 | センサレスｄｃブラシレスモータの制御駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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