JP3450284B2 - ブラシレスモータの制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はブラシレスモータへ
の印加電圧を制御する制御装置に関し、特にロータの回
転位置の検出をホール素子等の磁気検出手段等を用いる
ことなく行うブラシレスモータの制御装置に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】従来のブラシレスモータの制御装置にお
いて、ロータの回転位置の検出をホール素子等の磁気検
出手段を用いることなく行う、いわゆるセンサレス制御
としては特開２０００−８３３９７号公報に開示された
技術がある。以下、従来のブラシレスモータの制御装置
について説明する。図１９は従来のブラシレスモータの
制御装置のシステム構成を示すブロック図である。図１
９において、ブラシレスモータ１０１は、相巻線１２１
ｕ、１２１ｖ、１２１ｗが取付けられたステータ１０２
と、磁石が装着されて回転可能に支持されたロータ１０
３とを備えている。各相巻線１２１ｕ、１２１ｖ、１２
１ｗはスイッチング回路１０５に接続されており、相巻
線１２１ｕ、１２１ｖ、１２１ｗに印加される電圧が制
御されている。このスイッチング回路１０５には電源１
０４により直流電圧が供給される。

【０００３】スイッチング回路１０５は、電流の流れの
方向に対して上流側と下流側に配設された一対のスイッ
チング素子が直列に接続されており、この直列回路がＵ
相用、Ｖ相用、Ｗ相用として３つ設けられている。図１
９に示したように、Ｕ相用の直列回路は上流側スイッチ
ング素子１５１ｕと下流側スイッチング素子１５２ｕと
を有している。Ｖ相用の直列回路は上流側スイッチング
素子１５１ｖと下流側スイッチング素子１５２ｖとを有
している。また、Ｗ相用の直列回路は上流側スイッチン
グ素子１５１ｗと下流側スイッチング素子１５２ｗとを
有している。また、スイッチング回路１０５において
は、それぞれのスイッチング素子１５１ｕ、１５２ｕ、
１５１ｖ、１５２ｖ、１５１ｗ、１５２ｗに逆方向で並
列に接続されたダイオード１５３ｕ、１５４ｕ、１５３
ｖ、１５４ｖ、１５３ｗ、１５４ｗがそれぞれ設けられ
ている。スイッチング回路１０５におけるＵ相用のスイ
ッチング素子１５１ｕ、１５２ｕの相互接続点には、ブ
ラシレスモータ１０１の相巻線１２１ｕが接続されてい
る。同様に、Ｖ相用のスイッチング素子１５１ｖ、１５
２ｖの相互接続点にはブラシレスモータ１０１の相巻線
１２１ｖが接続されており、Ｗ相用のスイッチング素子
１５１ｗ、１５２ｗの相互接続点にはブラシレスモータ
１０１の相巻線１２１ｗが接続されている。

【０００４】スイッチング回路１０５のスイッチング素
子１５１ｕ、１５２ｕ、１５１ｖ、１５２ｖ、１５１
ｗ、１５２ｗは、印加電圧制御回路１０８によりスイッ
チング素子変調回路１０６を介して制御され、各スイッ
チング素子１５１ｕ、１５２ｕ、１５１ｖ、１５２ｖ、
１５１ｗ、１５２ｗに対してパルス幅が変調された信号
が順次入力される。さらに、従来のブラシレスモータの
制御装置には、電圧出力回路１１０、電流零判断部１０
９、誘起電圧検出回路１１１、及び電圧指令部１０７が
設けられている。

【０００５】上記のように構成された従来の制御装置に
おいて、印加電圧制御回路１０８はスイッチング素子変
調回路１０６を介してスイッチング回路５の各スイッチ
ング素子１５１ｕ、１５２ｕ、１５１ｖ、１５２ｖ、１
５１ｗ、１５２ｗを制御する。各スイッチング素子１５
１ｕ、１５２ｕ、１５１ｖ、１５２ｖ、１５１ｗ、１５
２ｗには、スイッチング素子変調回路１０６からのパル
ス幅が変調された導通指令信号、または遮断指令信号が
入力され、各相の巻線１２１ｕ、１２１ｖ、１２１ｗへ
の印加電圧が制御されている。このとき、各相の巻線１
２１ｕ、１２１ｖ、１２１ｗには順次電流が流れてロー
タ１０３を回転させる。このとき巻線１２１ｕ、１２１
ｖ、１２１ｗに流れる電流は、位相が１２０度ずつ異な
る電流波形となる。上記制御装置は、各相において上流
側スイッチング素子と下流側スイッチング素子の両方と
も遮断される遮断期間を検知して、ロータ１０３の回転
位置を検出する。ロータ位置の検出方法は、一つの相
（例えばＵ相）の一対のスイッチング素子（１５１ｕ、
１５２ｕ）がともに遮断されている期間内に、同相の巻
線（１２１ｕ）に発生する誘起電圧を誘起電圧検出回路
１１１により検出し、ブラシレスモータ１０１の特性か
ら決定される誘起電圧と比較してロータ１０３の回転位
置を検出する。印加電圧制御回路１０８は、検知された
ロータ位置を基準とした遮断期間の開始タイミングと終
了タイミングを決定して、スイッチング回路１０５へ出
力する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記のように構成され
た従来の制御装置において、ロータ１０３の内部に磁石
が埋め込まれているようなブラシレスモータの場合、検
出される誘起電圧はモータ速度と各巻線１２１ｕ、１２
１ｖ、１２１ｗに流れる電流の大きさにより大きく変化
する。従って、従来の制御装置において、条件によって
は有効な誘起電圧が検出できなくなるという問題があっ
た。図２０は無負荷時におけるブラシレスモータのロー
タ１０３の磁石により生じるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の誘起電
圧と電気角との関係を示す波形図である。図２０に示す
ように、このときの各相の誘起電圧は各相が１２０°ず
つ異なる正弦波曲線となる。

【０００７】一方、従来の制御装置によりブラシレスモ
ータに対して通電制御を行った場合、パルス幅変調され
たパルス幅が小さい時、導通する期間が短くなるためブ
ラシレスモータの電流は小さくなる。この時、巻線１２
１ｕ、１２１ｖ、１２１ｗに発生する誘起電圧は位相が
変化する。この変化が大きいとき、場合によっては遮断
期間内で誘起電圧変化を検出できなくなる。図２１は従
来のブラシレスモータの制御装置において遮断期間で検
出される誘起電圧波形を示す信号波形図である。図２１
の（ａ）はＵ相のスイッチング素子１５１ｕに入力され
る信号波形図であり、（ｂ）はスイッチング素子１５２
ｕに入力される信号波形図である。図２１の（ｃ）はＵ
相の巻線１２１ｕに印加される電圧波形図である。図２
１の波形図において、長円で囲った部分が遮断期間にお
ける誘起電圧の波形であり、この期間においてはほとん
ど誘起電圧が検出できないことが理解できる。また、ブ
ラシレスモータが高速になってくると発生する誘起電圧
が大きくなるため、有効な印加電圧が減少する。この結
果、最高回転数が制限されるという問題があった。

【０００８】一方、従来のブラシレスモータの制御装置
において、負荷が重くなったとき、即ち、パルス幅変調
の通電率が大きいとき、各相の巻線に流れる電流波形は
矩形波状に変化する。図２２は、パルス幅変調の通電率
が大きいときの電流波形を示す波形図である。図２２に
示すように、このときの電流波形はトルクリップルが大
きくるので、ブラシレスモータの振動が多くなる。従っ
て、このような状態の従来のブラシレスモータの制御装
置においては、効率が悪いという問題があった。本発明
は、上記の従来の制御装置における問題を解決すること
を課題とし、ロータの回転位置の検出のためにホール素
子等の磁気検出手段を用いることなく、高効率で動作範
囲の広い広角通電ができ、振動を確実に抑制できるブラ
シレスモータの制御装置を提供することを目的とするも
のである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係るブラシレスモータの制御装置は、複数
相の巻線を有するステータと複数極の磁石を有するロー
タとを備えたブラシレスモータのための制御装置であっ
て、直流電源に接続された一対のスイッチング素子が電
流の流れの方向に対して上流側と下流側に配置されて直
列接続された直列回路を複数有するスイッチング回路、
前記スイッチング回路の各相の直列回路に供給される直
流電圧を検出する直流電圧検出手段、前記スイッチング
回路の１つの直列回路の両方のスイッチング素子が同時
に遮断されている期間に当該直列回路のスイッチング素
子間に接続された巻線の端子に現れる誘起電圧を検出
し、出力する誘起電圧検出手段、前記誘起電圧検出手段
から出力された誘起電圧に基づいて前記ロータの回転位
置を演算し、出力するロータ回転位置検出手段、前記ロ
ータの回転位置の時間による変化からモータ速度を演算
するモータ速度演算手段、前記モータ速度と指令速度と
の偏差に基づいて通電率指標を出力する速度制御手段、
前記モータ速度、前記直流電圧、及び前記通電率指標の
うち少なくとも１つの値と前記ロータ回転位置検出手段
から出力されたロータ回転位置とに基づいて、前記スイ
ッチング回路の各相の直列回路の一対のスイッチング素
子に同時に遮断信号を出力する期間である遮断期間の開
始タイミングと終了タイミングとを各相分作成する遮断
期間タイミング作成手段、前記モータ速度の変化率、前
記直流電圧の変化率、前記通電率指標の変化率のうちい
ずれか１つが各々に設定された所定値以上であることを
検知した時、前記遮断期間が長くなるよう前記開始タイ
ミングと前記終了タイミングとを各相分調整する遮断期
間タイミング調整手段、及び、各相の遮断期間の開始タ
イミングと終了タイミングと前記ロータ回転位置検出手
段から出力されたロータ回転位置とに基づいて、各相の
遮断期間には直列回路の両方のスイッチング素子への遮
断信号を作成し、前記遮断期間以外の期間である導通期
間には各直列回路の一対のいずれかのスイッチング素子
への連続導通信号もしくは前記通電率指標に基づいた断
続導通信号のいずれかの信号を作成するとともに、当該
対の他方のスイッチング素子への遮断信号を作成して、
前記スイッチング回路に出力するスイッチング信号作成
手段、を具備する。上記のよう構成された本発明の制御
装置は、ロータの回転位置の検出のためにホール素子等
の磁気検出手段を用いることなく、高効率で広角通電を
行うことができる。

【００１０】

【００１１】他の観点の発明におけるブラシレスモータ
制御装置は、複数相の巻線を有するステータと複数極の
磁石を有するロータとを備えたブラシレスモータのため
の制御装置であって、直流電源に接続された一対のスイ
ッチング素子が電流の流れの方向に対して上流側と下流
側に配置されて直列接続された直列回路を複数有するス
イッチング回路、前記スイッチング回路の各相の直列回
路に供給される直流電圧を検出する直流電圧検出手段、
前記スイッチング回路の１つの直列回路の両方のスイッ
チング素子が同時に遮断されている期間に当該直列回路
のスイッチング素子間に接続された巻線の端子に現れる
誘起電圧を検出し、出力する誘起電圧検出手段、前記誘
起電圧検出手段から出力された誘起電圧に基づいて前記
ロータの回転位置を演算し、出力するロータ回転位置検
出手段、前記ロータの回転位置の時間による変化からモ
ータ速度を演算するモータ速度演算手段、前記モータ速
度と指令速度との偏差に基づいて通電率指標を出力する
速度制御手段、前記モータ速度、前記直流電圧、及び前
記通電率指標のうち少なくとも１つの値と前記ロータ回
転位置検出手段から出力されたロータ回転位置とに基づ
いて、前記スイッチング回路の各相の直列回路の一対の
スイッチング素子に同時に遮断信号を出力する期間であ
る遮断期間の開始タイミングと終了タイミングとを各相
分作成する遮断期間タイミング作成手段、前記モータ速
度の変化率、前記直流電圧の変化率、前記通電率指標の
変化率のすべてが各々に設定された所定値以下であるこ
とを検知した時、前記遮断期間が短くなるよう前記開始
タイミングと前記終了タイミングとを各相分調整する遮
断期間タイミング調整手段、及び、 各相の遮断期間の開
始タイミングと終了タイミングと前記ロータ回転位置検
出手段から出力されたロータ回転位置とに基づいて、各
相の遮断期間には直列回路 の両方のスイッチング素子へ
の遮断信号を作成し、前記遮断期間以外の期間である導
通期間には各直列回路の一対のいずれかのスイッチング
素子への連続導通信号もしくは前記通電率指標に基づい
た断続導通信号のいずれかの信号を作成するとともに、
当該対の他方のスイッチング素子への遮断信号を作成し
て、前記スイッチング回路に出力するスイッチング信号
作成手段、を具備する。上記のよう構成された本発明の
制御装置は、ロータの回転位置の検出のためにホール素
子等の磁気検出手段を用いることなく、高効率で広角通
電を行うことができる。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係るブラシレスモ
ータの制御装置の好ましい実施例について添付の図面を
用いて説明する。

【００１３】《実施例１》図１は本発明に係る実施例１
のブラシレスモータの制御装置のシステム構成を示すブ
ロック図である。図１において、ブラシレスモータ１
は、相巻線２１ｕ、２１ｖ、２１ｗが取付けられたステ
ータ２と、磁石が装着されて回転可能に支持されたロー
タ３とを備えている。各相巻線２１ｕ、２１ｖ、２１ｗ
はスイッチング回路５に接続されており、相巻線２１
ｕ、２１ｖ、２１ｗに印加される電圧が制御されてい
る。このスイッチング回路５には直流電源４により電圧
が供給される。

【００１４】スイッチング回路５は、電流の流れの方向
に対して上流側と下流側に配設された一対のスイッチン
グ素子が直列に接続されており、この直列回路がＵ相
用、Ｖ相用、Ｗ相用として３つ設けられている。図１に
示すように、Ｕ相用の直列回路は上流側スイッチング素
子５１ｕと下流側スイッチング素子５２ｕとを有してい
る。Ｖ相用の直列回路は上流側スイッチング素子５１ｖ
と下流側スイッチング素子５２ｖとを有している。ま
た、Ｗ相用の直列回路は上流側スイッチング素子５１ｗ
と下流側スイッチング素子５２ｗとを有している。ま
た、スイッチング回路５においては、それぞれのスイッ
チング素子５１ｕ、５２ｕ、５１ｖ、５２ｖ、５１ｗ、
５２ｗに逆方向で並列に接続されたダイオード５３ｕ、
５４ｕ、５３ｖ、５４ｖ、５３ｗ、５４ｗがそれぞれ設
けられている。

【００１５】スイッチング回路５におけるＵ相用のスイ
ッチング素子５１ｕ、５２ｕの相互接続点には、ブラシ
レスモータ１の相巻線２１ｕが接続されている。同様
に、Ｖ相用のスイッチング素子５１ｖ、５２ｖの相互接
続点にはブラシレスモータ１の相巻線２１ｖが接続され
ており、Ｗ相用のスイッチング素子５１ｗ、５２ｗの相
互接続点にはブラシレスモータ１の相巻線２１ｗが接続
されている。スイッチング回路５のスイッチング素子５
１ｕ、５２ｕ、５１ｖ、５２ｖ、５１ｗ、５２ｗは、第
１のスイッチング信号作成回路６によって制御されてい
る。さらに、実施例１のブラシレスモータの制御装置に
は、ブラシレスモータ１の各相巻線２１ｕ、２１ｖ、２
１ｗに発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出回路
７、直流電圧の電圧値を検出する直流電圧検出回路８、
ロータ回転位置検出回路９、モータ速度演算回路１０、
速度制御回路１１、及び第１の遮断期間タイミング作成
回路１２が設けられている。

【００１６】次に、上記のように構成された実施例１の
ブラシレスモータの制御装置におけるそれぞれの構成部
分の動作について詳細に説明する。まず、スイッチング
回路５に対する第１のスイッチング信号作成回路６の制
御動作について説明する。

【００１７】［第１のスイッチング信号作成回路６の制
御動作］第１のスイッチング信号作成回路６は、スイッ
チング回路５の各スイッチング素子５１ｕ、５２ｕ、５
１ｖ、５２ｖ、５１ｗ、５２ｗに対し、導通指令信号ま
たは遮断指令信号を与えることにより、各相巻線２１
ｕ、２１ｖ、２１ｗへの印加電圧を制御する。図２は、
スイッチング回路５における各スイッチング素子５１
ｕ、５２ｕ、５１ｖ、５２ｖ、５１ｗ、５２ｗのタイミ
ングを示す信号波形と、各相巻線２１ｕ、２１ｖ、２１
ｗへの印加電圧を示す波形図である。図２における
（ａ）〜（ｆ）の信号波形は、各スイッチング素子５１
ｕ、５１ｖ、５１ｗ、５２ｕ、５２ｖ、５２ｗに対する
導通、遮断の指令信号を示している。図２の（ａ）〜
（ｆ）の信号波形において、"ハイレベル"が導通指
令、"ローレベル"が遮断指令を示す。

【００１８】図２に示すように、期間Ｔ１においては、
Ｕ相用の上流側スイッチング素子５１ｕが導通状態であ
り、下流側スイッチング素子５２ｕが遮断状態である。
同様に、期間Ｔ１において、Ｗ相用の上流側スイッチン
グ素子５１ｗと下流側スイッチング素子５２ｗ、及びＶ
相用の上流側スイッチング素子５１ｖは遮断状態であ
る。但し、この期間Ｔ１においては、Ｖ相用の下流側ス
イッチング素子５２ｖがパルス幅変調（ＰＷＭ）で導通
・遮断のスイッチング動作を繰り返している。この結
果、Ｕ相用の上流側スイッチング素子５１ｕと、Ｖ相用
の下流側スイッチング素子５２ｖが導通状態となり、ス
テータ２のＵ相巻線２１ｕからＶ相巻線２１ｖへ電流が
流れる。

【００１９】次に、期間Ｔ２においては、Ｕ相用の上流
側スイッチング素子５１ｕが導通状態であり、Ｖ相用の
下流側スイッチング素子５２ｖとＷ相用の下流側スイッ
チング素子５２ｗがパルス幅変調（ＰＷＭ）で導通・遮
断のスイッチング動作を繰り返している。このとき、他
のスイッチング素子５１ｖ、５１ｗ、５２ｕは遮断状態
である。この結果、Ｕ相用の上流側スイッチング素子５
１ｕとＶ相用の下流側スイッチング素子５２ｖとＷ相用
の下流側スイッチング素子５２ｗが導通状態となり、ス
テータ２のＵ相巻線２１ｕからＶ相巻線２１ｖとＷ相巻
線２１ｗへ電流が流れる。同様に、期間Ｔ３においては
ステータのＵ相巻線２１ｕからＷ相巻線２１ｗへ電流が
流れ、期間Ｔ４においてはＵ相巻線２１ｕとＶ相巻線２
１ｖからＷ相巻線２１ｗへ電流が流れる。また、期間Ｔ
５においてはＶ相巻線２１ｖからＷ相巻線２１ｗへ電流
が流れ、期間Ｔ６においてはＶ相巻線２１ｖからＵ相巻
線２１ｕとＷ相巻線２１ｗへ電流が流れる。

【００２０】また、期間Ｔ７においてはＶ相巻線２１ｖ
からＵ相巻線２１ｕへ、期間Ｔ８においてはＶ相巻線２
１ｖとＷ相巻線２１ｗからＵ相巻線２１ｕへ、期間Ｔ９
においてはＷ相巻線２１ｗからＵ相巻線２１ｕへ、期間
Ｔ１０においてはＷ相巻線２１ｗからＵ相巻線２１ｕと
Ｖ相巻線２１ｖへ、期間Ｔ１１においてはＷ相巻線２１
ｗからＶ相巻線２１ｖへ、期間Ｔ１２においてはＵ相巻
線２１ｕとＷ相巻線２１ｗからＶ相巻線２１ｖへそれぞ
れ電流が流れる。なお、パルス幅変調（ＰＷＭ）の通電
率は速度制御回路１１の出力である通電率指標信号の値
を用いる。

【００２１】上記のように期間Ｔ１〜Ｔ１２の導通・遮
断のスイッチング動作を繰り返すことにより、ロータ３
は回転する。このようにロータ３を回転させる場合、相
巻線２１ｕ、２１ｖ、２１ｗに流れる電流は、位相が１
２０度ずつ異なる電流波形を有している。図２に示す波
形図において、期間Ｔ１の開始から期間Ｔ６の終了まで
の間が電気角で１８０度の期間を表している。図２に示
すブシレスモータの駆動制御においては、各相とも電気
角１８０度期間中の１５０度期間で電圧を印加する指令
が与えられている。この電圧を与える期間の開始タイミ
ング及び終了タイミングは第１の遮断期間タイミング作
成回路１２より与えられる。各相の上流側スイッチング
素子と下流側スイッチング素子とも遮断される遮断期間
において、誘起電圧検出回路７により検出された誘起電
圧からロータ３の回転位置を検出する。Ｕ相の場合には
期間Ｔ５と期間Ｔ１１、Ｖ相の場合には期間Ｔ３と期間
Ｔ９、Ｗ相の場合には期間Ｔ１と期間７である。回転位
置の検出方法として例えば以下の手法がある。一つの相
（例えばＵ相）の一対のスイッチング素子（５１ｕ、５
２ｕ）がともに遮断されている期間内に、同相の巻線
（２１ｕ）に発生する誘起電圧の波形を誘起電圧検出回
路７により検出する。そして、ブラシレスモータ１の特
性から予め決められる誘起電圧の波形との比較によりロ
ータ３の回転位置が得られる。

【００２２】［第１の遮断期間タイミング作成回路１２
の動作］次に、上記のように構成された実施例１のブラ
シレスモータの制御装置における第１の遮断期間タイミ
ング作成回路１２の詳細な動作ついて説明する。磁石が
内部に埋め込まれたロータ３を持つモータのように突極
性を持つブラシレスモータの場合、遮断期間における、
例えばＵ相に発生する誘起電圧Ｖｕは下記に示す式
（１）により算出される。

【００２３】

【数１】

【００２４】上記式（１）において、Ｖｖ、Ｖｗはそれ
ぞれＶ相、Ｗ相の端子電圧、ｉｖは中性点に流れる方向
を正とする相電流、Φｕ、Φｖ、Φｗはそれぞれ各相に
おける中性点から見た磁石による誘起電圧、ωはモータ
速度である。図３は一般的なＩＰＭモータ（Interior P
ermanent Magnet Motor：埋込磁石型モータ）における
有効インダクタンス（Ｌ）とロータ位置（θ）との関係
を示す特性図である。図３において、ＬａとＬａｓはロ
ータ位置によって変化する１相あたりの有効インダクタ
ンスを表すパラメータであり、Ｌａはその相における基
準有効インダクタンスであり、Ｌａｓはその変化分を示
す。

【００２５】図４はある相の相電流の大小により誘起電
圧の違いを示す波形図であり、誘起電圧が変化した時の
遮断期間において検出される誘起電圧波形を示してい
る。図４において、波形３ａ（破線により示す波形）は
相電流が少ない時の誘起電圧波形であり、波形３ｂ（実
線により示す波形）は相電流が大きいときの誘起電圧波
形を示している。図４に示すように、誘起電圧波形は相
電流が大きくなるにつれてロータ位置に対して前へ進む
波形になることが理解でき、このことは前述の式（１）
を計算することによって確認される。次に、図４に示す
波形図において、誘起電圧が波形３ｂである時（相電流
が大きい時）について考察する。

【００２６】図４に示すように、遮断期間を波形３ｂに
おける上下の頂部を外した遮断期間Ａに設定した場合、
この遮断期間Ａにおける誘起電圧の変化は大きい。これ
により、検出された誘起電圧に多少の誤差があってもブ
ラシレスモータ１の特性から予め検出されていた誘起電
圧波形との比較によりロータ位置が検出され、得られた
位置誤差は小さい値である。次に、相電流が小さくなっ
て誘起電圧が波形３ａのように変化した場合について考
える。この場合において、遮断期間を上記と同様に遮断
期間Ａに設定したとき、誘起電圧の変化は小さい。その
結果、比較処理が難しく検出されたロータ位置は誤差が
大きくなる。そこで、この場合は遮断期間をずらし遮断
期間Ｂに設定すれば、誘起電圧の変化が大きくなり、そ
の結果、比較処理を精度高く行うことが可能となり、ロ
ータ位置の誤差が小さくなる。このように条件に応じて
遮断期間を適切に設定すれば、回転位置の誤差を小さく
することが可能となる。

【００２７】実施例１の制御装置においては、相電流を
検出するセンサが設けられていないため、電流の大きさ
は分からない。しかし、パルス幅変調期間の通電率が大
きければ、印加電圧の大きさが大きくなり、相電流の大
きさは大きくなる。また、同じ通電率でも直流電圧が大
きいと相電流が大きい。従って、通電率と直流電圧との
積は相電流と相関性を有している。また、誘起電圧はモ
ータ速度によっても変化する。そこでモータ速度、通電
率と直流電圧との積、こ２つの値をパラメータとした２
次元で、付与すべき遮断期間の終了タイミング補正量の
マップを予め作成しておく。実施例１の場合、電気角１
８０度期間中１５０度期間が通電する期間であるので、
遮断期間の終了タイミングが決まれば遮断期間の開始タ
イミングは自動的に得られる。

【００２８】図５は、モータ速度（rpm）、及び通電率
（％）と直流電圧比（％：基準比）との積をパラメータ
とした２次元のマップである。図５において、Ａはモー
タ速度（ｒｐｍ）であり、Ｂは通電率（％）と直流電圧
比（％：基準比）との積を示している。図５のマップに
よれば、モータ速度Ａが1000rpmで通電率が２０％で直
流電圧が基準電圧と同じ時は、β21が遮断期間の終了タ
イミング補正量となる。図２に示したスイッチング信号
から分かるように各相の遮断期間は電気角６０°ごとに
変わっている。ロータ位置の１回転を０°、６０°、１
２０°と６０°刻みにすると、各相の遮断の終了タイミ
ングはその刻み位置に対し一定の位相差を持つことにな
る。その位相差が前述の補正量となる。図６は終了タイ
ミング補正量と実際の遮断期間との関係を示す波形図で
ある。図６において、（ａ）と（ｂ）の信号波形はある
相の上流側スイッチング素子と下流側スイッチング素子
の信号波形である。（ａ）と（ｂ）の信号波形におい
て、オフの期間が遮断期間である。図６に示すように、
刻み位置に対してβ21だけの位相を進めたところを遮断
期間の終了タイミングとする。他の相に関しても、刻み
位置を変えて同じようにタイミングを決められる。

【００２９】図５に示したマップは、例えば直流電圧を
基準値（例えば２４０Ｖ）に固定した状態で、マップの
各点（例えばモータ速度が1000rpmで通電率が10%の点）
において、誘起電圧の変化が十分大きいところを検出し
て、モータ効率が最も良い遮断期間終了タイミングを実
験的にあるいは計算によって求めることによって作成さ
れる。このマップではパラメータを離散的にとっている
が、それ以外の場合は条件の近い点の値を線形補間して
遮断期間終了タイミングを得ることができる。

【００３０】以上のように、第１の遮断期間タイミング
作成回路１２は次のような動作を行う。第１の遮断期間
タイミング作成回路１２にモータ速度演算回路１０の出
力であるモータ速度、速度制御回路１１の出力である通
電率指標、直流電圧検出回路８の出力である直流電圧が
入力されると、図５に示したようなマップを用いること
により、遮断期間終了タイミング補正量を求められる。
求められた値に応じて遮断期間終了タイミングが決定さ
れる。同時に遮断期間開始タイミングが求められる。こ
のように求められた遮断期間の開始タイミングと終了タ
イミングは第１のスイッチング信号作成回路６に出力さ
れる。実施例１の第１のスイッチング信号作成回路６は
電気周期で１８０度期間中１５０度を通電期間としてい
るが、本発明はこのような通電期間に限定されるもので
はなく、１８０度未満１２０度以上の通電期間としても
同様の構成が可能である。上記のように、実施例１のブ
ラシレスモータの制御装置は、ロータ３の回転位置の検
出のためにホール素子等の磁気検出手段を用いることな
く、高効率で広角通電制御を行うことができる。

【００３１】《実施例２》 次に、本発明に係るブラシレスモータの制御装置の実施
例２について説明する。実施例２においては、モータ速
度、通電率指標、及び電源電圧のうち少なくとも１つの
変化率が所定値以上になったとき、遮断期間を徐々に長
くする制御を行う。そして、実施例２の制御装置は、モ
ータ速度、通電率指標、電源電圧のすべての変化率が所
定値以下になったとき、遮断期間を徐々に短くする制御
を行う。負荷状態あるいは制御状態が急変した場合に
は、誘起電圧も急変する。このような場合に、実施例２
の制御装置においては、遮断期間を長くすることにより
有効な誘起電圧を確実に検出して安定性を向上させてい
る。以下、実施例２のブラシレスモータの制御装置にお
ける制御方法について添付の図７から図９を用いて説明
する。

【００３２】図７は実施例２のブラシレスモータの制御
装置の構成を示すブロック図である。図７において、前
述の実施例１における構成と同じものには図１と同じ番
号を付し、その説明は省略する。実施例２の制御装置
は、前述の実施例１の構成に加えて遮断期間タイミング
調整回路１３が設けられている。遮断期間タイミング調
整回路１３は、各相の遮断期間タイミングを決める第１
の遮断期間タイミング作成回路１２の出力が入力され、
モータ速度、通電率指標、及び直流電圧の情報に基づい
て調整された遮断期間タイミングを第１のスイッチング
信号作成回路６へ出力する。

【００３３】［遮断期間タイミング調整回路１３の動
作］以下、遮断期間タイミング調整回路１３の動作につ
いて説明する。なお、他の構成品は実施例１と同じ動作
を行うため、その動作説明は省略する。実施例１では決
められた一定時間内の遮断期間において発生する誘起電
圧情報を基にロータ位置を求めている。しかし、電気角
で６０度ごとにしかロータ位置を求めていないため、モ
ータ速度変化が大きいとき、または通電率指標の変化が
大きいとき、または直流電圧の変化が大きいとき、その
ような遮断期間ではロータ角度を推定するのに適さなく
なる。

【００３４】図８はモータ速度が急変する前後における
誘起電圧の波形図である。図８において、波形７ａ（実
線にて示す）がモータ速度の急変する前の誘起電圧波形
であり、波形７ｂ（破線にて示す）がモータ速度の急変
した後の誘起電圧波形である。急変前の状態において、
遮断期間が誘起電圧の波形７ａの頂部を含まない遮断期
間Ｃに設定されている場合、ロータ位置は誤差少なく算
出可能である。しかし、モータ速度が急変した後、誘起
電圧が波形７ｂになった時、遮断期間Ｃには波形７ｂの
頂部が含まれるため、この遮断期間Ｃでは誘起電圧の変
化が小さく、算出されたロータ位置の誤差が大きくなる
可能性がある。このような状態において算出されたロー
タ位置の誤差を小さくすることは、遮断期間の終了タイ
ミングを遅らせることによって達成することが可能とな
る。図８に示すように、誘起電圧が波形７ｂのようにな
った場合、遮断期間を遮断期間Ｃより長くして遮断期間
Ｄのように設定すると、誘起電圧の変化が大きくなり、
ロータ位置を誤差少なく算出可能となる。

【００３５】負荷状態あるいは制御状態の変化として
は、上記のようなモータ速度の変化だけでなく、通電率
指標の変化や直流電圧の変化がある。このような状態の
急変を検知した時、上記のように遮断期間を長く設定
し、安定して精度の高いロータ位置を検出することによ
り、ブラシレスモータの制御を効率高く高精度に行うこ
とができる。上記のように遮断期間を長く設定する場合
には、ショックが起こらないよう徐々に長く設定する。
そして、再び安定状態に戻った場合には、通常状態の遮
断期間に戻すことによって、高効率、低振動駆動を行う
ことが可能となる。このように遮断期間を通常状態に戻
す場合にも、ショックが起こらないよう徐々に短く設定
する。

【００３６】次に、実施例２における遮断期間タイミン
グ調整回路１３の動作を図９のフローチャートを用いて
説明する。図９は遮断期間タイミング調整回路１３の動
作を示すフローチャートである。図９に示すように、ス
テップ１において、遮断期間タイミング調整回路１３に
は、第１の遮断期間タイミング作成回路１２から遮断期
間タイミングが入力され、モータ速度演算回路１０から
モータ速度ω入力され、速度制御回路１１から通電率指
標δが入力され、そして直流電圧検出回路８から直流電
源電圧Ｖｄｃが入力される。

【００３７】ステップ２において、モータ速度ω、通電
率指標δ、及び直流電源電圧Ｖｄｃについてそれぞれの
変化率Δω、Δδ、ΔＶｄｃが計算される。変化率とは
１制御周期前の値と現在の値との比率であり、各変化率
は以下のように算出される。モータ速度ωの変化率Δω
は、Δω＝ω（ｎ）−ω（ｎ−１）、で求められる。通
電率指標δの変化率Δδは、Δδ＝δ（ｎ）−δ（ｎ−
１）、で求められる。直流電源電圧Ｖｄｃの変化率ΔＶ
ｄｃは、ΔＶｄｃ＝Ｖｄｃ（ｎ）−Ｖｄｃ（ｎ−１）、
で求められる。ステップ３において、算出された各変化
率Δω、Δδ、ΔＶｄｃの絶対値がそれぞれ所定値Ｔｈ
_Δω、Ｔｈ_Δδ、Ｔｈ_ΔＶｄｃを超えているか、否
かが判断される。ここで、所定値Ｔｈ_Δωはモータ速
度ωの変化率Δωに対する予め決められた閾値であり、
所定値Ｔｈ_Δδは通電率指標δの変化率Δδに対する
予め決められた閾値であり、所定値Ｔｈ_ΔＶｄｃは直
流電源電圧Ｖｄｃの変化率ΔＶｄｃに対する予め決めら
れた閾値である。

【００３８】ステップ４において、各変化率Δω、Δ
δ、ΔＶｄｃのいずれか１つでも所定値を超えていると
き、遮断期間終了タイミング補正量Ｔ_ｏｆｆを１制御
周期前の遮断期間終了タイミング補正量Ｔ_ｏｆｆ（ｎ
−１）の値に所定量（Ｘｔ）を加えた値とする。ステッ
プ４において設定された遮断期間が長くなりすぎると、
効率が悪くなるため、ステップ５において設定された遮
断期間が上限を越えるか否かが確認される。ステップ５
においては、遮断期間が電気角で６０°になるところを
制限値とする。一方、ステップ３において全ての変化率
Δω、Δδ、ΔＶｄｃの絶対値がそれぞれの所定値Ｔｈ
_Δω、Ｔｈ_Δδ、Ｔｈ_ΔＶｄｃを超えていないと判
断されたとき、ステップ６において現在の遮断期間終了
タイミング補正量Ｔ_ｏｆｆが０より大きいかが判断さ
れる。

【００３９】現在の遮断期間終了タイミング補正量Ｔ_
ｏｆｆが０より大きければ、ステップ７において、１制
御周期前の遮断期間終了タイミング補正量Ｔ_ｏｆｆ
（ｎ−１）の値に所定量（Ｘｔ）を減算する。一方、現
在の遮断期間終了タイミング補正量Ｔ_ｏｆｆが０であ
れば、遮断期間終了タイミング補正量Ｔ_ｏｆｆはその
まま０を保持する。ステップ５、７、及び８において遮
断期間終了タイミング補正量Ｔ_ｏｆｆが決定されるの
で、ステップ９の遮断期間タイミング調整回路１３は第
１の遮断期間タイミング作成回路１２から入力された遮
断期間終了タイミングに決定された遮断期間終了タイミ
ング補正量Ｔ_ｏｆｆを加算して、新たな遮断期間終了
タイミングを算出し、第１のスイッチング信号作成回路
６に出力する。なお、実施例２においては、遮断期間開
始タイミングは変更せずそのまま第１のスイッチング信
号作成回路６に出力する。

【００４０】以上のように実施例２の制御装置において
遮断期間を変更可能な構成とすることにより、モータ速
度等の状態の急変に対しても安定したロータ位置検出が
できる。従って、実施例２のブラシレスモータの制御装
置は、ロータ３の回転位置を高精度に検出することがで
きるため、高効率で広角通電制御を行うことができる。
実施例２における遮断期間調整回路１３は、遮断期間の
終了タイミングのみを調整するが、遮断期間の開始タイ
ミングを調整する、あるいは遮断期間の開始タイミング
と終了タイミングの両方を同時に調整するよう構成して
も上記実施例２と同様の効果が得られる。このように実
施例２のブラシレスモータの制御装置は、ロータ３の回
転位置の検出のためにホール素子等の磁気検出手段を用
いることなく、高効率で広角通電を行うことができる。

【００４１】《実施例３》次に、本発明に係るブラシレ
スモータの制御装置の実施例３について説明する。実施
例３の制御装置においては、通電率指標が所定値以上の
場合に遮断期間の開始タイミングと終了タイミングを早
めるよう構成されている。このように構成することによ
り、実施例３の制御装置は動作範囲の拡大が可能とな
る。以下、実施例３の制御装置における制御方法につい
て図１０から図１２を用いて詳細に説明する。図１０は
実施例３のブラシレスモータの制御装置の構成を示すブ
ロック図である。図１０において、前述の実施例１にお
ける構成と同じものには図１と同じ番号を付し、その説
明は省略する。実施例３の制御装置は、前述の実施例１
の構成に加えて進角量調整回路１４が設けられている。

【００４２】［進角量調整回路１４の動作］以下、進角
量調整回路１４の動作について詳細に説明する。なお、
他の構成品は実施例１と同じ動作を行うため、その動作
説明は省略する。モータ速度が速くなると誘起電圧は大
きくなる。一方、ブラシレスモータ１に印加できる電圧
は直流電源４によって制限されている。従って、ブラシ
レスモータ１の最高速には限界がある。ブラシレスモー
タ１の最高速をできるだけ高くする方法としては、誘起
電圧の位相に対して電流位相を進める弱め界磁制御と呼
ばれる制御方法がある。この制御方法によれば、ブラシ
レスモータ１のロータ３の最高回転数が高くなることが
知られている。

【００４３】図１１はブラシレスモータ１におけるトル
クとモータ回転数との関係を示すグラフである。図１１
において斜線で示す領域がブラシレスモータ１の電流位
相の設定に対する動作範囲を示す。図１１において、電
流位相の設定が基準値の場合、直線Ａで示すトルク−モ
ータ回転数の関係となる。そのときの動作範囲は、直線
Ａの下側の領域となり、この場合の最高速度がＰ１であ
る。図１１に示すように、電流位相を基準値に対して１
０°進めると、直線Ｂの下側の領域が動作範囲となり、
そのときの最高速度はＰ２（Ｐ１＜Ｐ２）になる。ま
た、電流位相を基準値に対して２０°進めると、直線Ｃ
の下側の領域が動作範囲となり、そのときの最高速度が
Ｐ３（Ｐ２＜Ｐ３）となる。そのときの印加電圧が限界
か否かは、速度制御回路１１の出力である通電率指標δ
が約１００％になっているかどうかにより判断できる。

【００４４】次に、実施例３における進角量調整回路１
４の動作を図１２を用いて説明する。図１２は進角量調
整回路１４の動作を示すフローチャートである。ステッ
プ１において、進角量調整回路１４には第１の遮断期間
タイミング作成回路１２から遮断期間タイミングが入力
され、速度制御回路１１から通電率指標δが入力され
る。ステップ２において、通電率指標δが所定値Ｔｈ_
δを超えているか否かが判断される。通電率指標δが所
定値Ｔｈ_δを超えていればステップ３へ移行する。ス
テップ３において、通電率指標δが所定値Ｔｈ_δを越
えている時、そのときの進角量Ｔ_ｇａｉｎ（ｎ）を１
制御周期前の進角量Ｔ_ｇａｉｎ（ｎ−１）の値に所定
量（Ｘｇ）加えた値とする。次に、ステップ４におい
て、加算処理された進角量Ｔ_ｇａｉｎが制限値を越え
ているか否かが判断される。

【００４５】一方、ステップ２において通電率指標δが
所定値Ｔｈ_δ未満と判断されたときは、ステップ５へ
移行する。ステップ５において、通電率指標δが所定値
Ｔｈ_δ未満の時、現在の進角量Ｔ_ｇａｉｎ（ｎ）が０
より大きいか否かが判断される。進角量Ｔ_ｇａｉｎが
０より大きい場合には、ステップ６へ移行する。ステッ
プ６において、現在の進角量Ｔ_ｇａｉｎ（ｎ）が０よ
り大きければ１制御周期前の進角量Ｔ_ｇａｉｎ（ｎ−
１）の値に所定量（Ｘｇ）を減じる。一方、ステップ５
において現在の進角量Ｔ_ｇａｉｎ（ｎ）が０であると
判断されれば、ステップ７において進角量Ｔ_ｇａｉｎ
（ｎ）は０に保持される。ステップ４、６、及び７にお
いて現在の進角量Ｔ_ｇａｉｎが決定されるので、ステ
ップ８の進角量調整回路１４は、第１の遮断期間タイミ
ング作成回路１２から入力された遮断期間開始タイミン
グ及び遮断期間終了タイミングから進角量Ｔ_ｇａｉｎ
だけタイミングを早め、新たな遮断期間開始タイミング
及び遮断期間終了タイミングを第１のスイッチング信号
作成回路６に出力する。

【００４６】以上のように、実施例３のブラシレスモー
タの制御装置は、進角量調整回路１４を設けて適切な進
角量を算出して制御することにより、ブラシレスモータ
１の最高速度を高くすることが可能となる。なお、実施
例３における通電率指標の閾値である所定値Ｔｈ_δは
通電率の最大許容値とすることが望ましい。上記のよう
に、実施例３のブラシレスモータの制御装置は、ロータ
３の回転位置の検出のためにホール素子等の磁気検出手
段を用いることなく、効率高く制御することができると
共に、動作範囲の広い広角通電を行うことができる。

【００４７】《実施例４》次に、本発明に係るブラシレ
スモータの制御装置の実施例４について説明する。実施
例４の制御装置においては、通電期間における通電率の
時系列である通電パターンを変更するものである。実施
例４においては、通電期間開始から所定期間の通電率を
通電期間終了までの所定期間の通電率より大きくなるよ
う通電パターンを作成する。実施例４の制御装置によれ
ば、ブラシレスモータ１に対して負荷条件に応じた電圧
印加が可能となるため、相巻線における電流波形の変化
が滑らかになり高効率、低振動制御が実現できる。

【００４８】以下、実施例４のブラシレスモータの制御
装置における制御方法について図１３から図１８を用い
て説明する。図１３は実施例４のブラシレスモータの制
御装置の構成を示すブロック図である。図１３におい
て、前述の実施例１における構成と同じものには同じ番
号を付して、その説明は省略する。実施例４の制御装置
においては、前述の実施例１の制御装置と異なるところ
は、第１のスイッチング信号作成回路の代わりに第２の
スイッチング信号作成回路１６が設けられていること
と、通電パターン作成回路１５が設けられていることで
ある。通電パターン作成回路１５は、モータ速度、及び
通電率指標δの情報に基づいて通電パターンを作成し、
第２のスイッチング信号作成回路１６へ出力する。第２
のスイッチング信号作成回路１６は、各相の遮断期間の
開始タイミングと終了タイミング、通電パターン、及び
ロータ回転角度に基づいてスイッチング回路５の各スイ
ッチング素子５１ｕ、５２ｕ、５１ｖ、５２ｖ、５１
ｗ、５２ｗへの通電・遮断信号を作成し出力する。

【００４９】［通電パターン作成回路１５の動作］次
に、通電パターン作成回路１５の動作について詳細を説
明する。実施例４におけるその他の構成品は前述の実施
例１と同じ動作を行う。図１４は電気角１８０度の期間
中１５０度の期間を通電期間とした場合のスイッチング
信号波形と電流波形である。図１４において、（ａ）は
Ｕ相の上流側スイッチング素子５１ｕへの通電・遮断信
号であり、（ｂ）はＵ相の下流側スイッチング素子５２
ｕへの通電・遮断信号である。また、図１４の（ｃ）は
パルス幅変調期間の通電率が小さい時のＵ相電流波形を
示し、（ｄ）はパルス幅変調期間の通電率が大きい時の
Ｕ相電流波形を示している。ここで、パルス幅変調期間
とは各スイッチング素子への信号がモータ速度よりも速
い周期で通電・遮断を繰り返す期間のことである。図１
４において、パルス幅変調期間は期間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ
４、Ｔ７、Ｔ８、Ｔ１０である。パルス幅変調期間の通
電率は速度制御回路１１の出力である通電率指標δの値
を用いる。

【００５０】通電率指標δが小さい時の電流波形（ｃ）
は正弦波に近い。一方、通電率が大きい時の電流波形
（ｄ）において、期間Ｔ４及びＴ１０では電流振幅が大
きくなる速度が遅い。また、期間Ｔ２及びＴ８では電流
振幅の小さくなる速度が遅いため方形波に近くなってい
る。発明者らは、通電率指標δが増えるほど（ｄ）のよ
うな方形波に近い波形に近づいていくことをシミュレー
ション等で確認した。そのために、電流と誘起電圧の積
によって生じるトルクの波形にリップルが生じ、振動や
騒音が発生するとともに、効率も悪化する。期間Ｔ４と
Ｔ１０での印加電圧を大きくすれば期間Ｔ４とＴ１０で
の電流振幅の大きくなる速度が速くなり、期間Ｔ２とＴ
８での印加電圧を小さくすれば、期間Ｔ２とＴ８での電
流振幅の小さくなる速度が速くなる。印加電圧の上げ下
げ量は通電率指標δが大きくなるほど増やした方が良い
ことが容易に考えられる。

【００５１】図１５は通電パターンの違いによる電流波
形の変化を示す。図１５の（ｅ）と（ｆ）は全てのパル
ス幅変調区間の通電率が同じ場合の上流側スイッチング
素子５１ｕへの通電・遮断信号（ｅ）、と下流側スイッ
チング素子５２ｕへの通電・遮断信号（ｆ）である。図
１５の（ｇ）はその時のＵ相巻線の相電流波形である。
図１５の（ｈ）と（ｉ）は、期間Ｔ４とＴ１０での通電
率を通電率指標＋１０％とし、期間Ｔ２とＴ８での通電
率を通電率指標―１０％とし、期間Ｔ１とＴ７での通電
率を通電率指標と同じにしたときの上流側スイッチング
素子５１ｕと下流側スイッチング素子５２ｕへの通電・
遮断信号の波形である。図１５の（ｊ）はその時のＵ相
巻線の電流波形を示す。図１５の（ｇ）の電流波形と
（ｊ）の電流波形とを比較すると理解できるように、図
１５の（ｊ）の電流波形は正弦波に近づいている。

【００５２】次に、実施例４における通電パターン作成
回路１５の動作を図１６のフローチャートを用いて説明
する。図１６は通電パターン作成回路１５の動作を示す
フローチャートである。ステップ１において、通電パタ
ーン作成回路１５にはモータ速度演算回路１０からモー
タ速度ωが入力され、速度制御回路１１から通電率指標
δが入力され、そして直流電圧検出回路８から直流電圧
Ｖｄｃが入力される。ステップ２において、モータ速度
ω、通電率指標δ、及び直流電圧Ｖｄｃから通電率補正
量Δｄを算出する。この算出方法としては、例えば図１
７に示すようなマップによる。図１７に示したマップに
おいて、Ａはモータ速度(rpm)でありＢは通電率（％）
に直流電圧比（％：基準比）を乗算したものである。マ
ップ値としては通電率が増えるほど通電率補正量Δｄが
増えるように予め決定しておく。

【００５３】ステップ２において通電率補正量Δｄによ
り補正された通電率（δ±Δｄ）の値が０％を下回った
り１００％を超えないようにする必要がある。このため
に、ステップ３において、求められた通電率補正量Δｄ
が限界値を超えていないかを確認する。ステップ４にお
いて、電気角１８０度期間において１５０度期間を通電
期間とする基本通電パターンに対し、その通電期間の最
初の３０度区間の通電率をδ＋Δｄとし、通電期間の最
後の３０度区間の通電率をδ―Δｄとする通電パターン
を作成する。このように作成された通電パターンを第２
のスイッチング信号作成回路１６へ出力する。

【００５４】以上のように、実施例４の制御装置は、通
電パターン作成回路１５を設けることにより、ブラシレ
スモータ１に供給される電流波形が改善されるので、結
果として振動、騒音が減少するとともに効率向上が図れ
ている。実施例４における通電パターン作成回路１５に
おいては、通電期間が１５０度の通電パターンを基本パ
ターンとして有している例で説明したが、１２０度〜１
８０度の間の通電期間の通電パターンを基本パターンと
しても実施例４と同様の効果が得られる。また、実施例
４における通電パターン作成回路１５は通電開始タイミ
ングから３０度の区間の通電率が通電終了までの３０度
の区間の通電率よりも大きくなるよう設定したが、電気
角１８０度期間中の通電期間の長さに応じて通電率の変
更区間を複数設定した通電パターンに変更しても同様の
効果が得られる。また、実施例４における通電パターン
作成回路１５は、通電開始タイミングから所定期間の通
電率を通電率指標に一定量を加算した例で説明したが、
加算する量は一定量である必要はない。図１８の（ａ）
はある相のスイッチング素子への通電・遮断信号であ
り、（ｂ）は通電率指標δを示す通電パターンである。
上記実施例４においては、図１８の（ｂ）に示すよう
に、期間Ｔ４、Ｔ８において一定量で通電率を上下させ
たが、図１８の（ｃ）の通電パターンに示すように期間
Ｔ４、Ｔ８において通電率に傾斜持たせるよう設定して
も同様の効果が得られる。

【００５５】

【発明の効果】以上、実施例について詳細に説明したと
ころから明らかなように、本発明のブラシレスモータの
制御装置は次の効果を有する。本発明に係るブラシレス
モータの制御装置は、ロータ位置を得るために必要な誘
起電圧を検出するための遮断期間の開始タイミングと終
了タイミングを、モータ速度、通電期間のパルス幅変調
の通電率を決める通電率指標、及び直流電源電圧に基づ
いて決めるよう構成されている。このため、本発明のブ
ラシレスモータの制御装置は誘起電圧の変化が大きいと
ころで誘起電圧の検出を行うよう構成されているため、
誤差少なくロータ角度を検出できる。従って、本発明に
よれば、ロータの回転位置の検出のためにホール素子等
の磁気検出手段を用いることなく、高効率で安定した広
角通電を行うことができる。

【００５６】本発明に係るブラシレスモータの制御装置
は、実施例２において説明したように、モータ速度の変
化率もしくは通電率指標の変化率もしくは直流電源電圧
の変化率が所定値以上であるときは遮断期間を徐々に長
くし、モータ速度の変化率と通電率指標の変化率と電源
電圧の変化率の全てが所定値以下であるときは遮断期間
を徐々に元に戻すよう構成されている。このため、本発
明のブラシレスモータの制御装置は状態の急変が生じて
も誘起電圧の変化が大きいところで誘起電圧の検出がで
きるため、安定して誤差少なくロータ角度を検出でき
る。従って、本発明によれば、ロータの回転位置の検出
のためにホール素子等の磁気検出手段を用いることな
く、高効率で安定した広角通電を行うことができる。

【００５７】

【００５８】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る実施例１におけるブラシレスモー
タの制御装置の構成を示すブロック図である。

【図２】実施例１のブラシレスモータの制御装置におけ
る各スイッチング素子の導通・遮断のタイミングを示す
波形図と各相の端子電圧波形図である。

【図３】実施例１におけるブラシレスモータのインダク
タンス特性を示す波形図である。

【図４】誘起電圧が変化した時の遮断期間において検出
される誘起電圧波形を示す説明図である。

【図５】実施例１における遮断期間の終了タイミングを
検索するために用いるマップを示す図である。

【図６】実施例１における終了タイミング補正量と実際
の遮断期間との関係を示す波形図である。

【図７】本発明に係る実施例２におけるブラシレスモー
タの制御装置の構成を示すブロック図である。

【図８】モータ速度が急変した時の通常の遮断期間にお
ける誘起電圧波形と変更された遮断期間で検出される誘
起電圧波形との関係図である。

【図９】実施例２における遮断期間タイミング調整回路
の動作を示すフローチャートである。

【図１０】本発明に係る実施例３におけるブラシレスモ
ータの制御装置の構成を示すブロック図である。

【図１１】実施例３の制御装置において電流位相を変え
た場合の動作範囲領域を示す図である。

【図１２】実施例３における進角調整回路の動作を示す
フローチャートである。

【図１３】本発明に係る実施例４におけるブラシレスモ
ータの制御装置の構成を示すブロック図である。

【図１４】実施例４における、各相のスイッチング素子
と巻線に入力される信号波形図であり、（ａ）はＵ相上
流側スイッチング素子に入力される通電・遮断信号であ
り、（ｂ）はＵ相下流側スイッチング素子に入力される
通電・遮断信号であり、（ｃ）は通電率指標が小さい場
合のＵ相電流波形であり、（ｄ）は通電率指標が小大き
い場合のＵ相電流波形である。

【図１５】実施例４における、各相のスイッチング素子
と巻線に入力される信号波形図であり、（ｅ）はパルス
幅変調区間の通電率が通電率指標と同じ時のＵ相上流側
スイッチング素子に入力される通電・遮断信号であり、
（ｆ）はパルス幅変調区間の通電率が通電率指標と同じ
時のＵ相下流側スイッチング素子に入力される通電・遮
断信号であり、（ｇ）はＵ相に与えられる通電遮断信号
が（ｅ）、（ｆ）の時のＵ相電流波形であり、（ｈ）は
パルス幅変調区間の通電率が通電率指標と異なる区間が
ある時のＵ相上流側スイッチング素子に入力される通電
・遮断信号であり、（ｉ）はパルス幅変調区間の通電率
が通電率指標と異なる区間がある時のＵ相下流側スイッ
チング素子に入力される通電・遮断信号であり、（ｊ）
はＵ相に与えられる通電遮断信号が（ｇ）、（ｈ）の時
のＵ相電流波形である。

【図１６】実施例４における通電パターン作成回路の動
作を示すフローチャートである。

【図１７】実施例４における通電率補正量を得るための
マップの一例を示す図である。

【図１８】実施例４における基本通電パターンと変更後
の通電パターンを示す信号波形図であり、（ａ）は基本
通電パターンであり、（ｂ）は通電パターンの開始後と
終了前で通電率を一定量増減して作成された通電パター
ンであり、（ｃ）は通電パターンの開始後と終了前で通
電率を一定でない量増減して作成された通電パターンで
ある。

【図１９】従来のブラシレスモータの制御装置の構成を
示すブロック図である。

【図２０】各相に発生する磁石による誘起電圧波形と電
気角との関係を示す図である。

【図２１】従来のブラシレスモータの制御装置において
遮断期間で検出される誘起電圧波形を示す波形図であ
る。

【図２２】従来のブラシレスモータの制御装置で負荷が
重くなったときの電流波形を示す波形図である。

【符号の説明】

１ モータ ２ ステータ ３ ロータ ４ 直流電源 ５ スイッチング回路 ６ 第１のスイッチング信号作成回路 ７ 誘起電圧検出回路 ８ 直流電圧検出回路 ９ ロータ回転位置検出回路 １０ モータ速度演算回路 １１ 速度制御回路 １２ 第１の遮断期間タイミング作成回路 １３ 遮断期間タイミング調整回路 １４ 進角量調整回路 １５ 通電パターン作成回路 １６ 第２のスイッチング信号作成回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松城 英夫 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 飯島 友邦 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 サハ スブラタ 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平９−37584（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−196096（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−168896（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−126381（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−211796（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−243698（ＪＰ，Ａ) 特開2000−83397（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 6/16 H02P 6/10

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数相の巻線を有するステータと複数極
   の磁石を有するロータとを備えたブラシレスモータのた
   めの制御装置であって、 直流電源に接続された一対のスイッチング素子が電流の
   流れの方向に対して上流側と下流側に配置されて直列接
   続された直列回路を複数有するスイッチング回路、 前記スイッチング回路の各相の直列回路に供給される直
   流電圧を検出する直流電圧検出手段、 前記スイッチング回路の１つの直列回路の両方のスイッ
   チング素子が同時に遮断されている期間に当該直列回路
   のスイッチング素子間に接続された巻線の端子に現れる
   誘起電圧を検出し、出力する誘起電圧検出手段、 前記誘起電圧検出手段から出力された誘起電圧に基づい
   て前記ロータの回転位置を演算し、出力するロータ回転
   位置検出手段、 前記ロータの回転位置の時間による変化からモータ速度
   を演算するモータ速度演算手段、 前記モータ速度と指令速度との偏差に基づいて通電率指
   標を出力する速度制御手段、 前記モータ速度、前記直流電圧、及び前記通電率指標の
   うち少なくとも１つの値と前記ロータ回転位置検出手段
   から出力されたロータ回転位置とに基づいて、前記スイ
   ッチング回路の各相の直列回路の一対のスイッチング素
   子に同時に遮断信号を出力する期間である遮断期間の開
   始タイミングと終了タイミングとを各相分作成する遮断
   期間タイミング作成手段、前記モータ速度の変化率、前記直流電圧の変化率、前記
   通電率指標の変化率のうちいずれか１つが各々に設定さ
   れた所定値以上であることを検知した時、前記遮断期間
   が長くなるよう前記開始タイミングと前記終了タイミン
   グとを各相分調整する遮断期間タイミング調整手段、及
   び、 各相 の遮断期間の開始タイミングと終了タイミングと前
   記ロータ回転位置検出手段から出力されたロータ回転位
   置とに基づいて、各相の遮断期間には直列回路の両方の
   スイッチング素子への遮断信号を作成し、前記遮断期間
   以外の期間である導通期間には各直列回路の一対のいず
   れかのスイッチング素子への連続導通信号もしくは前記
   通電率指標に基づいた断続導通信号のいずれかの信号を
   作成するとともに、当該対の他方のスイッチング素子へ
   の遮断信号を作成して、前記スイッチング回路に出力す
   るスイッチング信号作成手段、 を具備することを特徴とするブラシレスモータの制御装
   置。
2. 【請求項２】 前記遮断期間タイミング調整手段は、遮
   断期間を所定の変化率で長くすることを特徴とする請求
   項１に記載のブラシレスモータの制御装置。
3. 【請求項３】 複数相の巻線を有するステータと複数極
   の磁石を有するロータとを備えたブラシレスモータのた
   めの制御装置であって、 直流電源に接続された一対のスイッチング素子が電流の
   流れの方向に対して上流側と下流側に配置されて直列接
   続された直列回路を複数有するスイッチング回路、 前記スイッチング回路の各相の直列回路に供給される直
   流電圧を検出する直流電圧検出手段、 前記スイッチング回路の１つの直列回路の両方のスイッ
   チング素子が同時に遮断されている期間に当該直列回路
   のスイッチング素子間に接続された巻線の端子に現れる
   誘起電圧を検出し、出力する誘起電圧検出手段、 前記誘起電圧検出手段から出力された誘起電圧に基づい
   て前記ロータの回転位置を演算し、出力するロータ回転
   位置検出手段、 前記ロータの回転位置の時間による変化からモータ速度
   を演算するモータ速度演算手段、 前記モータ速度と指令速度との偏差に基づいて通電率指
   標を出力する速度制御手段、 前記モータ速度、前記直流電圧、及び前記通電率指標の
   うち少なくとも１つの値と前記ロータ回転位置検出手段
   から出力されたロータ回転位置とに基づいて、前記スイ
   ッチング回路の各相の直列回路の一対のスイッチング素
   子に同時に遮断信号を出力する期間である遮断期間の開
   始タイミングと終了タイミングとを各相分作成する遮断
   期間タイミング作成手段、 前記モータ速度の変化率、前記直流電圧の変化率、前記
   通電率指標の変化率の すべてが各々に設定された所定値
   以下であることを検知した時、前記遮断期間が短くなる
   よう前記開始タイミングと前記終了タイミングとを各相
   分調整する遮断期間タイミング調整手段、及び、 各相の遮断期間の開始タイミングと終了タイミングと前
   記ロータ回転位置検出手段から出力されたロータ回転位
   置とに基づいて、各相の遮断期間には直列回路の両方の
   スイッチング素子への遮断信号を作成し、前記遮断期間
   以外の期間である導通期間には各直列回路の一対のいず
   れかのスイッチング素子への連続導通信号もしくは前記
   通電率指標に基づいた断続導通信号のいずれかの信号を
   作成するとともに、当該対の他方のスイッチング素子へ
   の遮断信号を作成して、前記スイッチング回路に出力す
   るスイッチング信号作成手段、 を具備することを特徴とする ブラシレスモータの制御装
   置。
4. 【請求項４】 前記遮断期間タイミング調整手段は、前
   記遮断期間を所定の変化率で短くすることを特徴とする
   請求項３に記載のブラシレスモータの制御装置。