CN112204873A - 永磁同步电机控制装置、电动车以及永磁同步电机的磁极极性判别方法 - Google Patents

Abstract

能与在永磁同步电机的磁极方向上流过电流时的磁饱和现象所引起的电感的减少或增加的特性没有关系地进行永磁同步电机的磁极的极性判别。永磁同步电机控制装置具有：控制永磁同步电机的电力变换器；和控制电力变换器的控制器，在该永磁同步电机控制装置中，控制器具备：生成用于在永磁同步电机流过所期望的电流的电压指令的电压指令生成部；检测施加电压指令时流过永磁同步电机的电流的电流检测部；和基于由电流检测部检测到的电流来估计永磁同步电机的磁极位置的磁极位置估计部。磁极位置估计部具备：基于相对于由电流检测部检测到的电流的变化量的永磁同步电机的电感值的变化量的绝对值来判别永磁同步电机的磁极的极性的极性判别部。

Description

永磁同步电机控制装置、电动车以及永磁同步电机的磁极极 性判别方法

技术领域

本发明涉及永磁同步电机控制装置、电动车以及永磁同步电机的磁极极性判别方法。

背景技术

在例如不使用检测永磁同步电机的转子磁极位置的传感器的同步电机的驱动装置中，在从永磁同步电机停止状态、或永磁同步电机的反电动势电压信息非常小的极低速运转状态启动驱动装置时的转子磁极位置的估计中，由于利用永磁同步电机的电感的凸极性，因此需要磁极的极性判别。

一般，关于估计永磁同步电机的磁极方向的磁极的极性判别方法，已知利用永磁同步电机的磁饱和现象的极性判别方法，例如在专利文献1、专利文献2中公开。

在专利文献1中公开了如下技术：相对于永磁同步电机的磁极方向叠加正负对称地交替切换的固定波形的直流偏置电流，根据该直流偏置电流的正负切换定时的磁极方向的施加电压与电流变化率的关系来判别永磁铁的N极、S极的磁极方向。

在专利文献2中公开了如下技术：磁极方向的电感与电流的关系将增强磁铁磁通的电流方向设为正方向，在正方向以及负方向上以相同给定电流值流过电流的情况下，将磁极方向的电感变大侧判定为N极侧。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：JP特开2008-79489号公报

专利文献2：JP专利第5976421号公报

发明内容

发明要解决的课题

但专利文献1公开的技术根据在磁极方向上叠加的直流偏置电流的施加电压和电流变化率来判别永磁同步电机的磁极的极性，该磁极的极性判别方法利用相对于永磁同步电机的磁极的N极方向的电流增加而磁铁磁通方向的电感单调减少这点来估计磁极方向。即，将相对于磁极方向的电流变化的电感变小侧判定为N极侧。因此，在永磁同步电机不是相对于N极方向的电流增加而磁铁磁通方向的电感单调减少、而是有极大点这样的电感特性的情况下，会在磁极的极性判别中失败而不能启动，或者需要与该极大点相比进一步在N极方向使电流增加，使得直到磁铁磁通方向的电感特性单调减少的点为止，都使在极性判别时流过的电流增加，有永磁同步电机的驱动系统的损耗、噪声增大的课题。

另外，专利文献2公开的技术根据在磁极方向上以相同给定电流值流过电流时的电感的大小、电流振幅来判别永磁同步电机的磁极的极性，该磁极的极性判别方法利用相对于永磁同步电机的磁极的N极方向的电流增加而磁铁磁通方向的电感有极大点这点来估计磁极方向。即，将相对于磁极方向的电流变化的电感变大侧判定为N极侧。因此，在永磁同步电机是相对于N极方向的电流增加而磁铁磁通方向的电感没有极大点的特性的情况下就不能适用，需要预先掌握成为驱动对象的永磁同步电机的电感特性是否有足以进行磁极的极性判别的电感的极大点。

因此，上述现有技术的磁极的极性判别方法在如通用的电力变换装置那样，成为驱动对象的永磁同步电机的电感特性未知的情况下、错误设定了磁极的极性判别装置的电感的大小判定值的情况下，错误连接了不同永磁同步电机的情况下等，有可能产生永磁同步电机的驱动系统的损耗增大、噪声增大、或启动失败而永磁同步电机逆转这样的问题。

另外，极性判别中利用的永磁同步电机的磁饱和特性有时会在发生永磁铁的温度变化、在磁铁中发生不可逆减磁的情况下有较大变化，由于这些变化要因，即使是相同永磁同步电机，也有可能N极方向(磁极方向)和S极方向的电流变化、电感的大小关系发生逆转，从而无判别磁极的极性。

本发明的目的鉴于上述的课题而提出，提供一种能与在永磁同步电机的磁极方向上流过电流时的磁饱和现象所引起的电感的减少或增加的特性没有关系地进行永磁同步电机的磁极的极性判别的永磁同步电机控制装置、电动车以及永磁同步电机的磁极极性判别方法。

用于解决课题的手段

为了解决相关的课题，在本发明中，基于相对于由电流检测部检测到的电流的变化量的永磁同步电机的电感值的变化量的绝对值，来判别永磁同步电机的磁极的极性。

发明的效果

根据本发明，由于在永磁同步电机的磁极方向上流过电流时的永磁同步电机的N极侧的电感值的变化量比S极侧的电感值的变化量大，因此能与永磁同步电机的磁饱和现象所引起的N极侧的电感的减少或增加的特性没有关系地进行永磁同步电机的磁极的极性判别。

附图说明

图1是表征实施例1的永磁同步电机驱动系统的结构例的框图。

图2是表示在实施例1的永磁同步电机的控制中使用的坐标系和记号的定义的图。

图3是表征实施例1的位置/速度估计运算部的结构例的框图。

图4是表征实施例1的磁极极性判定部的结构例的框图。

图5是表征实施例1的叠加电压运算部的结构例的框图。

图6是表征实施例1的交流电压分量施加部的结构例的框图。

图7是例示实施例1的叠加电压运算部的SW动作与输出电压波形的关系的图表。

图8是例示实施例1的磁极极性判定部的输入信号和d轴电流的电流检测点的图表。

图9是例示在具有相对于N极方向的电流增加而磁铁磁通方向的电感单调减少的特性的永磁同步电机中实施例1的电感运算部所输出的电感值的图表。

图10是例示在具有相对于N极方向的电流增加而磁铁磁通方向的电感具有极大点并单调减少的特性的永磁同步电机中实施例1的电感运算部所输出的电感值的图表。

图11是例示永磁同步电机的初始磁极位置估计流程的图表。

图12是例示利用现有技术的极性判别法的初始磁极位置估计的仿真结果的图表。

图13是例示利用实施例1的极性判别法的初始磁极位置估计的仿真结果的图表。

图14是表征实施例2的交流电压分量施加部的结构例的框图。

图15是例示实施例2的叠加电压运算部的SW动作与输出电压波形的关系的图表。

图16是例示实施例2的磁极极性判定部的输入信号和d轴电流的电流检测点的图表。

图17是表征实施例3的磁极极性判定部的结构例的框图。

图18是例示实施例3的磁极极性判定部的输入信号和d轴电流的电流检测点的图表。

图19是例示在具有相对于N极方向的电流增加而磁铁磁通方向的电感有极大点并单调减少的特性的永磁同步电机中实施例3的电感运算部所输出的电感值的图表。

图20是表征实施例4的叠加电压运算部的结构例的框图。

图21是表征实施例4的直流电压分量施加部的结构例的框图。

图22是例示实施例4的叠加电压运算部的SW动作与输出电压波形的关系的图表。

图23是例示实施例4的磁极极性判定部的输入信号和d轴电流的电流检测点的图表。

图24是表征实施例5的叠加电压运算部的结构例的框图。

图25是表征实施例5的磁极极性判定部的结构例的框图。

图26是表征实施例5的直流电压分量施加部的结构例的框图。

图27是例示实施例5的叠加电压运算部的SW动作与输出电压波形的关系的图表。

图28是例示实施例5的磁极极性判定部的输入信号和d轴电流的电流检测点的图表。

图29是例示对实施例5的基准电感利用基准电感的以前的鉴定值或电动机设计值的情况的磁极极性判定部的输入信号和d轴电流的电流检测点的图表。

图30是表征实施例6的永磁同步电机驱动系统的结构例的框图。

图31是表征实施例6的位置/速度估计运算部的结构例的框图。

图32是表征实施例6的磁极极性判定部的结构例的框图。

图33是表征实施例6的磁极极性判定量运算器的结构例的框图。

图34是表征实施例6的叠加电压运算部的结构例的框图。

图35是表征实施例6的交流电压分量施加部的结构例的框图。

图36是例示实施例6的叠加电压运算部的SW动作、输出电压波形以及磁极极性判定量运算器输出的振幅指令判定量ΔP_amp的关系的图表。

图37是例示在具有相对于N极方向的电流增加而磁铁磁通方向的电感有极大点并单调减少的特性的永磁同步电机中实施例6的电感运算部所输出的电感值的图表。

图38是表征实施例7的叠加电压运算部的结构例的框图。

图39是表征实施例7的直流电压分量施加部的结构例的框图。

图40是例示实施例7的叠加电压运算部的SW动作、输出电压波形以及磁极极性判定量运算器输出的振幅指令判定量ΔP_amp的关系的图表。

图41是表示实施例8的搭载实施例1～7的任一者的永磁同步电机的驱动装置的铁道车辆的一部分的概略的结构例的图。

具体实施方式

以下参考附图来详细说明本发明的实施例1～8。另外，对相同要素，在全部图中原则上标注相同附图标记。另外，对具有相同功能的部分省略重复的说明。以下的实施例以及变形例可以在不矛盾的范围内将其一部分或全部组合。

实施例1

图1是表征实施例1的永磁同步电机驱动系统的结构例的框图。实施例1的永磁同步电机驱动系统具备：作为控制对象的永磁同步电机103；驱动永磁同步电机103的电力变换器102；控制电力变换器102的控制器101；产生永磁同步电机103的转矩指令值T_m*的指令产生器105；和检测流过永磁同步电机103的电流的相电流检测部121。

电力变换器102具备：对电力变换器102提供电力的输入端子123a、123b；包含6个开关元件Sup～Swn的主电路部132；直接驱动主电路部132的栅极驱动器133；为了电力变换器102的过电流保护用而安装的直流电阻器134；和平滑用电容器131。电力变换器102基于控制器101生成的栅极指令信号，将从输入端子123a、123b提供的直流电力变换成三相交流电力，并将三相交流电力提供给永磁同步电机103。

相电流检测部121检测从电力变换器102流到永磁同步电机103的交流电流iu、iw。相电流检测部121例如通过利用了霍尔元件的电流传感器实现。另外，图1的相电流检测部121设为基于2相检测的交流电流检测的结构，但也可以设为3相检测。另外，也可以不使用相电流传感器，而使用根据流过为了电力变换器102的过电流保护用而安装的直流电阻器134的电流值估计的交流电流值。

指令产生器105是产生向永磁同步电机103输入的转矩指令值T_m*的位于控制器101的上级的控制器。控制器101基于指令产生器105的转矩指令值T_m*来控制永磁同步电机103的产生转矩。作为该上级的控制器，例如在控制流过永磁同步电机103的电流的情况下使用电流控制器，或者在控制旋转速度、位置的情况下使用速度控制器、位置控制器。在本实施例中，由于以进行转矩的控制为目的，因此作为转矩控制器而动作。

控制器101具备矢量控制部111、位置/速度估计运算部112、三相坐标变换部113、dq坐标变换部114、PWM信号控制器115、电流检测部116和叠加电压运算部117。控制器101根据基于流过永磁同步电机103的交流电流iu、iw的检测值即交流电流检测值Iu、Iw和来自指令产生器105的转矩指令值T_m*的电流控制系统和相位控制系统的运算结果，来生成用于驱动电力变换器102的开关元件的栅极指令信号，将其提供给电力变换器102的栅极驱动器133。

图2是表示实施例1的永磁同步电机的控制中使用的坐标系和记号的定义的图。在图2中，用a轴和b轴定义的ab轴坐标系是表征永磁同步电机103的定子绕组的相位的定子坐标系，a轴一般取永磁同步电机103的u相绕组相位为基准。用d轴和q轴定义的dq轴坐标系是表征永磁同步电机103的转子的磁极位置的转子坐标系，与永磁同步电机103的转子磁极位置同步旋转。在永磁同步电机的情况下，d轴一般取安装于转子的永磁铁的磁极的N极方向为基准，d轴也称作磁极轴。

用dc轴和qc轴定义的dc-qc轴坐标系是永磁同步电机103的转子磁极位置的估计相位、即控制器101设想为d轴、q轴方向的坐标系，也称作控制轴。用p轴和z轴定义的pz轴坐标系是表征叠加高频电压指令的相位的坐标系。另外，在各坐标系中组合的坐标轴彼此均相互正交。

在上述的各坐标系中，如图2所示那样，将以a轴为基准的d轴、dc轴、p轴的各轴的相位分别表征为θ_d、θ_dc、θ_p。另外，分别将dc轴相对于d轴的偏差表征为Δθ_c，将p轴相对于dc轴的偏差表征为Δθ_pd。

在图1中，矢量控制部111为了使基于指令产生器105的转矩指令值T_m*运算的dc-qc轴坐标系上的电流指令值I_dc*、I_qc*、和dq坐标变换部114输出的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc一致而进行电流控制，作为运算结果而输出dc轴电压指令值V_dc*以及qc轴电压指令值V_qc*。

位置/速度估计运算部112基于矢量控制部111输出的dc轴电压指令值V_dc*以及qc轴电压指令值V_qc*、叠加电压运算部117输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*、和dq坐标变换部114输出的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc，来运算永磁同步电机103的驱动频率估计值ω_r^和控制相位θ_dc，并输出。

三相坐标变换部113将在矢量控制部111输出的dc轴电压指令值V_dc*以及qc轴电流指令值V_qc*加上叠加电压运算部117输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*而得到的dc轴电压指令值V_dc**以及qc轴电压指令值V_qc**基于位置/速度估计运算部112输出的控制相位θ_dc变换成三相电压指令V_u*、V_v*、以及V_w*，并输出到PWM信号控制器115。

dq坐标变换部114将电流检测部116输出的三相电流检测值Iu、Iv、以及Iw基于位置/速度估计运算部112输出的控制相位θ_dc变换成dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc，并输出。

PWM信号控制器115基于任意的载波频率fc和平滑用电容器131的电压检测值E_cf来生成三角波载波，进行该三角波载波与基于三相交流电压指令V_u*、V_v*、V_w*的调制波的大小比较，实施脉冲宽度调制。通过用该脉冲宽度调制的运算结果生成的栅极指令信号来对电力变换器102的开关元件进行接通/断开控制。另外，PWM信号控制器115输出决定电流检测部116的电流检测定时的电流检测定时设定信号SAH。电流检测定时设定信号SAH例如设为三角波载波。

电流检测部116基于PWM信号控制器115输出的电流检测定时设定信号SAH，根据相电流检测部121检测到的交流电流iu、iw来运算三相电流检测值Iu、Iv、Iw，并输出到dq坐标变换部114。

叠加电压运算部117基于dq坐标变换部114输出的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc、和PWM信号控制器115输出的电流检测定时设定信号SAH来运算用于使永磁同步电机103产生高频电流(脉动电流)的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*，并输出。

图3是表征实施例1的位置/速度估计运算部的结构例的框图。如图3所示那样，位置/速度估计运算部112具备磁极极性判定部201、轴误差估计运算部202、速度估计运算部203和位置估计运算部204。位置/速度估计运算部112为了使永磁同步电机103的转子磁极相位即d轴和控制相位即dc轴一致(同步)而进行相位控制。

轴误差估计运算部202基于矢量控制部111输出的dc轴电压指令值V_dc*以及qc轴电压指令值V_qc*、叠加电压运算部117输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*、dq坐标变换部114输出的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc、和速度估计运算部203输出的驱动频率估计值ω_r^来运算成为d轴与dc轴的偏差的轴误差估计值Δθ_c^，并输出到速度估计运算部203。

速度估计运算部203基于轴误差估计运算部202输出的轴误差估计值Δθ_c^来运算永磁同步电机103的驱动频率估计值ω_r^，并输出。

位置估计运算部204基于速度估计运算部203输出的驱动频率估计值ω_r^来运算永磁同步电机103的转子磁极位置的估计相位即基准控制相位θ_dc0，并输出。进而，在位置/速度估计运算部112中，将磁极极性判定部201输出的磁极极性修正相位θ_pn加到基准控制相位θ_dc0，并输出到控制相位θ_dc。

关于控制器101的相位控制系统不使用位置传感器类地使d轴和dc轴同步的方法，有“电气学会论文志D、Vol、124、No.11、‘面向家电设备的无位置传感器永磁同步电动机的简易矢量控制’”(以下称作现有技术文献1)所示那样的利用永磁同步电机的速度电动势的磁极位置估计手段。

另外，在永磁同步电机停止的状态、不能观测速度电动势那样小的旋转速度低的状态下，有专利第5351859号公报(以下称作现有技术文献2)所示那样的叠加高频电压并利用永磁同步电机的转子的凸极性来使d轴和dc轴同步的磁极位置估计手段。

这当中，在利用永磁同步电机的转子的凸极性的磁极位置估计中，由于不能对磁极的极性方向进行判别，因此有可能将d轴和dc轴错开180度的方向错误地估计为磁极相位，因此需要永磁同步电机的磁极的极性判别手段。

在现有技术的磁极的极性判别手段中，将对永磁同步电机的d轴方向施加交变电压而流过的d轴电流的正的值和负的值进行大小比较，或者将相对于正方向的d轴电流的增加的d轴电感和相对于负方向的d轴电流的增加的d轴电感进行大小比较，并根据其大小比较的结果来判别磁极的N极方向。

在一般的埋入磁铁形的永磁同步电机中，成为相对于d轴电流的增加而d轴电感值Ld单调减少的磁饱和特性。另一方面，在现有技术文献2所示那样的永磁同步电机中，若d轴电感相对于d轴电流在正的方向上具有极大点Ldp，若使d轴电流比极大点Ldp大，有时就会成为d轴电感值Ld单调减少的磁饱和特性。即，可以知道，由于根据永磁同步电机的结构而磁饱和特性表面化的磁路不同，因此在d轴方向上施加交变电压时流过的d轴电流、d轴电感的正侧与负侧的值的大小关系无法唯一决定。

因此，在现有技术的极性判别手段中，必须预先掌握是相对于在d轴电流的N极方向上电流增加而d轴电感特性单调减少，还是有极大点，在如通用逆变器那样连接d轴电感特性未知的永磁同步电机并进行控制的情况下，有可能会根据极大点的有无而在磁极的极性判别中失败，进行逆转。

实施例1涉及永磁同步电机的磁极的极性判别，提供极性判别手段，不管是永磁同步电机的d轴电感特性具有相对于d轴电流的N极方向的电流增加而单调减少的Ld特性的永磁同步电机，还是具有相对于d轴电流的N极方向的电流增加而有极大点的Ld特性的永磁同步电机，都不会误判别磁极的N极方向。

图4是表征实施例1的磁极极性判定部的结构例的框图。如图4所示那样，磁极极性判定部201具备电感运算部210和极性判别/反转处理部215，电感运算部210具备第一电感运算部211、第二电感运算部212、第三电感运算部213和第四电感运算部214。

在磁极极性判定部201中，在第一电感运算部211中，基于流过永磁同步电机103的脉动电流的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc的正的电流值、和使脉动电流产生的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*，来运算相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流的变化的第一电感值L_dc1+，并输出到极性判别/反转处理部215。

另外，在第二电感运算部212中，基于流过永磁同步电机103的脉动电流的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc的与第一电感值L_d1₊不同的正的电流值、和使脉动电流产生的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*，来运算相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流的变化的第二电感值L_dc2+，并输出到极性判别/反转处理部215。

进而，在第三电感运算部213中，基于流过永磁同步电机103的脉动电流的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc的负的电流值、和使脉动电流产生的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*，来运算相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流的变化的第三电感值L_dc1-，并输出到极性判别/反转处理部215。

进而，在第四电感运算部214中，基于流过永磁同步电机103的脉动电流的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc的与第三电感值L_d1-不同的负的电流值、和使脉动电流产生的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*，来运算相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流的变化的第四电感值L_dc2-，并输出到极性判别/反转处理部215。

然后，在极性判别/反转处理部215中运算相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流变化的第一电感值L_dc1+与第二电感值L_dc2的偏差量ΔL_dc+、和相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流变化的第三电感值L_dc1-与第四电感值L_dc2-的偏差量ΔL_dc-。进而运算偏差量ΔL_dc+和偏差量ΔL_dc-的绝对值，将电感的偏差量的绝对值大的侧判定为永磁同步电机103的N极方向(d轴方向)。极性判别/反转处理部215利用转子铁芯的磁饱和特性来判别永磁同步电机103的转子磁极的N极方向，在其结果是位置估计运算部204中估计出的转子磁极位置错开180度的情况下，为了使控制相位θ_dc反转，磁极极性修正相位θ_pn输出180度。在极性判别的结果是转子的磁极的N极方向和控制相位θ_dc没有错开的情况下，磁极极性修正相位θ_pn输出0度。

图5是表征实施例1的叠加电压运算部的结构例的框图。如图5所示那样，叠加电压运算部117具备交流电压分量施加部701、叠加电压相位修正表格702和dq坐标变换部703。

交流电压分量施加部701基于PWM信号控制器115输出的电流检测定时设定信号SAH来运算p轴叠加交流电压指令V_p-ac*、z轴叠加交流电压指令V_z-ac*，并输出到dq坐标变换部703。

叠加电压相位修正表格702基于dq坐标变换部114输出的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc来运算作为叠加用于使永磁同步电机103产生脉动电流的电压指令的坐标系的p轴与控制坐标系的dc轴的偏差量Δθ_pd，并输出到dq坐标变换部703。

dq坐标变换部703将交流电压分量施加部701输出的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*、z轴叠加交流电压指令V_z-ac*基于叠加电压相位修正表格702输出的p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd变换成dc轴叠加电压指令值V_dh*以及dc轴叠加电压指令值V_qh*，并输出。

图6是表征实施例1的交流电压分量施加部的结构例的框图。如图6所示那样，交流电压分量施加部701具备：交流波形产生器711以及713；切换交流电压波形的振幅的大小的切换器712以及714；将交流波形产生器711以及713的输出值和切换器712以及714的输出值分别相乘并输出的乘法运算器804、805。

在交流电压分量施加部701中，交流波形产生器711以及713基于电流检测定时设定信号SAH来输出用于使永磁同步电机103产生脉动电流的p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*。另外，切换器712以及714是控制在pz轴坐标系上叠加的p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*的振幅的切换器。在乘法运算器804、805中，将交流波形产生器711以及713输出的p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*、和切换器712以及714输出的p轴交流电压分量振幅指令K_{p-ac_amp*}以及z轴交流电压分量振幅指令K_{z-ac_amp*}分别相乘，来输出p轴叠加交流电压指令V_p-ac*、z轴叠加交流电压指令V_z-ac*。

接下来说明实施例1的磁极极性判定的具体的动作。图7是例示实施例1的叠加电压运算部的SW动作与输出电压波形的关系的图表。在图7中，图7(a)表示交流电压分量施加部701中决定交流波形产生器711以及713所产生的矩形波信号的周期的电流检测定时设定信号SAH的波形例。图7(b)表示从交流波形产生器711输出的p轴交流电压波形S_p-ac*的波形例。图7(c)表示从交流波形产生器713输出的z轴交流电压波形S_z-ac*的波形例。图7(d)表示切换器712的开关指令SW1的切换例。图7(e)表示切换器714的开关指令SW2的切换例。图7(f)表示作为乘法运算器804的运算结果的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的波形例。图7(g)表示作为乘法运算器805的运算结果的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的波形例。图7(h)表示实施例1的在磁极的极性判别时流过永磁同步电机103的d轴电流i_d的波形例。另外，在本实施例中，将从交流波形产生器711以及713输出的p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*设为矩形波，但也可以使用正弦波。

图8是例示实施例1的磁极极性判定部的输入信号和d轴电流的电流检测点的图表。在图8中，图8(a)表示从交流电压分量施加部701输出的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的波形例。图8(b)表示从交流电压分量施加部701输出的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的波形例。图8(c)表示从叠加电压相位修正表格702输出的p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd的波形例。图8(d)表示从叠加电压运算部117输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*的波形例。图8(e)表示从叠加电压运算部117输出的qc轴叠加电压指令值V_qh*的波形例。图8(f)表示实施例1的在磁极的极性判别时流过永磁同步电机103的d轴电流i_d的波形和d轴电感的运算中所用的电流检测值的采样点的示例。

参考图7以及图8来说明实施例1的叠加电压运算部117和磁极极性判定部201的动作以及磁极的极性判别方法。另外，在图7以及图8的波形例中，设为其为p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd以及d轴与dc轴的偏差量Δθ_c为零的状态。

叠加电压运算部117通过在交流波形产生器711以及713基于PWM信号控制器115输出的电流检测定时设定信号SAH算出p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*，并操作切换器712以及714的开关状态，来控制p轴叠加交流电压指令V_p-ac*、z轴叠加交流电压指令V_z-ac*。

在图7中，通过将图7(d)的切换器712的开关指令SW1从在振幅指令中设定0的状态2切换成在振幅指令中设定第一p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp1}的状态1，来在图7(f)的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*输出电压振幅为V_{p-ac_amp1}的矩形波电压指令。在经过任意的时间后，将开关指令SW1从状态1切换成状态2，使图7(f)的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的输出一度为0。

进而，通过将开关指令SW1从状态2切换成在振幅指令中设定与第一p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp1}不同的第二p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp2}的状态3，在图7(f)的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*输出电压振幅为V_{p-ac_amp2}的矩形波电压指令。然后，在经过任意的时间后，将开关指令SW1从状态3切换成状态2，使图7(f)的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的输出为0。

另外，在本实施例中，通过使图7(e)的开关指令SW2始终为在振幅指令中设定0的状态2，来使图7(g)的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*(z轴)的输出为0。另外，在本实施例中，由于设为是p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd以及d轴与dc轴的偏差量Δθ_c为零的状态，因此p轴和dc轴一致，p轴叠加交流电压指令V_p-ac*以及z轴叠加交流电压指令V_z-ac*、和dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*成为相同波形。通过叠加电压运算部117输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_ch*，能在永磁同步电机流过图7(h)那样的振幅不同的脉动电流。

磁极极性判定部201根据通过叠加电压运算部117输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*的电压施加而流过永磁同步电机103的d轴的脉动电流来估计运算d轴电感，根据其运算结果来判别永磁同步电机103的磁极极性，输出磁极极性修正相位θ_pn。

在图8中，如前述那样，通过图8(d)所示的dc轴叠加电压指令值V_dh*和图8(e)所示的qc轴叠加电压指令值V_qh*的电压施加，在永磁同步电机103中，如图8(f)所示那样，在d轴电流i_d产生振幅不同的脉动电流。

在磁极极性判定部201的电感运算部210中，根据电流检测部116中以给定的定时采样的dc轴电流检测值I_dc来运算d轴电感值。在图8(f)例示了实施例1的磁极的极性判别所需的dc轴电流检测值I_dc的采样点。在本实施例中，例如将电流检测定时设定信号SAH设为三角波载波，将用于运算d轴电感值的dc轴电流检测值I_dc的采样设为该三角波载波的峰谷周期。

首先，在第一电感运算部211中，根据图8(f)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc10+、I_dc1+来运算相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流的变化的第一电感值L_dc1+。第一电感值L_dc1+例如用以下的式(1)运算。

[数学式1]

另外，为了运算式(1)的dc轴电流的变化量ΔI_dc1+而使用图8(f)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc10+与I_dc1+的偏差，但是可以仅用I_dc1+的电流值来取代dc轴电流的变化量ΔI_dc1+而使用。另外，后述的dc轴电流的变化量ΔI_dc1-、ΔI_dc2+、ΔI_dc2-也同样。

另外，式(1)的磁通的变化量ΔΦ_dc1+是给出电流的变化量ΔI_dc1+时的磁通的变化量，能用以下的式(2)运算。

[数学式2]

另外，在使用PWM控制型的电力变换器的情况下，磁通的变化量ΔΦ_d由于与给出电流的变化量ΔI_dc1+时的、将提供给电力变换器的输入端子123a、123b的直流电压变换成三相交流电压而施加的电压V的施加时间Δt成正比，因此若直流电压的大小相同，就能根据dc轴叠加电压指令值V_dh*来估计运算磁通的变化量ΔΦ_d。

更具体地，例如若考虑dc轴电压指令值V_dc**以及qc轴电压指令值V_qc**被PWM调制这一情况，算出PWM控制型的电力变换器的直流电压Edc、基于dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*的电力变换器的直流电压施加时间ΔT_vh，由此能用以下的式(3)估计运算磁通的变化量ΔΦ_dc。

[数学式3]

ΔΦ_dc＝K_conv·E_dc·ΔT_vh…(3)

在此，式(3)的换算系数K_conv是与将从电力变换器输出的PWM电压从三相固定坐标系向dq轴旋转坐标系的坐标变换相伴的换算系数。例如在PWM控制型的电力变换器是2电平逆变器(inverter)，在从三相固定坐标系向dq轴旋转坐标系的坐标变换中使用相对变换的情况下，在系数K_conv中使用2/3即可。因此，换算系数K_conv需要根据电力变换器的结构、施加高频电压时的电力变换器的开关方法、以及控制电力变换器时所用的坐标变换的变换方法来变更设定值。其中，该换算系数K_conv是为了正确算出电感的值重要的设定值，在实施例1的极性判别单元中，由于将N极方向和S极方向的电感的变化量的绝对值进行大小比较，因此最终该换算系数K_conv被消除，因此换算系数K_conv可以使用比0大的值。

接下来，在第三电感运算部213中，根据图8(f)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc10-、I_dc1-来运算相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流的变化的第三电感值L_dc1-。第三电感值L_dc1-例如用以下的式(4)运算。

[数学式4]

接下来在第二电感运算部212中，根据图8(f)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc20+、I_dc2+来运算相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流的变化的第二电感值L_dc2+。第二电感值L_dc2+例如用以下的式(5)运算。

[数学式5]

接下来在第四电感运算部214中，根据图8(f)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc20-、I_dc2-来运算相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流的变化的第四电感值L_dc2-。第四电感值L_dc2-例如用以下的式(6)运算。

[数学式6]

电感运算部210将第一到第四电感的运算结果即L_dc1+、L_dc2+、L_dc1-、L_dc2-输出到极性判别/反转处理部215。

在极性判别/反转处理部215中，运算第一电感值L_dc1+和第二电感值L_dc2+的偏差量ΔL_dc+。偏差量ΔL_dc+例如用以下的式(7)运算。

[数学式7]

ΔL_dc+＝L_dc2+-L_dc1+…(7)

进而，运算第三电感值L_dc1-与第四电感值L_dc2-的偏差量ΔL_dc-。偏差量ΔL_dc-例如用以下的式(8)运算。

[数学式8]

ΔL_dc-＝L_dc2--L_dc1-…(8)

分别运算相对于正的值的电流的变化的电感的偏差量ΔL_dc+的绝对值|ΔL_dc+|和相对于负的值的电流的变化的电感的偏差量ΔL_dc-的绝对值|ΔL_dc-|，将绝对值|ΔL_dc+|和|ΔL_dc-|的大小关系进行比较，将电感的偏差量的绝对值大的侧判定为永磁同步电机103的N极方向(d轴方向)。

例如在极性判别运算的结果是电感的偏差量的绝对值能得到|ΔL_dc+|＞|ΔL_dc-|的大小关系的情况下，永磁同步电机的转子磁极的N极方向(d轴方向)和控制相位θ_dc(dc轴)未错开180度，在磁极极性判定部201的磁极极性修正相位θ_pn输出0度。反之，在电感的偏差量的绝对值能得到|ΔL_dc+|＜|ΔL_dc-|的大小关系的情况下，永磁同步电机的转子磁极的N极方向(d轴方向)和控制相位θ_dc(dc轴)错开180度，在磁极极性判定部201的磁极极性修正相位θ_pn输出180度。

接下来使用图9以及图10来说明实施例1的效果。图9是例示在具有相对于N极方向的电流增加而磁铁磁通方向的电感单调减少的特性的永磁同步电机中实施例1的电感运算部210所输出的电感值的图表。如图9所示那样，可知，若比较电感的偏差量的绝对值|ΔL_dc+|和|ΔL_dc-|的大小关系，则N极方向的电感的偏差量的绝对值|ΔL_dc+|变大。

另外，图10是例示在具有相对于N极方向的电流增加而磁铁磁通方向的电感有极大点并单调减少的特性的永磁同步电机中实施例1的电感运算部210所输出的电感值的图表。如图10所示那样，可知，在d轴电感的磁饱和特性中具有极大点的永磁同步电机的情况下，也是若比较电感的偏差量的绝对值|ΔL_dc+|与|ΔL_dc-|的大小关系，则N极方向的电感的偏差量的绝对值|ΔL_dc+|变大。

因此，若如本实施例那样，分别运算相对于正的值的电流的变化的电感的偏差量ΔL_dc+和相对于负的值的电流的变化的电感的偏差量ΔL_dc-的绝对值|ΔL_dc+|、|ΔL_dc-|，比较绝对值|ΔL_dc+|与|ΔL_dc-|的大小关系，则在绝对值大的侧存在永磁同步电机的N极方向(d轴方向)，消除了基于前述的图9、图10那样的永磁同步电机的d轴电感的磁饱和特性的差异引起的磁极的极性判别失败的可能。另外，由于能利用相对于d轴电流变化的d轴电感的单调减少、极大点引起的增加的磁饱和特性的任一者，因此能以所需最小限的d轴电流实施极性判别。

最后示出实施例1的永磁同步电机的初始磁极位置估计的仿真动作波形例，对实施例1的具体的效果进行说明。

图11是例示永磁同步电机的初始磁极位置估计流程的图表。在图11中，(a)表示永磁同步电机103的驱动频率ω_r的波形例，(b)表示从交流电压分量施加部701输出的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的波形例，(c)表示从dq坐标变换部114输出的dc轴电流检测值I_dc的波形例，(d)表示从dq坐标变换部114输出的qc轴电流检测值I_qc的波形例，(e)表示永磁同步电机103的转子磁极位置θ_d以及估计永磁同步电机103的转子磁极位置的控制相位θ_dc的波形例，(f)表示永磁同步电机103的转子磁极位置θ_d与控制相位θ_dc的偏差量Δθ_err的波形例。另外，在图11的仿真动作波形例中，由于将从交流电压分量施加部701输出的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*设为0，将从叠加电压相位修正表格702输出的p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd设为0，因此省略动作波形的例示。另外，施加的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的振幅值使用经过调整的值，以使得在凸极性利用时电流波纹的大小成为永磁同步电机的额定电流的约0.1p.u.的值，在磁饱和利用时，成为额定电流的约0.9p.u.的值，但进行叠加的电流波纹能调整成任意的大小。另外，在图11的仿真动作波形例中，将直到永磁同步电机103起动为止的初始磁极位置估计所需的时间设定为约150ms，但实用上能进一步缩短估计时间。

关于永磁同步电机的初始磁极位置估计，首先对永磁同步电机施加高频电压来使电流波纹产生，利用基于永磁同步电机的凸极性的电流变化来估计运算轴误差估计值Δθ_c^，进行PLL(Phase Locked Loop，锁相环)控制以使其成为零，由此来估计磁极位置。而且，在凸极性利用方式中，由于不能判别永磁同步电机的磁极的极性，因此最终实施利用了磁饱和特性的极性判别来估计初始磁极位置。另外，在图11中，在实施利用凸极性的磁极位置估计和利用磁饱和现象的极性判别的期间中变更所施加的高频电压的振幅。在永磁同步电机起动前未流过负载电流的情况下，由于与驱动时相比而凸极比更大，能以与利用磁饱和特性的情况相比更少的电流波纹的叠加来运算轴误差估计值Δθ_c^。另一方面，在极性判别时，为了精度良好地提取磁饱和特性而增大在极性判别用中叠加的电流波纹的大小。另外，图11从永磁同步电机停止的状态起示出基于初始磁极位置估计的永磁同步电机的起动的仿真动作波形例，但关于永磁同步电机旋转的状态(惰行运转状态)起的初始磁极位置估计，也能用同样的过程实施。

进而在永磁同步电机的初始磁极位置估计中，示出利用现有的极性判别法的情况和利用实施例1的极性判别法的情况的仿真动作波形例，详细说明初始磁极位置估计结果的差异。另外，这里的永磁同步电机的磁饱和特性以具有图10所示那样的相对于N极方向的电流增加而磁铁磁通方向的电感有极大点并单调减少的特性的情况为例来进行说明。

图12是例示利用现有的极性判别法的情况的永磁同步电机的初始磁极位置估计的仿真动作波形的图表。另外，图12的仿真动作波形例例示了在前述的永磁同步电机的初始磁极位置估计流程中提取了实施极性判别的部分的动作波形。在图12中，(a)表示从交流电压分量施加部701输出的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的波形例，(b)表示从dq坐标变换部114输出的dc轴电流检测值I_dc的波形例，(c)表示算出dc轴电流检测值I_dc的变化量并取绝对值的值|ΔI_dc|的波形例，(d)表示现有的极性判别法中的极性判别值ΔPF的波形例，(e)表示永磁同步电机103的转子磁极位置θ_d以及估计永磁同步电机103的转子磁极位置的控制相位θ_dc的波形例。在此，现有的极性判别法例如算出dc轴电流检测值I_dc的正侧的电流变化量和负侧的电流变化量，比较这些电流变化的大小，并将电流变化大的侧作为N极方向来判别磁极的极性。图12(d)的极性判别值ΔPF是取dc轴电流检测值I_dc的正侧的电流变化量与负侧的电流变化量之差而得到的值，若极性判别值ΔPF为正，则dc轴和d轴一致，若为负，则表征dc轴反转(相位差180度)。

在图12的利用现有的极性判别法的情况的永磁同步电机的初始磁极位置估计的仿真动作波形例中，在横轴的仿真时间(simulation timu)为0.15s时间点，永磁同步电机103的磁极位置θ_d为105度，与此相对，能看到，通过利用凸极性的磁极位置估计，控制相位θ_dc收敛到约-75度。从那里实施基于现有方式的磁极的极性判别，但是如图12(d)所示那样，可知，由于取磁极的极性判别中利用的基于磁饱和现象的电流变化量的差的极性判别值ΔPF成为正的值，因此收敛的控制相位θ_dc被判断为是N极方向，极性判别失败。

接下来，图13是例示利用实施例1的极性判别法的情况的永磁同步电机的初始磁极位置估计的仿真动作波形的图表。另外，图13的仿真动作波形例例示在前述的永磁同步电机的初始磁极位置估计流程中提取了实施极性判别的部分的动作波形。在图13中，(a)表示从交流电压分量施加部701输出的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的波形例，(b)表示从dq坐标变换部114输出的dc轴电流检测值I_dc的波形例，(c)表示相对于dc轴电流检测值I_dc的电流变化的电感算出值L_dc-clc的波形例，(d)表示实施例1的极性判别法中的极性判别值ΔPF2的波形例，(e)表示永磁同步电机103的转子磁极位置θ_d以及估计永磁同步电机103的转子磁极位置的控制相位θ_dc的波形例。在此，图13(d)的极性判别值ΔPF2是取实施例1中的相对于正的值的电流的变化的电感的偏差量ΔL_dc+的绝对值|ΔL_dc+|与相对于负的值的电流的变化的电感的偏差量ΔL_dc-的绝对值|ΔL_dc-|的差而得到的值，若极性判别值ΔPF2为正，则dc轴和d轴一致，若为负，则表征dc轴反转(相位差180度)。

在利用图13的实施例1的极性判别法的情况的永磁同步电机的初始磁极位置估计的仿真动作波形例中，在横轴的仿真时间为0.15s的时间点，通过利用凸极性的磁极位置估计而控制相位θ_dc收敛到约-75度，在这点上与图12同样，但从那里起实施基于实施例1的磁极的极性判别的结果，由于取磁极的极性判别中利用的基于磁饱和现象的电感变化量的差的极性判别值ΔPF2成为负的值，因此将收敛的控制相位θ_dc判断为是S极方向，在0.198s时间点在控制相位θ_dc上加上180度。基于实施例1的极性判别的结果，可知，永磁同步电机103的转子磁极位置θ_d和控制相位θ_dc一致，初始磁极位置估计成功。

如以上说明的那样，根据本实施例，根据对永磁同步电机赋予电流变化的情况下的电感值的变化量的绝对值来判别磁极的极性。由此，极性判别的判定值的大小关系不再会根据永磁同步电机的电感的磁饱和特性而反转，能实现即使在电感的磁饱和特性未知的永磁同步电机中磁极的极性判别也不会失败的永磁同步电机的驱动装置。

另外，永磁同步电机的电感的磁饱和特性在永磁铁的温度变化、磁铁中发生不可逆减磁的情况下等有时会较大变化，由于这些变化要因，即使是相同永磁同步电机，N极方向(磁极方向)和S极方向的电流变化、电感的大小关系也会逆转，有可能会误判别磁极的极性。例如，即使是具有图9那样的磁饱和特性的永磁同步电机，也有由于永磁铁的温度变化、磁铁的不可逆减磁的产生而变化成图10那样的磁饱和特性的情况。根据本实施例，在永磁铁的N极方向上流过电流时的电感由于磁饱和现象而必定伴随某些变化，但与此相比，S极侧的电感几乎不发生变化，利用这样的特性，基于电感的变化量的大小关系来判别磁极的极性，因此能与基于磁饱和现象的N极方向的电流变化、电感的减少或增加的特性没有关系地判别磁极的极性，能实现即使在发生磁铁温度的变化、不可逆减磁的情况下，永磁同步电机的磁极的极性判别也不会失败的永磁同步电机的驱动装置。

实施例2

在实施例2中，通过对用于运算第一到第四电感值的dc轴电流检测值I_dc的采样点进行设计，与实施例1相比更为缩短在磁极的极性判别时叠加的高频电压的施加时间，其结果，减低了极性判别时的脉动电流，能实现更高效率、噪声更少的永磁同步电机的驱动装置。

图14是表征实施例2的交流电压分量施加部的结构例的框图。实施例2能通过取代实施例1的交流电压分量施加部701而使用交流电压分量施加部701b来实现。

在图14中，交流电压分量施加部701b具备：交流波形产生器711以及713；切换交流电压波形的振幅的大小的切换器712b、714b；和将交流波形产生器711以及713的输出值和切换器712b、714b的输出值分别相乘并输出的乘法运算器804b以及805b。在交流电压分量施加部701b中，交流波形产生器711以及713基于电流检测定时设定信号SAH来输出用于使永磁同步电机103产生脉动电流的p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*。

另外，切换器712b以及714b是控制交流波形产生器711以及713输出的pz轴坐标系上叠加的p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*的振幅的切换器。相对于实施例1，在实施例2中，切换器712b以及714b所取的交流电压波形的振幅指令值的输出状态成为2个。在乘法运算器804b以及805b中，将交流波形产生器711以及713输出的p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*、和切换器712b以及714b输出的p轴交流电压分量振幅指令K_{p-ac_amp*}以及z轴交流电压分量振幅指令K_{z-ac_amp*}分别相乘，运算p轴叠加交流电压指令V_p-ac*以及z轴叠加交流电压指令V_z-ac*，并输出。

接下来说明实施例2的磁极极性判定的具体的动作。图15是例示实施例2的叠加电压运算部的SW动作与输出电压波形的关系的图表。在图15中，图15(a)表示在交流电压分量施加部701b中决定交流波形产生器711以及713产生的矩形波信号的周期的电流检测定时设定信号SAH的波形例。图15(b)表示从交流波形产生器711输出的p轴交流电压波形S_p-ac*的波形例。图15(c)表示从交流波形产生器713输出的z轴交流电压波形S_z-ac*的波形例。图15(d)表示切换器712b的开关指令SW1的切换例。图15(e)表示切换器714b的开关指令SW2的切换例。图15(f)表示乘法运算器804b的运算结果即p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的波形例。图15(g)表示乘法运算器805b的运算结果即z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的波形例。图15(h)表示实施例2的在磁极的极性判别时流过永磁同步电机103的d轴电流i_d的波形例。另外，在本实施例中，将从交流波形产生器711以及713输出的p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*设为矩形波，但也可以使用正弦波。

图16是例示实施例2的磁极极性判定部的输入信号和d轴电流的电流检测点的图表。在图16中，图16(a)表示从交流电压分量施加部701b输出的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的波形例。图16(b)表示从交流电压分量施加部701b输出的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的波形例。图16(c)表示从叠加电压相位修正表格702输出的p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd的波形例。图16(d)表示从叠加电压运算部117输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*的波形例。图16(e)表示从叠加电压运算部117输出的qc轴叠加电压指令值V_qh*的波形例。图16(f)表示实施例2的在磁极的极性判别时流过永磁同步电机103的d轴电流i_d的波形和d轴电感的运算中所用的电流检测值的采样点的示例。

参考图15以及图16来说明实施例2的叠加电压运算部117和磁极极性判定部201的动作以及磁极的极性判别方法。另外，在图15以及图16的波形例中，设为是p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd以及d轴与dc轴的偏差量Δθ_c为零的状态。

叠加电压运算部117通过用交流波形产生器711以及713基于PWM信号控制器115输出的电流检测定时设定信号SAH来运算p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*，操作切换器712b以及714b的开关状态，由此控制p轴叠加交流电压指令V_p-ac*以及z轴叠加交流电压指令V_z-ac*。

在图15中，通过将图15(d)的切换器712b的开关指令SW1从在振幅指令中设定0的状态2切换成在振幅指令中设定p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp}的状态1，来在图15(f)的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*输出电压振幅为V_{p-ac_amp}的矩形波电压指令。在经过任意的时间后，将开关指令SW1从状态1切换成状态2，使图15(f)的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的输出为0。

另外，在本实施例中，通过使图15(e)的开关指令SW2始终为在振幅指令中设定0的状态2，来使图15(g)的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的输出为0。另外，在本实施例中，由于设为是p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd以及d轴与dc轴的偏差量Δθ_c为零的状态，因此p轴和dc轴一致，p轴叠加交流电压指令V_p-ac*以及z轴叠加交流电压指令V_z-ac*、和dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*成为相同波形。能通过叠加电压运算部117输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*而使图15(h)那样的脉动电流流过永磁同步电机。

磁极极性判定部201根据通过叠加电压运算部117输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*的电压施加而流过永磁同步电机103的d轴的脉动电流来估计运算d轴电感值，根据其运算结果来判别永磁同步电机103的磁极的极性，输出磁极极性修正相位θ_pn。

在图16中，如前述那样，通过图16(d)所示的dc轴叠加电压指令值V_dh*和图16(e)所示的qc轴叠加电压指令值V_qh*的电压施加，来在永磁同步电机103产生图16(f)所示那样的脉动电流。

磁极极性判定部201的电感运算部210根据电流检测部116中在给定的定时采样的dc轴电流检测值I_dc来运算d轴电感值。在图16(f)例示实施例2的磁极的极性判别所需的dc轴电流检测值I_dc的采样点。在本实施例中，例如将电流检测定时设定信号SAH设为三角波载波，用于运算d轴电感值的dc轴电流检测值I_dc的采样除了设为该三角波载波的峰、谷定时以外，还设为在峰谷的中间点也进行采样的检测定时。

首先，在第一电感运算部211中，根据图16(f)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc0+、I_dc1+来运算相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流的变化的第一电感值L_dc1+。第一电感值L_dc1+例如用以下的式(9)运算。

[数学式9]

接下来，在第二电感运算部212中，根据图16(f)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc2+、I_dc1+来运算相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流的变化的第二电感值L_dc2+。第二电感值L_dc2+例如用以下的式(10)运算。

[数学式10]

接下来，在第三电感运算部213中，根据图16(f)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc0-、I_dc1-来运算相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流的变化的第三电感值L_dc1-。第三电感值L_dc1-例如用以下的式(11)运算。

[数学式11]

接下来，在第四电感运算部214中，根据图16(f)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc1-、I_dc2-来运算相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流的变化的第四电感值L_dc2-。第四电感值L_dc2-例如用以下的式(12)运算。

[数学式12]

电感运算部210将第一到第四电感的运算结果即L_dc1+、L_dc2+、L_dc1-、L_dc2-输出到极性判别/反转处理部215，在极性判别/反转处理部215中与实施例1同样地，将相对于正的值的电流的变化和负的值的电流变化的电感的偏差量的绝对值进行大小比较，将电感的偏差量的绝对值大的侧判定为永磁同步电机103的N极方向(d轴方向)。

因此，在实施例2中，即使并不如实施例1那样将不同振幅的交流电压叠加在永磁同步电机来使振幅不同的脉动电流产生，也能通过使用图16说明的电流检测定时的dc轴电流检测值来运算第一到第四电感。其结果，与实施例1相比，磁极的极性判别时的脉动电流的产生时间减少，能谋求永磁同步电机的驱动装置的高效率化以及低噪声化。

另外，在本实施例中，使电流检测定时设定信号SAH为三角波载波，将用于运算d轴电感值的dc轴电流检测值I_dc的采样设为使该三角波载波的峰、谷、以及峰谷的中间为采样点那样的检测周期，但也可以将从三角波载波的峰谷定时经过任意的时间Δt_d1、Δt_d2的定时的dc轴电流检测值I_dc用在电感的运算中。

实施例3

在实施例3中，通过在实施例2的第一电感值和第三电感值中使用给定的d轴电感值，dc轴电流检测值I_dc的采样点变得难以受到电力变换器的开关浪涌的影响，能实现比实施例2更耐噪声的永磁同步电机的驱动装置。

图17是表征实施例3的磁极极性判定部的结构例的框图。实施例3能通过取代实施例2的磁极极性判定部201而使用磁极极性判定部201c来实现。

在图17中，磁极极性判定部201c具备电感运算部210c和极性判别/反转处理部215c，电感运算部210c具备：输出给定的d轴电感值L_d0的基准电感输出部216c；电流正侧的电感运算部212c；和电流负侧的电感运算部214c。

在磁极极性判定部201c中，在电流正侧的电感运算部212c中基于流过永磁同步电机103的脉动电流的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc的正的电流值、和使脉动电流产生的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*，来运算相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流的变化的电感值L_dc+，并输出到极性判别/反转处理部215c。

另外，在电流负侧的电感运算部214c中，基于流过永磁同步电机103的脉动电流的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc的负的电流值、和使脉动电流产生的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*，来运算相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流的变化的电感值L_dc-，并输出到极性判别/反转处理部215c。

进而，在基准电感输出部216c中，将给定的d轴电感值L_d0输出到极性判别/反转处理部215c。另外，给定的d轴电感值L_d0例如使用永磁同步电机的无负载时的d轴电感的设计值即可。

然后，在极性判别/反转处理部215c中，运算给定的d轴电感值L_d0与相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流变化的电感值L_dc+的偏差量ΔL_dc+、和给定的d轴电感值L_d0与相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流变化的电感值L_dc-的偏差量ΔL_dc-。在这之后，与实施例1以及2同样地运算偏差量ΔL_dc+和偏差量ΔL_dc-的绝对值，将电感的偏差量的绝对值大的侧判定为永磁同步电机103的N极方向(d轴方向)。极性判别/反转处理部215利用转子铁芯的磁饱和特性来判别永磁同步电机103的转子磁极的N极方向，其结果，在位置估计运算部204中估计出的转子磁极位置错开180度的情况下，为了使控制相位θ_dc反转，磁极极性修正相位θ_pn输出180度。在极性判别的结果是转子磁极的N极方向不与控制相位θ_dc错开的情况下，磁极极性修正相位θ_pn输出0度。

接下来说明实施例3的磁极极性判定的具体的动作。图18是例示实施例3的磁极极性判定部的输入信号和d轴电流的电流检测点的图表。另外，实施例3的叠加电压运算部117的动作由于与实施例2的叠加电压运算部117的动作相同，因此省略说明。

在图18中，图18(a)表示从交流电压分量施加部701b输出的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的波形例。图18(b)表示从交流电压分量施加部701b输出的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的波形例。图18(c)表示从叠加电压相位修正表格702输出的p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd的波形例。图18(d)表示从叠加电压运算部117输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*的波形例。图18(e)表示从叠加电压运算部117输出的qc轴叠加电压指令值V_qh*的波形例。图18(f)表示实施例2的在磁极的极性判别时流过永磁同步电机103的d轴电流i_d的波形和d轴电感的运算中所用的电流检测值的采样点的示例。

参考图18来说明实施例3的磁极极性判定部201c的磁极的极性判别方法。磁极极性判定部201c根据通过叠加电压运算部117输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*的电压施加而流过永磁同步电机103的d轴的脉动电流来估计运算d轴电感，根据其运算结果来判别永磁同步电机103的磁极的极性，输出磁极极性修正相位θ_pn。在图18中，如前述那样，通过图18(d)所示的dc轴叠加电压指令值V_dh*和图18(e)所示的qc轴叠加电压指令值V_qh*的电压施加而在永磁同步电机103产生图18(f)所示那样的脉动电流。

在磁极极性判定部201c的电感运算部210c中，根据电流检测部116中在给定的定时采样的dc轴电流检测值I_dc来运算d轴电感值。在图16(f)例示实施例3的磁极的极性判别所需的dc轴电流检测值I_dc的采样点。在本实施例中，例如，将电流检测定时设定信号SAH设为三角波载波，将用于运算d轴电感值的dc轴电流检测值I_dc的采样设为该三角波载波的峰、谷定时。

首先，在电流正侧的电感运算部212c中，根据图18(f)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc0+、I_dc+来运算相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流的变化的电感值L_dc+。电感值L_dc+例如用以下的式(13)运算。

[数学式13]

另外，为了运算式(13)的dc轴电流的变化量ΔI_dc+而使用图18(f)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc0+与I_dc+的偏差，但也可以仅以I_dc+的电流值代替dc轴电流的变化量ΔI_dc+而使用。后述的变化量ΔI_dc-也同样。

接下来在电流负侧的电感运算部214c中，根据图18(f)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc0-、I_dc-来运算相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流的变化的电感值L_dc-。电感值L_dc-例如用以下的式(14)运算。

[数学式14]

另外，为了运算式(14)的dc轴电流的变化量ΔI_dc-而使用图18(f)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc0-与I_dc-的偏差，但也可以仅以I_dc-的电流值来代替dc轴电流的变化量ΔI_dc-使用。

电感运算部210c将d轴电感的运算结果即L_dc+、L_dc-、以及成为基准的给定的d轴电感值L_d0输出到极性判别/反转处理部215c。

在极性判别/反转处理部215c中，运算相对于正的值的电流的变化的电感值L_dc+与给定的d轴电感值L_d0的偏差量ΔL_dc+。d轴电感值L_d0例如用以下的式(15)运算。

[数学式15]

ΔL_dc+＝L_dc+-L_d0…(15)

进而，运算相对于负的值的电流的变化的电感值L_dc-与给定的电感值L_d0的偏差量ΔL_dc-。偏差量ΔL_dc-例如用以下的式(16)运算。

[数学式16]

ΔL_dc-＝L_dc--L_d0…(16)

如此地，通过使用给定的d轴电感值L_d0而运算的电感值由于求取相对于正的电流值的变化和负的电流值的变化的2个电感值即可，因此将电流检测定时设定信号SAH设为三角波载波，dc轴电流检测值I_dc的采样点设为该三角波载波的峰、谷定时的检测周期即可。其结果，实施例2的三角波载波的峰和谷的定时以外的电流检测中所担心的电力变换器的开关浪涌的影响导致的电感运算精度的降低得以改善。

然后，极性判别/反转处理部215c分别运算相对于正的值的电流的变化的电感的偏差量ΔL_dc+的绝对值|ΔL_dc+|和相对于负的值的电流的变化的电感的偏差量ΔL_dc-的绝对值|ΔL_dc-|，比较绝对值|ΔL_dc+|与|ΔL_dc-|的大小关系，将电感的偏差量的绝对值大的侧判定为永磁同步电机103的N极方向(d轴方向)，磁极极性修正相位θ_pn输出与磁极判别结果相应的值。

图19是例示在具有相对于N极方向的电流增加而磁铁磁通方向的电感有极大点并单调减少的特性的永磁同步电机中实施例3的电感运算部所输出的电感值的图表。如图19所示那样，可知，在使用给定的d轴电感值L_d0的情况下，电是若比较电感的偏差量的绝对值|ΔL_dc+|与|ΔL_dc-|的大小关系，则N极方向的电感的偏差量的绝对值|ΔL_dc+|变大。

因此，在实施例3中，即使如实施例2那样并不使用三角波载波的峰、谷定时以外的电流检测值，也能通过将给定的d轴电感用作基准值，而仅用三角波载波的峰、谷定时的电流检测值来运算相对于正的值的电流的变化的电感的偏差量和相对于负的值的电流的变化的电感的偏差量。其结果，极性判别变得比实施例2更难受到噪声的影响。

实施例4

实施例1～3根据仅施加交流电压指令而流过的脉动电流来运算基于磁饱和特性的永磁同步电机的电感的变化量的绝对值，从而实施磁极的极性判别，与此相对，在实施例4中，通过根据施加包含交流电压分量和直流电压分量的叠加电压指令而流过的脉动电流来实施磁极的极性判别，能实现与实施例1～3相比伴随磁极的极性判别的脉动电流产生导致的噪声更少的永磁同步电机的驱动装置。

以下与图1的实施例1比较，来仅说明构成要素的相异部分。图20是表征实施例4的叠加电压运算部的结构例的框图。实施例4能通过取代实施例1的叠加电压运算部117而使用叠加电压运算部117d来实现。

在图20中，叠加电压运算部117d具备交流电压分量施加部701b、叠加电压相位修正表格702、dq坐标变换部703、pz坐标变换部704d、直流电压分量施加部705d和加法运算器806d以及807d。

pz坐标变换部704d将dq坐标变换部114输出的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc基于叠加电压相位修正表格702输出的p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd变换成p轴电流检测值I_p以及z轴电流检测值I_z，并输出到直流电压分量施加部705d。

直流电压分量施加部705d基于pz坐标变换部704d输出的p轴电流检测值I_p以及z轴电流检测值I_z来运算p轴叠加直流电压指令V_p-dc*以及z轴叠加直流电压指令V_z-dc*，并输出到加法运算器806d以及807d。

交流电压分量施加部701b基于PWM信号控制器115输出的电流检测定时设定信号SAH来运算p轴叠加交流电压指令V_p-ac*以及z轴叠加交流电压指令V_z-ac*，并输出到加法运算器806d以及807d。

加法运算器806d将p轴叠加直流电压指令V_p-dc*和p轴叠加交流电压指令V_p-ac*相加，并输出到dq坐标变换部703。加法运算器807d将z轴叠加直流电压指令V_z-dc*和z轴叠加交流电压指令V_z-ac*相加，并输出到dq坐标变换部703。

图21是表征实施例4的直流电压分量施加部的结构例的框图。如图21所示那样，直流电压分量施加部705d具备：电流控制器751d、753d；切换电流控制的目标电流指令值的切换器752d、754d；用于除去p轴电流检测值I_p以及z轴电流检测值I_z的高频波纹分量的移动平均运算器755d以及756d；和输出切换器752d以及754d的输出值与移动平均运算器755d以及756d的输出值的偏差的减法运算器808d以及809d。

在直流电压分量施加部705d中，将切换器752d输出的电流控制的p轴目标电流指令值I_p-dc*与移动平均运算器755d输出的p轴电流检测移动平均值I_p-ave的偏差作为输入，输出电流控制器751d进行电流控制的运算结果，作为p轴叠加直流电压指令V_p-dc*。另外，将切换器754d输出的电流控制的z轴目标电流指令值I_z-dc*与移动平均运算器756d输出的z轴电流检测移动平均值I_z-ave的偏差作为输入，输出电流控制器753d电流控制的运算结果，作为z轴叠加直流电压指令V_z-dc*。另外，在本实施例中，为了将p轴电流检测值I_p以及z轴电流检测值I_z的高频波纹分量除去而进行了移动平均运算，但也可以进行利用了一阶滞后滤波器、带通滤波器等的运算处理。

接下来说明实施例4的磁极极性判定的具体的动作。图22是例示实施例4的叠加电压运算部的SW动作与输出电压波形的关系的图表。图22(a)表示交流电压分量施加部701b的切换器712b的开关指令SW1的切换例。图22(b)表示交流电压分量施加部701b的切换器714b的开关指令SW2的切换例。图22(c)表示交流电压分量施加部701b输出的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的波形例。图22(d)表示交流电压分量施加部701b输出的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的波形例。图22(e)表示直流电压分量施加部705d的切换器752d的开关指令SW3的切换例。图22(f)表示直流电压分量施加部705d的切换器754d的开关指令SW4的切换例。图22(g)表示直流电压分量施加部705d输出的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*的波形例。图22(h)表示直流电压分量施加部705d输出的z轴叠加直流电压指令V_z-dc*的波形例。图22(i)表示实施例4的在磁极的极性判别时流过永磁同步电机103的d轴电流i_d的波形例。另外，在本实施例中，将从交流波形产生器711以及713输出的p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*设为矩形波，但也可以使用正弦波。

图23是例示实施例4的磁极极性判定部的输入信号和d轴电流的电流检测点的图表。图23(a)表示从交流电压分量施加部701b输出的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的波形例。图23(b)表示从交流电压分量施加部701b输出的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的波形例。图23(c)表示从直流电压分量施加部705d输出的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*的波形例。图23(d)表示从直流电压分量施加部705d输出的z轴叠加直流电压指令V_z-dc*的波形例。图23(e)表示从叠加电压相位修正表格702输出的p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd的波形例。图23(f)表示从叠加电压运算部117d输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*的波形例。图23(g)表示从叠加电压运算部117d输出的qc轴叠加电压指令值V_qh*的波形例。图23(h)表示实施例4的在磁极的极性判别时流过永磁同步电机103的d轴电流i_d的波形和d轴电感的运算中所用的电流检测值的采样点的示例。

参考图22以及图23来说明实施例4的叠加电压运算部117d和磁极极性判定部201的动作以及磁极的极性判别方法。另外，在图22以及图23的波形例中，设为是p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd以及d轴与dc轴的偏差量Δθ_c为零的状态。

叠加电压运算部117d通过在交流电压分量施加部701b中由交流波形产生器711以及713基于PWM信号控制器115输出的电流检测定时设定信号SAH运算p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*，并操作切换器712b以及714b的开关状态，来控制p轴叠加交流电压指令V_p-ac*以及z轴叠加交流电压指令V_z-ac*。

在图22中，通过将图22(a)的切换器712b的开关指令SW1从在振幅指令中设定0的状态2切换成在振幅指令中设定p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp}的状态1，来在图22(c)的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*输出电压振幅为V_{p-ac_amp}的矩形波电压指令。在经过任意的时间后，将开关指令SW1从状态1切换成状态2，使图22(c)的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的输出为0。

另外，在本实施例中，通过使图22(b)的切换器714b的开关指令SW2始终为在振幅指令中设定0的状态2，来使图22(d)的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的输出为0。另外，通过在直流电压分量施加部705d中操作切换器752d以及754d的开关状态，变更电流控制的p轴目标电流指令值I_p-dc*以及z轴目标电流指令值I_z-dc*的至少一方的输出，来控制从电流控制器751d以及753d输出的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*以及z轴叠加直流电压指令V_z-dc*。

在图22中，通过将图22(e)的切换器752d的开关指令SW3从在目标电流指令值中设定0的状态3切换成在目标电流指令中设定第一p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp1}的状态1，来在图22(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为I_{p-dc_amp1}的p轴电流控制的运算结果。在经过任意的时间后，将开关指令SW3从状态1切换成状态3，在图22(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为0的p轴电流控制的运算结果。

进而，通过将开关指令SW3从状态3切换成在目标电流指令中设定第一p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_ampl}的反转了正负号的值的状态2，来在图22(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为-1×I_{p-dc_ampl}的p轴电流控制的运算结果。在经过任意的时间后，将开关指令SW3从状态2切换成状态3，在图22(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为0的p轴电流控制的运算结果。

进而，通过将开关指令SW3从状态3切换成在目标电流指令中设定与第一p轴直流电流振幅指令不同的第二p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp2}的状态4，来在图22(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为I_{p-dc_amp2}的p轴电流控制的运算结果。在经过任意的时间后，将开关指令SW3从状态1切换成状态3，在图22(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为0的p轴电流控制的运算结果。

进而，通过将开关指令SW3从状态3切换成在目标电流指令中设定第二p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp2}的反转了正负号的值的状态5，来在图22(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为-1×I_{p-dc_amp2}的p轴电流控制的运算结果。在经过任意的时间后，将开关指令SW3从状态5切换成状态3，在图22(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为0的p轴电流控制的运算结果。

另外，在本实施例中，通过使图22(f)的切换器754b的开关指令SW4始终为在电流控制的目标电流指令中设定0的状态3，来在图22(h)的z轴叠加直流电压指令V_z-dc*输出将目标电流指令设为0的z轴电流控制的运算结果。将p轴叠加直流电压指令V_p-dc*以及z轴叠加直流电压指令V_z-dc*、和p轴叠加交流电压指令V_p-ac*以及z轴叠加交流电压指令V_z-ac*合成而得到的pz轴坐标系上的叠加电压指令在dq坐标变换部703中基于叠加电压相位修正表格702输出的p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd变换成dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*，并输出。

另外，在本实施例中，由于设为是p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd以及d轴与dc轴的偏差量Δθ_c为零的状态，因此p轴和dc轴一致。能通过叠加电压运算部117d输出的叠加电压指令值V_dh*、V_qh*而使图22(h)那样的脉动电流流过永磁同步电机。

磁极极性判定部201根据通过叠加电压运算部117d输出的叠加电压指令值V_dh*、V_qh*的电压施加而流过永磁同步电机103的d轴的脉动电流来估计运算d轴电感，根据其运算结果来判别永磁同步电机103的磁极的极性，输出与判别结果相应的磁极极性修正相位θ_pn。在图23中，如前述那样，通过图23(f)所示的叠加电压指令值V_dh*和图23(g)所示的qc轴叠加电压指令值V_qh*的电压施加而在永磁同步电机103产生包含图23(h)所示那样的直流分量和交流分量的d轴电流。

在磁极极性判定部201的电感运算部210中，根据电流检测部116中在给定的定时采样的dc轴电流检测值I_dc来运算d轴电感值。在图23(h)例示实施例4的磁极的极性判别所需的dc轴电流检测值I_dc的采样点。在本实施例中，例如将电流检测定时设定信号SAH设为三角波载波，将用于运算d轴电感值的dc轴电流检测值I_dc的采样设为该三角波载波的峰谷周期即可。

首先，在第一电感运算部211中，根据图23(h)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc11+、I_dc12+来运算相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流的变化的第一电感值L_dc1+。另外，电流值I_dc11+、I_dc12+可以使用运算多次交流电压施加中的电流检测值的平均值的结果。第一电感值L_dc1+例如用以下的式(17)运算。

[数学式17]

另外，为了运算式(17)的dc轴电流的变化量ΔI_dc1+而使用图23(h)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc11+与I_dc12+的偏差，也可以仅采样I_dc11+的电流值来代替dc轴电流的变化量ΔI_dc1+使用。后述的变化量ΔI_dc1-、ΔI_dc2+、ΔI_dc2-也同样。

接下来，在第三电感运算部213中，根据图23(h)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc11-、I_dc12-来运算相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流的变化的第三电感值L_dc1-。另外，电流值I_dc11-、I_dc12-可以使用运算多次交流电压施加的电流检测值的平均值的结果。第三电感值L_dc1-例如用以下的式(18)运算。

[数学式18]

另外，为了运算式(18)的dc轴电流的变化量ΔI_dc1-而使用图23(h)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc11-与I_dc12-的偏差，但也可以仅采样I_dc11-的电流值，来代替dc轴电流的变化量ΔI_dc1+使用。

接下来，在第二电感运算部212中，根据图23(h)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc21+、I_dc22+来运算相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流的变化的第二电感值L_dc2+。另外，电流值I_dc21+、I_dc22+可以使用运算多次交流电压施加中的电流检测值的平均值的结果。第二电感值L_dc2+例如用以下的式(19)运算。

[数学式19]

另外，为了运算式(19)的dc轴电流的变化量ΔI_dc2+而使用图23(h)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc21+与I_dc22+的偏差，但也可以仅采样I_dc21+的电流值，来取代dc轴电流的变化量ΔI_dc2+使用。

接下来，在第四电感运算部214中，根据图23(h)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc21-、I_dc22-来运算相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流的变化的第四电感值L_dc2-。另外，电流值I_dc21-、I_dc22-可以使用运算多次交流电压施加中的电流检测值的平均值的结果。第四电感值L_dc2-例如用以下的式(20)运算。

[数学式20]

另外，为了运算式(20)的dc轴电流的变化量ΔI_dc2-而使用图23(h)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc21-与I_dc22-的偏差，但也可以仅采样I_dc21-的电流值，来取代dc轴电流的变化量ΔI_dc2-使用。

如此地，实施例4的电感运算部210将第一到第四电感的运算结果即L_dc1+、L_dc2+、L_dc1-、L_dc2-输出到极性判别/反转处理部215，在极性判别/反转处理部215中与实施例1同样地将相对于正的值的电流的变化和负的值的电流变化的电感的偏差量的绝对值进行大小比较，将电感的偏差量的绝对值大的侧判定为永磁同步电机103的N极方向(d轴方向)。

因此，实施例1～3通过将振幅大的交流电压叠加在永磁同步电机来使脉动幅度大的d轴电流产生，来实现磁极的极性判别，与此相对，在实施例4中，通过在d轴电流中流过直流电流的状态下使振幅小的交流电流产生，能运算永磁同步电机的电感值。其结果，与实施例1～3相比，在磁极的极性判别时流过的d轴电流中交流电流分量减少，能谋求永磁同步电机的驱动装置的低噪声化。

实施例5

在实施例5中，通过对实施例4中的第一电感值和第三电感值使用根据在直流电流指令被电流控制成0的状态下施加交流电压分量而流过的d轴的脉动电流求得的基准电感值，与实施例4相比更为缩短在磁极的极性判别时叠加的高频电压的施加时间，其结果，磁极的极性判别时的d轴的脉动电流减低，能实现更高效率、噪声更少的永磁同步电机的驱动装置。

以下与前述的实施例4比较，仅说明构成要素的相异部分。图24是表征实施例5的叠加电压运算部的结构例的框图。另外，图25是表征实施例5的磁极极性判定部的结构例的框图。实施例5通过取代实施例1的叠加电压运算部117而使用叠加电压运算部117e，进而取代实施例1的磁极极性判定部201而使用磁极极性判定部201e来实现。

在图24中，叠加电压运算部117e具备交流电压分量施加部701b、叠加电压相位修正表格702、dq坐标变换部703、pz坐标变换部704d、直流电压分量施加部705e和加法运算器806d以及807d。

直流电压分量施加部705e基于pz坐标变换部704d输出的p轴电流检测值I_p以及z轴电流检测值I_z来运算p轴叠加直流电压指令V_p-dc*以及z轴叠加直流电压指令V_z-dc*，并输出到加法运算器806d、807d。

另外，叠加电压运算部117e除了直流电压分量施加部705e以外的结构，都与实施例4的叠加电压运算部117d相同。

在图25中，磁极极性判定部201e具备电感运算部210e和极性判别/反转处理部215e，电感运算部210e具备基准电感运算部217e、电流正侧的电感运算部212e和电流负侧的电感运算部214e。

在磁极极性判定部201e中，在电流正侧的电感运算部212e中，基于流过永磁同步电机103的脉动电流的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc的正的电流值、和使脉动电流产生的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*，来运算相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流的变化的电感值L_dc+，并输出到极性判别/反转处理部215e。

另外，在电流负侧的电感运算部214e中，基于流过永磁同步电机103的脉动电流的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc的负的电流值、和使脉动电流产生的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*，来运算相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流的变化的电感值L_dc-，并输出到极性判别/反转处理部215e。

进而，在基准电感运算部217e中，基于流过永磁同步电机103的脉动电流的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc、和使脉动电流产生的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*，来运算dc-qc轴坐标系上的基准电感值L_dc0，并输出到极性判别/反转处理部215e。另外，成为基准的电感值L_dc0例如使用根据将d轴电流的直流电流分量设为0而使交流电流分量流过永磁同步电机时的电流变化运算出的d轴电感值即可。

然后，在极性判别/反转处理部215e中运算基准电感值L_dc0与相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流变化的电感值L_dc+的偏差量ΔL_dc+、和基准电感值L_dc0与相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流变化的电感值L_dc-的偏差量ΔL_dc-。在这之后，与实施例1～4同样地运算偏差量ΔL_dc+和偏差量ΔL_dc-的绝对值，将电感的偏差量的绝对值大的侧判定为永磁同步电机103的N极方向(d轴方向)，磁极极性修正相位θ_pn输出与磁极判别结果相应的值。

图26是表征实施例5的直流电压分量施加部的结构例的框图。如图26所示那样，直流电压分量施加部705e具备：电流控制器751d以及753d；切换电流控制的目标电流指令值的切换器752e以及754e；用于将p轴电流检测值I_p以及z轴电流检测值I_z的高频波纹分量除去的移动平均运算器755d以及756d；和输出切换器752e以及754e的输出值与移动平均运算器755d以及756d的输出值的偏差的减法运算器808d以及809d。

另外，直流电压分量施加部705e除了切换器752e以及754e以外的结构以外，都与实施例4的直流电压分量施加部705d相同。

在直流电压分量施加部705e中，将切换器752e输出的电流控制的p轴目标电流指令值I_p-dc*与移动平均运算器755d输出的p轴电流检测移动平均值I_p-ave的偏差作为输入，输出电流控制器751d进行电流控制的运算结果，作为p轴叠加直流电压指令V_p-dc*。另外，将切换器754e输出的电流控制的z轴目标电流指令值I_z-dc*与移动平均运算器756d输出的z轴电流检测移动平均值I_z-ave的偏差作为输入，输出电流控制器753d电流控制的运算结果，作为z轴叠加直流电压指令V_z-dc*。另外，在本实施例中，为了将p轴电流检测值I_p以及z轴电流检测值I_z的高频波纹分量除去而进行移动平均运算，但也可以进行利用了一阶滞后滤波器、带通滤波器等的运算处理。

接下来说明实施例5的磁极极性判定的具体的动作。图27是例示实施例5的叠加电压运算部的SW动作与输出电压波形的关系的图表。在图27中，图27(a)表示交流电压分量施加部701b的切换器712b的开关指令SW1的切换例。图27(b)表示交流电压分量施加部701b的切换器714b的开关指令SW2的切换例。图27(c)表示交流电压分量施加部701b输出的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的波形例。图27(d)表示交流电压分量施加部701b输出的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的波形例。图27(e)表示直流电压分量施加部705e的切换器752e的开关指令SW3的切换例。图27(f)表示直流电压分量施加部705e的切换器754e的开关指令SW4的切换例。图27(g)表示直流电压分量施加部705e输出的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*的波形例。图27(h)表示直流电压分量施加部705d输出的z轴叠加直流电压指令V_z-dc*的波形例。图27(i)表示实施例5的在磁极的极性判别时流过永磁同步电机103的d轴电流i_d的波形例。另外，在本实施例中，将从交流波形产生器711以及713输出的p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*设为矩形波，但也可以使用正弦波。

图28是例示实施例5的磁极极性判定部的输入信号和d轴电流的电流检测点的图表。在图28中，图28(a)表示从交流电压分量施加部701b输出的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的波形例。图28(b)表示从交流电压分量施加部701b输出的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的波形例。图28(c)表示从直流电压分量施加部705e输出的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*的波形例。图28(d)表示从直流电压分量施加部705e输出的z轴叠加直流电压指令V_z-dc*的波形例。图28(e)表示从叠加电压相位修正表格702输出的p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd的波形例。图28(f)表示从叠加电压运算部117e输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*的波形例。图28(g)表示从叠加电压运算部117e输出的qc轴叠加电压指令值V_qh*的波形例。图28(h)表示实施例5的在磁极的极性判别时流过永磁同步电机103的d轴电流i_d的波形和d轴电感的运算中所用的电流检测值的采样点的示例。

参考图27以及图28来说明叠加电压运算部117e和磁极极性判定部201e的动作以及磁极的极性判别方法。另外，在图27以及图28的波形例中，设为是p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd以及d轴与dc轴的偏差量Δθ_c为零的状态。

叠加电压运算部117e在交流电压分量施加部701b中，由交流波形产生器711以及713基于PWM信号控制器115输出的电流检测定时设定信号SAH来运算p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*，并操作切换器712b以及714b的开关状态，由此控制p轴叠加交流电压指令V_p-ac*以及z轴叠加交流电压指令V_z-ac*。

在图27中，通过将图27(a)的切换器712b的开关指令SW1从在振幅指令中设定0的状态2切换成在振幅指令中设定p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp}的状态1，来在图27(c)的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*输出电压振幅为V_{p-ac_amp}的矩形波电压指令。在经过任意的时间后，将开关指令SW1从状态1切换成状态2，使图27(c)的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的输出为0。在实施例5中，为了运算基准电感值L_dc0、相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流变化的电感值L_dc+和相当于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流变化的电感值L_dc-，开关指令SW1进行p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp}的切换。

另外，在本实施例中，通过使图27(b)的切换器714b的开关指令SW2始终为在振幅指令中设定0的状态2，来使图27(d)的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的输出为0。另外，通过在直流电压分量施加部705e中操作切换器752e以及754e的开关状态，变更电流控制的p轴目标电流指令值I_p-dc*以及z轴目标电流指令值I_z-dc*的至少一方的输出，来控制从电流控制器751d以及753d输出的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*以及z轴叠加直流电压指令V_z-dc*。

在图27中，图27(e)的切换器752e的开关指令SW3首先设为在目标电流指令值中设定0的状态3，以在图27(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为0的p轴电流控制的运算结果的状态，将开关指令SW1从状态2向状态1进行切换，在dc轴叠加电压指令值V_dh*仅输出交流电压分量。在经过任意的时间后，通过将开关指令SW3从状态3切换成在目标电流指令中设定p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp}的状态1，来在图27(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为I_{p-dc_amp}的p轴电流控制的运算结果。在经过任意的时间后，将开关指令SW3从状态1切换成状态3，在图27(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为0的p轴电流控制的运算结果。

进而，通过将开关指令SW3从状态3切换成在目标电流指令中设定p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp}的反转了正负号的值的状态2，来在图27(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为-1×I_{p-dc_amp}的p轴电流控制的运算结果。在经过任意的时间后，将开关指令SW3从状态2切换成状态3，在图27(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为0的p轴电流控制的运算结果。

另外，在本实施例中，通过使图27(f)的切换器754e的开关指令SW4始终为在电流控制的目标电流指令中设定0的状态3，来在图27(h)的z轴叠加直流电压指令V_z-dc*输出将目标电流指令设为0的z轴电流控制的运算结果。将p轴叠加直流电压指令V_p-dc*以及z轴叠加直流电压指令V_z-dc*、和p轴叠加交流电压指令V_p-ac*以及z轴叠加交流电压指令V_z-ac*合成得到的pz轴坐标系上的叠加电压指令在dq坐标变换部703中基于叠加电压相位修正表格702输出的p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd变换成dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*，并输出。

另外，在本实施例中，由于设为是p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd以及d轴与dc轴的偏差量Δθ_c为零的状态，因此p轴和dc轴一致。能通过叠加电压运算部117e输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*而使图27(h)那样的d轴电流流过永磁同步电机。

磁极极性判定部201e根据通过叠加电压运算部117e输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*的电压施加而流过永磁同步电机103的d轴的脉动电流来估计运算d轴电感值，根据其运算结果来判别永磁同步电机103的磁极的极性，输出与判别结果相应的磁极极性修正相位θ_pn。在图28中，如前述那样，由于图28(f)所示的dc轴叠加电压指令值V_dh*和图28(g)所示的qc轴叠加电压指令值V_qh*的电压施加，而在永磁同步电机103中存在产生图28(h)所示那样的仅包含交流分量的d轴电流的期间、和产生包含直流分量和交流分量的d轴电流的期间。

在磁极极性判定部201e的电感运算部210e中，根据在电流检测部116中在给定的定时采样的dc轴电流检测值I_dc来运算d轴电感值。在图28(h)中例示实施例5的磁极的极性判别所需的dc轴电流检测值I_dc的采样点。在本实施例中，例如将电流检测定时设定信号SAH设为三角波载波，将用于运算d轴电感值的dc轴电流检测值I_dc的采样设为该三角波载波的峰谷周期即可。

首先，在基准电感运算部217e中，根据图28(h)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc0+、I_dc0-来运算相对于dc-qc轴坐标系上的dc电流的直流分量为0附加的电流变化的基准电感值L_dc0。另外，电流值I_dc0+、I_dc0-可以使用运算多次交流电压施加的电流检测值的平均值的结果。基准电感值L_dc0例如用以下的式(21)运算。

[数学式21]

另外，为了运算基准电感值L_dc0而在式(20)中使用图28(h)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc0+与I_dc0-的偏差来求取动态电感(过渡电感)，但也可以仅使用I_dc0+或I_dc0-任一者的电流值来求取静态电感，设为基准电感值L_dc0。其中，在将基准电感值L_dc0设为静态电感的情况下，相对于正的值的电流的变化的电感值L_dc+和相对于负的值的电流的变化的电感值L_dc-也需要运算静态电感。

接下来，在电流正侧的电感运算部212e中，根据图28(h)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc1+、I_dc2+来运算相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流的变化的电感值L_dc+。另外，电流值I_dc1+、I_dc2+可以使用运算多次交流电压施加的电流检测值的平均值的结果。电感值L_dc+例如用以下的式(22)运算。

[数学式22]

另外，为了运算相对于dc-qc轴坐标系上的正的值的电流的变化的电感值L_dc+而在式(22)中使用图28(h)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc1+与I_dc2+的偏差求取动态电感(过渡电感)，但也可以仅使用I_dc1+或I_dc2+任一者的电流值来求取静态电感，设为相对于正的值的电流的变化的电感值L_dc+。其中，在将相对于正的值的电流的变化的电感值L_dc+设为静态电感的情况下，基准电感值L_dc0和相对于负的值的电流的变化的电感值L_dc-也需要运算静态电感。

接下来，在电流负侧的电感运算部214e中，根据图28(h)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc1-、I_dc2-来运算相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流的变化的电感值L_dc-。另外，电流值I_dc1-、I_dc2-可以使用运算多次交流电压施加的电流检测值的平均值的结果。电感值L_dc-例如用以下的式(23)运算。

[数学式23]

另外，为了运算相对于dc-qc轴坐标系上的负的值的电流的变化的电感值L_dc-而在式(22)中使用图28(h)所示的dc轴电流检测值I_dc的采样点的电流值I_dc1-与I_dc2-的偏差来求取动态电感(过渡电感)，但也可以仅使用I_dc1-或I_dc2-任一者的电流值来求取静态电感，设为相对于负的值的电流的变化的电感值L_dc+。其中，在将相对于负的值的电流的变化的电感值L_dc-设为静态电感的情况下，基准电感值L_dc0和相对于正的值的电流的变化的电感值L_dc+也需要运算静态电感。

以上，电感运算部210e将d轴电感的运算结果即L_dc+、L_dc-以及基准电感值L_dc0输出到极性判别/反转处理部215e。

在极性判别/反转处理部215e中，运算相对于正的值的电流的变化的电感值L_dc+与基准电感值L_dc0的偏差量ΔL_dc+。偏差量ΔL_dc+例如用以下的式(24)运算。

[数学式24]

ΔL_dc+＝L_dc+-L_dc0…(24)

进而，运算相对于负的值的电流的变化的电感值L_dc-与基准电感值L_dc0的偏差量ΔL_dc-。偏差量ΔL_dc-例如用以下的式(25)运算。

[数学式25]

ΔL_dc-＝L_dc--L_dc0…(25)

然后，极性判别/反转处理部215e分别运算相对于正的值的电流的变化的电感的偏差量ΔL_dc+和相对于负的值的电流的变化的电感的偏差量ΔL_dc-的绝对值|ΔL_dc+|、|ΔL_dc-|，比较绝对值|ΔL_dc+|与|ΔL_dc-|的大小关系，将电感的偏差量的绝对值大的侧判定为永磁同步电机103的N极方向(d轴方向)，磁极极性修正相位θ_pn输出与磁极判别结果相应的值。

如此地，在实施例5中，只要运算基准电感值L_dc0、相对于正的值的电流的变化的电感值L_dc+和相对于负的值的电流的变化的电感值L_dc-这3者就能进行磁极的极性判别，因此与实施例4相比，磁极的极性判别时的脉动电流的产生时间更加减少，能谋求永磁同步电机的驱动装置的高效率化以及低噪声化。

另外，实施例5中，通过在成为对象的永磁同步电机中保持最初的极性判别时的基准电感值L_dc0的运算结果，在这以后的相同永磁同步电机的极性判别中，变得不需要用于运算基准电感值L_dc0的高频电压的施加期间，因此能谋求进一步的永磁同步电机的驱动装置的高效率化以及低噪声化。

或者，在实施例5中，还能取代电感运算部210e而使用电感运算部210c来实现。在该情况下，由于变得不需要用于鉴定前述的基准电感值L_dc0的高频电压的施加期间，因此与前述同样，能谋求进一步的永磁同步电机的驱动装置的高效率化以及低噪声化。

图29是例示在实施例5中在基准电感中利用基准电感的以前的鉴定值或电动机设计值的情况下的磁极极性判定部的输入信号和d轴电流的电流检测点的图表。如图29所示那样，变得不需要用于运算基准电感值Ldc₀的高频电压的施加期间。

实施例6

实施例1～3基于预先设定的振幅指令值来控制磁极的极性判别时叠加的交流电压分量的振幅，与此相对，在实施例6中，通过调整叠加的交流电压分量的振幅指令值，以使在磁极的极性判别中，相对于正的值的电流的变化的电感的变化量的绝对值和相对于负的值的电流的变化的电感的变化量的绝对值的任意一方成为给定的值以上，由此与实施例1～3相比，能实现在磁极的极性判别中难以受到基于磁饱和的d轴电感的非线性特性、噪声等的影响的永磁同步电机的驱动装置。

图30是表征实施例6的永磁同步电机驱动系统的结构例的框图。仅说明与图1所示的实施例1比较而结构相异的部分。

在图30中，实施例6的永磁同步电机驱动系统能通过取代图1的实施例1的位置/速度估计运算部112和叠加电压运算部117而使用位置/速度估计运算部112f和叠加电压运算部117f来实现。

图31是表征实施例6的位置/速度估计运算部的结构例的框图。如图31所示那样，位置/速度估计运算部112f具备磁极极性判定部201f、轴误差估计运算部202、速度估计运算部203和位置估计运算部204。

位置/速度估计运算部112f基于矢量控制部111输出的dc轴电压指令值V_dc*以及qc轴电压指令值V_qc*、叠加电压运算部117f输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*、和dq坐标变换部114输出的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc，来运算永磁同步电机103的驱动频率估计值ω_r∧和控制相位θ_dc、和振幅指令判定量ΔP_amp，并输出。另外，位置/速度估计运算部112f除了磁极极性判定部201f以外的结构，都与实施例1的位置/速度估计运算部112相同。

图32是表征实施例6的磁极极性判定部的结构例的框图。如图32所示那样，磁极极性判定部201f具备电感运算部210、极性判别/反转处理部215和磁极极性判定量运算器218f，电感运算部210具备第一电感运算部211、第二电感运算部212、第三电感运算部213和第四电感运算部214。

磁极极性判定部201f基于叠加电压运算部117f输出的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*、和dq坐标变换部114输出的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc，来运算磁极极性修正相位θ_pn和振幅指令判定量ΔP_amp，并输出。另外，磁极极性判定部201f除了磁极极性判定量运算器218f以外的结构，都与实施例1的磁极极性判定部201相同。另外，磁极极性判定部201f可以取代电感运算部210而使用实施例3中说明那样的电感运算部210c。

图33是表征实施例6的磁极极性判定量运算器的结构例的框图。如图33所示那样，磁极极性判定量运算器218f具备减法运算器810f以及811f、绝对值运算部281f以及282f、比较器283f和切换器284f。

减法运算器810f运算电感运算部210输出的第一电感值L_dc1+与第二电感值L_dc2+的偏差量ΔL_dc+，并输出到绝对值运算部281f。

减法运算器811f运算电感运算部210输出的第三电感值L_dc1-与第四电感值L_dc2-的偏差量ΔL_dc-，并输出到绝对值运算部282f。

绝对值运算部281f以及282f运算减法运算器810f以及811f输出的电感的偏差量ΔL_dc+以及ΔL_dc-的绝对值，并输出。

比较器283f将绝对值运算部281f输出的相对于正的值的电流的变化的电感的偏差量的绝对值|ΔL_dc+|和绝对值运算部282f输出的相对于负的值的电流的变化的电感的偏差量的绝对值|ΔL_dc-|进行比较，在大小比较结果输出信号Sig-C是绝对值|ΔL_dc+|大的情况下输出1，在绝对值|ΔL_dc-|大的情况下输出0。

切换器284f基于比较器283f输出的大小比较结果输出信号Sig-C，来将相对于正的值的电流的变化的电感的偏差量的绝对值|ΔL_dc+|和相对于负的值的电流的变化的电感的偏差量的绝对值|ΔL_dc-|的大的一方作为振幅指令判定量ΔP_amp输出。

图34是表征实施例6的叠加电压运算部的结构例的框图。如图34所示那样，叠加电压运算部117f具备交流电压分量施加部701f、叠加电压相位修正表格702和dq坐标变换部703。叠加电压运算部117f基于dq坐标变换部114输出的dc轴电流检测值I_dc以及qc轴电流检测值I_qc、PWM信号控制器115输出的电流检测定时设定信号SAH、位置/速度估计运算部112f输出的振幅指令判定量ΔP_amp，来运算用于使永磁同步电机103产生高频电流(脉动电流)的dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*，并输出。另外，叠加电压运算部117f除了交流电压分量施加部701f以外结构，都与实施例1的叠加电压运算部117相同。

图35是表征实施例6的交流电压分量施加部的结构例的框图。如图35所示那样，交流电压分量施加部701f具备：交流波形产生器711以及713；切换与交流电压波形相乘的振幅指令的切换器712以及714；将交流波形产生器711以及713的输出值和切换器712以及714的输出值分别相乘并输出的乘法运算器804、805；和振幅指令调整器715f、716f。

在交流电压分量施加部701f中，交流波形产生器711以及713基于电流检测定时设定信号SAH来输出用于使永磁同步电机103产生脉动电流的p轴交流电压波形S_p-ac*以及S_z-ac*。另外，切换器712以及714是切换与在pz轴坐标系上叠加的p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*相乘的振幅指令值的切换器。进而，振幅指令调整器715f基于磁极极性判定量运算器218f输出的振幅指令判定量ΔP_amp来调整输入到切换器712的第一p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp1}和第二p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp2}的值。

振幅指令调整器716f基于磁极极性判定量运算器218f输出的振幅指令判定量ΔP_amp来调整输入到切换器714的第一z轴交流电压振幅指令V_{z-ac_amp1}和第二z轴交流电压振幅指令V_{z-ac_amp2}的值。并且，在乘法运算器804、805中，将交流波形产生器711以及713输出的p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*、和切换器712以及714输出的p轴交流电压分量振幅指令K_{p-ac_amp*}以及z轴交流电压分量振幅指令K_{z-ac_amp*}分别相乘，并输出p轴叠加交流电压指令V_p-ac*以及z轴叠加交流电压指令V_z-ac*。

接下来说明实施例6的磁极极性判定的具体的动作。图36是例示实施例6的叠加电压运算部的SW动作、输出电压波形以及磁极极性判定量运算器218f输出的振幅指令判定量ΔP_amp的关系的图表。在图36中，图36(a)表示交流电压分量施加部701f的切换器712的开关指令SW1的切换例。图36(b)表示交流电压分量施加部701f的切换器714的开关指令SW2的切换例。图36(c)表示交流电压分量施加部701f的振幅指令调整器715f输出的第一p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp1}的波形例。图36(d)表示交流电压分量施加部701f的振幅指令调整器715f输出的第二p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp2}的波形例。图36(e)表示作为乘法运算器804的运算结果的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的波形例。图36(f)表示作为乘法运算器805的运算结果的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的波形例。图36(g)表示实施例6的在磁极的极性判别时流过永磁同步电机103的d轴电流i_d的波形例。图36(h)表示磁极极性判定量运算器218f的切换器284f输出的振幅指令判定量ΔP_amp的波形例。另外，在本实施例中，将从交流波形产生器711以及713输出的p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*设为矩形波，但也可以使用正弦波。

图37是例示在具有相对于d轴方向的电流增加而磁铁磁通方向的电感有极大点并单调减少的特性的永磁同步电机中实施例6的电感运算部所输出的电感值的图表。如图37的(a)～(d)所示那样，可知，对应于叠加的电压指令而产生的d轴的脉动电流的大小发生变化，其结果，运算出的电感值L_dc1+、L_dc2+、L_dc1-、L_dc2-以及振幅指令判定量ΔP_amp的大小发生变化。

参考图36以及图37来说明实施例6的磁极的极性判别中的叠加电压指令振幅调整的动作。叠加电压运算部117f在交流电压分量施加部701f中，由交流波形产生器711以及713基于PWM信号控制器115输出的电流检测定时设定信号SAH来运算p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴交流电压波形S_z-ac*，并输出到切换器712以及714。另外，振幅指令调整器715f以及716f基于磁极极性判定量运算器218f的切换器284f输出的振幅指令判定量ΔP_amp来运算第一p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp1}、第二p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp2}、第一z轴交流电压振幅指令V_{z-ac_amp1}和第二z轴交流电压振幅指令V_{z-ac_amp2}，并输出到切换器712b以及714b。进而，通过操作切换器712以及714的开关状态来控制p轴叠加交流电压指令V_p-ac*以及z轴叠加交流电压指令V_z-ac*。

在图36中，在图36(a)的以“t1”示出的第一次极性判别中，通过将切换器712的开关指令SW1从在振幅指令中设定0的状态2切换成在振幅指令中设定第一p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_ampl}的状态1，来在图36(e)的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*输出电压振幅为V_{p-ac_amp1}的矩形波电压指令。在经过任意的时间后，将开关指令SW1从状态1切换成状态2，使图36(e)的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的输出一度为0。进而，通过将开关指令SW1从状态2切换成在振幅指令中设定与第一p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp1}不同的第二p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp2}的状态3，来在图36(e)的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*输出电压振幅为V_{p-ac_amp2}的矩形波电压指令。然后，在经过任意的时间后，将开关指令SW1从状态3切换成状态2，使图36(e)的p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的输出为0。

另外，在本实施例中，通过使图36(b)的开关指令SW2始终为在振幅指令中设定0的状态2，来使图36(f)的z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的输出为0。另外，在本实施例中，设为是p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd以及d轴与dc轴的偏差量Δθ_c为零的状态，并且设为p轴、dc轴和d轴全都一致。

在图36(h)的以“t2”示出的第二次极性判别中，使用由振幅指令调整器715f调整过的第一p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp1}和第二p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp2}，以与前述的第一次同样的过程实施磁极的极性判别。

图37(a)例示第二次极性判别结束时的运算结果即电感值L_dc1+、L_dc2+、L_dc1-、L_dc2-以及振幅指令判定量ΔP_amp。在该第二次磁极的极性判别运算的结果是振幅指令判定量ΔP_amp未达到目标值的情况下，振幅指令调整器715f基于振幅指令判定量ΔP_amp来调整第一p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp1}和第二p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp2}。另外，振幅指令判定量ΔP_amp的目标值例如设为即使电流传感器等受到噪声的影响也能正确进行磁极的极性判别的程度的电感偏差量的观测值即可，对应于包含电流传感器的相电流检测部121的灵敏度、永磁同步电机103的特性等来确定。

另外，图37(b)例示第三次极性判别结束时的运算结果即电感值L_dc1+、L_dc2+、L_dc1-、L_dc2-以及振幅指令判定量ΔP_amp。图37(c)例示第四次极性判别结束时的运算结果，图37(d)例示第五次极性判别结束时的运算结果。

在图37所示那样的d轴电感值Ld相对于d轴电流i_d而在正的方向上有极大点的永磁同步电机的情况下，由于捕捉到该极大点的电感值而振幅指令判定量ΔP_amp增加。这时，若振幅指令判定量ΔP_amp的所期望的目标值是图36(h)的以(1)示出的“第一目标值”，则输出与极性判别的结果相应的磁极极性修正相位θ_pn的值，结束极性判别。另外，通过保持这时的第一p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp1}以及第二p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp2}的设定值，在下一次以后的磁极的极性判别中不再需要调整叠加电压指令的振幅。

另一方面，在振幅指令判定量ΔP_amp的所期望的目标值是图36(h)的以(2)示出的“第二目标值”的情况下，振幅指令调整器715f基于振幅指令判定量ΔP_amp来调整第一p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp1}和第二p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp2}。如此地，在实施例6中，如图36(h)的以“t3”、“t4”、…示出的第三次极性判别、第四次极性判别、…那样，通过重复该处理，能将磁极的极性判别时对永磁同步电机施加的叠加电压指令调整成与所期望的S/N比相应的电压振幅。

另外，在本实施例中，以d轴电感值Ld相对于d轴电流i_d在正的方向上有极大点的永磁同步电机为例进行了说明，但即使是d轴电感值Ld相对于d轴电流i_d单调减少的永磁同步电机，也能同样适用。

因此，在实施例6中，即使是电感的磁饱和特性未知的永磁同步电机，也能通过设定与所期望的S/N比相应的振幅指令判定量ΔP_amp的目标值来调整叠加电压指令的振幅，来以与成为对象的永磁同步的d轴电感的磁饱和特性、电流传感器等的噪声环境相应的所需最小限的电流实现极性判别，能谋求永磁同步电机的驱动装置的高效率化以及低噪声化。

以上说明了实施例6。在说明上，主要以实施例1的结构为例进行了说明，但在实施例2以及3中也能同样适用。

实施例7

实施例4以及5中，在磁极的极性判别时叠加的直流电压分量使用基于预先设定的目标电流指令值而电流控制的叠加直流电压指令的运算结果，与此相对，在实施例7中，通过调整输出叠加直流电压指令的电流控制的目标电流指令值，以在使磁极的极性判别中，相对于正的值的电流的变化的电感的变化量的绝对值和相对于负的值的电流的变化的电感的变化量的绝对值的任意一方成为给定的值以上，与实施例4以及5相比，能实现在磁极的极性判别中难以受到基于磁饱和的d轴电感的非线性特性、噪声等的影响的永磁同步电机的驱动装置。

以下仅说明与图30的实施例6比较而构成要素的相异部分。图38是表征实施例7的叠加电压运算部的结构例的框图。实施例7能通过取代实施例6的叠加电压运算部117f而使用叠加电压运算部117g来实现。

在图38中，叠加电压运算部117g具备交流电压分量施加部701b、叠加电压相位修正表格702、dq坐标变换部703、pz坐标变换部704d、直流电压分量施加部705g和加法运算器806d以及807d。

直流电压分量施加部705g基于pz坐标变换部704d输出的p轴电流检测值I_p以及z轴电流检测值I_z、和位置/速度估计运算部112f输出的振幅指令判定量ΔP_amp来运算p轴叠加直流电压指令V_p-dc*以及z轴叠加直流电压指令V_z-dc*，并输出到加法运算器806d以及807d。

另外，叠加电压运算部117g除了直流电压分量施加部705g以外的结构，都与实施例4的叠加电压运算部117d相同。

另外，在实施例7中，在磁极极性判定部201f中，电感运算部210与实施例4相同，这以外的结构与实施例6相同。

图39是表征实施例7的直流电压分量施加部的结构例的框图。如图39所示那样，直流电压分量施加部705g具备：电流控制器751d以及753d；切换电流控制的目标电流指令值的切换器752d以及754d；用于将p轴电流检测值I_p以及z轴电流检测值I_z的高频波纹分量除去的移动平均运算器755d以及756d；输出切换器752d以及754d的输出值与移动平均运算器755d以及756d的输出值的偏差的减法运算器808d以及809d；和调整电流控制的目标电流指令值的振幅指令调整器757g以及758g。

在直流电压分量施加部705中，振幅指令调整器757g基于磁极极性判定量运算器218f输出的振幅指令判定量ΔP_amp来调整输入到切换器752d的第一p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp1}和第二p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp2}的值。振幅指令调整器758f基于磁极极性判定量运算器218f输出的振幅指令判定量ΔP_amp来调整输入到切换器754d的第一z轴直流电流振幅指令I_{z-dc_amp1}和第二z轴直流电流振幅指令I_{z-dc_amp2}的值。

减法运算器808d将切换器752d输出的电流控制的p轴目标电流指令值I_p-dc*与移动平均运算器755d输出的p轴电流检测移动平均值I_p-ave的偏差作为输入，输出电流控制器751d电流控制的运算结果，作为p轴叠加交流电压指令V_p-ac*。另外，减法运算器808d将切换器754d输出的电流控制的z轴目标电流指令值I_z-dc*与移动平均运算器756d输出的z轴电流检测移动平均值I_z-ave的偏差作为输入，输出电流控制器753d电流控制的运算结果，作为z轴叠加直流电压指令V_z-dc*。

另外，在本实施例中，为了将p轴电流检测值I_p以及z轴电流检测值I_z的高频波纹分量除去而进行移动平均运算，但也可以进行利用了一阶滞后滤波器、带通滤波器等的运算处理。

图40是例示实施例7的叠加电压运算部的SW动作、输出电压波形以及磁极极性判定量运算器输出的振幅指令判定量ΔP_amp的关系的图表。作为叠加电压运算部117g的SW动作，图40(a)表示交流电压分量施加部701b的切换器712b的开关指令SW1的切换例。图40(b)表示交流电压分量施加部701b的切换器714b的开关指令SW2的切换例。图40(c)表示直流电压分量施加部705g的切换器752d的开关指令SW3的切换例。图40(d)表示直流电压分量施加部705g的切换器754d的开关指令SW4的切换例。图40(e)表示直流电压分量施加部705g的振幅指令调整器757g输出的第一p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp1}的波形例。图40(f)表示直流电压分量施加部705g的振幅指令调整器757g输出的第二p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp2}的波形例。图40(g)表示直流电压分量施加部705g的电流控制器751d输出的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*的波形例。图40(h)表示直流电压分量施加部705g的电流控制器753d输出的z轴叠加直流电压指令V_z-dc*的波形例。图40(i)表示实施例7的在磁极的极性判别时流过永磁同步电机103的d轴电流i_d的波形例的。图40(j)表示磁极极性判定量运算器218f的切换器284f输出的振幅指令判定量ΔP_amp的波形例。

参考图40来说明实施例7的磁极的极性判别的叠加电压指令振幅调整的动作。叠加电压运算部117g通过在交流电压分量施加部701b中的交流波形产生器711以及713中基于PWM信号控制器115输出的电流检测定时设定信号SAH运算p轴交流电压波形S_p-ac*以及z轴S_z-ac*，并操作切换器712b以及714b的开关状态，由此控制p轴叠加交流电压指令V_p-ac*以及z轴叠加交流电压指令V_z-ac*。

在图40中，通过将图40(a)的切换器712b的开关指令SW1从在振幅指令中设定0的状态2切换成在振幅指令中设定p轴交流电压振幅指令V_{p-ac_amp}的状态1，来在p轴叠加交流电压指令V_p-ac*输出电压振幅为V_{p-ac_amp}的矩形波电压指令。在经过任意的时间后，将开关指令SW1从状态1切换成状态2，使p轴叠加交流电压指令V_p-ac*的输出为0。

另外，在本实施例中，通过使图40(b)的切换器714b的开关指令SW2始终为在振幅指令中设定0的状态2，来使z轴叠加交流电压指令V_z-ac*的输出为0。

另外，在直流电压分量施加部705g中，振幅指令调整器757g以及758g基于磁极极性判定量运算器218f的切换器284f输出的振幅指令判定量ΔP_amp来运算第一p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp1}、第二p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp2}、第一z轴直流电流振幅指令I_{z-dc_amp1}和第二z轴直流电流振幅指令I_{z-dc_amp2}，并输出到切换器712b以及714b。进而，通过操作切换器752d以及754d的开关状态，变更电流控制的p轴目标电流指令值I_p-dc*以及z轴目标电流指令值I_z-dc*的至少一方的输出，来控制从电流控制器751d以及753d输出的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*以及z轴叠加直流电压指令V_z-dc*。

在图40中，在图40(j)的以“t1”示出的第一次极性判别中，通过将图40(c)的切换器752d的开关指令SW3从在目标电流指令值中设定0的状态3切换成在目标电流指令中设定第一p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp1}的状态1，来在图40(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为I_{p-dc_amp1}的p轴电流控制的运算结果。在经过任意的时间后，将开关指令SW3从状态1切换成状态3，在图40(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为0的p轴电流控制的运算结果。

进而，通过将开关指令SW3从状态3切换成在目标电流指令中设定第一p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp1}的反转了正负号的值的状态2，来在图40(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为-1×I_{p-dc_amp1}的p轴电流控制的运算结果。在经过任意的时间后，将开关指令SW3从状态2切换成状态3，在图40(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为0的p轴电流控制的运算结果。

进而，通过将开关指令SW3从状态3切换成在目标电流指令中设定第二p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp2}的状态4，来在图40(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为I_{p-dc_amp2}的p轴电流控制的运算结果。在经过任意的时间后，将开关指令SW3从状态1切换成状态3，在图40(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为0的p轴电流控制的运算结果。

进而，通过将开关指令SW3从状态3切换成在目标电流指令中设定第二p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp2}的反转了正负号的值的状态5，来在图40(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为-1×I_{p-dc_amp2}的p轴电流控制的运算结果。在经过任意的时间后，将开关指令SW3从状态5切换成状态3，在图40(g)的p轴叠加直流电压指令V_p-dc*输出将目标电流指令设为0的p轴电流控制的运算结果。

另外，在本实施例中，通过使图40(f)的切换器754b的开关指令SW4始终为在电流控制的目标电流指令中设定0的状态3，来在图40(h)的z轴叠加直流电压指令V_z-dc*输出将目标电流指令设为0的z轴电流控制的运算结果。将p轴叠加直流电压指令V_p-dc*以及z轴叠加直流电压指令V_z-dc*、和p轴叠加交流电压指令V_p-ac*以及z轴叠加交流电压指令V_z-ac*合成得到的pz轴坐标系上的叠加电压指令在dq坐标变换部703中基于叠加电压相位修正表格702输出的p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd变换成dc轴叠加电压指令值V_dh*以及qc轴叠加电压指令值V_qh*，并输出。另外，在本实施例中，设为是p轴与dc轴的偏差量Δθ_pd以及d轴与dc轴的偏差量Δθ_c为零的状态，并且设为p轴、dc轴和d轴全都一致。

在该第一次磁极的极性判别运算的结果如图40(h)所示那样振幅指令判定量ΔP_amp不足图40(j)的以(1)示出的“目标值”的情况下，振幅指令调整器757g基于振幅指令判定量ΔP_amp来调整第一p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp1}和第二p轴直流电流振幅指令I_{p-dc_amp2}。直到振幅指令判定量ΔP_amp达到“给定目标值”为止，都实施图40(j)的以“t2”示出的第二次极性判别、以“t3”示出的第三次极性判别、…。另外，振幅指令判定量ΔP_amp的目标值例如设为即使电流传感器等受到噪声的影响也能正确进行磁极的极性判别的程度的电感偏差量的观测值即可。

如此地，在实施例7中，通过重复实施该处理，能将磁极的极性判别时流过永磁同步电机的d轴电流调整成与所期望的S/N比相应的电流振幅。

另外，在本实施例中，以d轴电感值Ld相对于d轴电流i_d在正的方向上有极大点的永磁同步电机为例进行了说明，但即使是d轴电感值Ld相对于d轴电流i_d单调减少的永磁同步电机，也能同样适用。

因此，在实施例7中，即使是电感的磁饱和特性未知的永磁同步电机，也能通过设定与所期望的S/N比相应的振幅指令判定量ΔP_amp的目标值来控制叠加电压指令，来以与成为对象的永磁同步的d轴电感的磁饱和特性、电流传感器等的噪声环境相应的所需最小限的电流进行极性判别，能谋求永磁同步电机的驱动装置的高效率化以及低噪声化。

以上说明了实施例7。在说明上，主要以实施例6的结构为例进行了说明，但在实施例4以及5中也能同样适用。

实施例8

图41是表示实施例8的搭载实施例1～7任一者的永磁同步电机的驱动装置的铁道车辆的一部分的概略的结构例的图。例如铁道车辆具有：搭载永磁同步电机103a以及103b的转向架；和搭载永磁同步电机103c以及103d的转向架。另外铁道车辆搭载了包含控制器101、电力变换器102、指令产生器105以及相电流检测部121的永磁同步电机的驱动装置。铁道车辆对应于指令产生器105基于由驾驶员经由主控制器输入的运转指令而产生的转矩指令值T_m*，来将从架线经由集电装置提供的电力用电力变换器102变换成交流电力，并提供给永磁同步电机103，由此驱动永磁同步电机103。永磁同步电机103与铁道车辆的车轴连结，通过永磁同步电机103控制铁道车辆的行驶。在实施例8中，通过在铁道车辆应用实施例1～7，能实现驱动装置的启动时能以更少的电流实施噪声的产生少的永磁同步电机的磁极的极性判别的铁道车辆。

另外，在上述实施例中的电力变换器102中，以三相全桥的电压型2电平变换器为例进行了说明，但永磁同步电机的磁极的极性判别法由于基于根据流过永磁同步电机的电流的变化求得的电感的变化量，不依赖于用于使电流在永磁同步电机流过的电力变换器的结构、控制方式，因此关于3电平变换器等其他多电平变换器、电流型的电力变换器等各种类型的电力变换器，也能同样适用。

在上述实施例中，以永磁同步电机的驱动装置为例进行了说明，但本发明还能广泛适用于包含发电机的同步电机。例如在风力发电系统、水力发电系统等中，通过永磁同步发电机接受机械的能量，永磁同步发电机的旋转轴旋转，在电动机端子间创造出电能，用电力变换器控制该发电能量。在考虑应用于发电机系统的情况下，与上述实施例中说明的使用电力变换器将从电源提供的电能赋予永磁同步电机而变换成机械的能量的控制装置仅能量流的观点不同。因此，在使用电力变换器使永磁同步发电机从停止状态、极低速运转状态起动的情况下，同样需要判别永磁同步发电机的磁极的极性的手段。另外，在引擎发电机系统中，有时将发电机作为引擎的起动用电动机(起动电动机)使用，通过在控制电力变换器起动永磁同步发电机时应用本发明的磁极的极性判别单元，能以更少的电流实现噪声的产生少的引擎发电机系统的起动。

另外，本发明并不限定于上述的实施例，包含种种变形例。例如上述的实施例易于理解本发明地进行了说明，不一定限定于具备说明的全部结构。进而，能将实施例的结构的一部分置换成其他实施例的结构，另外，还能在某实施例的结构中加进其他实施例的结构。另外，能对各实施例的结构的一部分进行其他结构的追加、删除、置换。另外，上述的实施方式以及变形例中例示的各结构以及各处理可以对应于安装方式态、处理效率而适宜进行综合、分离或处理顺序的交换。另外，例如上述的实施例以及变形例可以在不矛盾的范围内组合其一部分或全部。

附图标记的说明

101 控制器

102 电力变换器

103、103a、103b、103c、103d 永磁同步电机

105 指令产生器

111 矢量控制部

112、112f 位置/速度估计运算部

113 三相坐标变换部

114、703 dq坐标变换部

115 PWM信号控制器

116 电流检测部

117、117d、117e、117f、117g 叠加电压运算部

121 相电流检测部

132 主电路部

133 栅极驱动器

201、201c、201e、201f 磁极极性判定部

202 轴误差估计运算部

203 速度估计运算部

204 位置估计运算部

210、210c、210e 电感运算部

211 第一电感运算部

212 第二电感运算部

212c 电流正侧的电感运算部

213 第三电感运算部

214 第四电感运算部

214e 电流负侧的电感运算部

215、215c、215e 极性判别/反转处理部

216c 基准电感输出部

217e 基准电感运算部

218f 磁极极性判定量运算器

281f、282f 绝对值运算部

283f 比较器

284f、712、712b、714、714b、752d、752e、754b、754d、754e 切换器

701、701b、701f 交流电压分量施加部

702 叠加电压相位修正表格

703 dq坐标变换部

704d pz坐标变换部

705、705d、705e、705g 直流电压分量施加部

711、713 交流波形产生器

715f、716f、757g、758f 振幅指令调整器

751d、753d 电流控制器

755d、756d 移动平均运算器

801、802、803、806d、807d 加法运算器

804、804b、805、805b 乘法运算器

808d、809d、810f、811f 减法运算器。

Claims (14)

1.一种永磁同步电机控制装置，具有：

控制永磁同步电机的电力变换器；和

控制所述电力变换器的控制器，

所述永磁同步电机控制装置的特征在于，

所述控制器具备：

生成用于在所述永磁同步电机流过所期望的电流的电压指令的电压指令生成部；

检测施加所述电压指令时流过所述永磁同步电机的电流的电流检测部；和

基于由所述电流检测部检测到的电流来估计所述永磁同步电机的磁极位置的磁极位置估计部，

所述磁极位置估计部具备：

基于相对于由所述电流检测部检测到的电流的变化量的所述永磁同步电机的电感值的变化量的绝对值来判别所述永磁同步电机的磁极的极性的极性判别部。

2.根据权利要求1所述的永磁同步电机控制装置，其特征在于，

所述极性判别部执行：

根据施加所述电压指令以使所述永磁同步电机的磁极方向的电流变化时流过所述永磁同步电机的磁极方向的电流的至少2点以上的电流值当中的第一正的电流值来运算所述永磁同步电机的第一电感值，根据第二正的电流值来运算所述永磁同步电机的第二电感值，根据第一负的电流值来运算所述永磁同步电机的第三电感值，根据第二负的电流值来运算所述永磁同步电机的第四电感值，

通过所述第一电感值与所述第二电感值的偏差的绝对值、和所述第三电感值与所述第四电感值的偏差的绝对值的大小比较，来判别所述永磁同步电机的磁极的极性。

3.根据权利要求1所述的永磁同步电机控制装置，其特征在于，

所述极性判别部执行以下处理：

根据施加所述电压指令以使所述永磁同步电机的磁极方向的电流变化时流过所述永磁同步电机的磁极方向的电流的至少1点以上的电流值当中的正的电流值来运算所述永磁同步电机的第一电感值，根据负的电流值来运算所述永磁同步电机的第二电感值，

根据所述第一电感值与给定的基准电感值的偏差的绝对值、和所述第二电感值与所述给定的基准电感值的偏差的绝对值的大小比较，来判别所述永磁同步电机的磁极的极性。

4.根据权利要求3所述的永磁同步电机控制装置，其特征在于，

所述给定的基准电感值是所述永磁同步电机的无负载时的d轴电感的设计值。

5.根据权利要求3所述的永磁同步电机控制装置，其特征在于，

所述给定的基准电感值是预先鉴定了所述永磁同步电机的d轴电感值的值。

6.根据权利要求1所述的永磁同步电机控制装置，其特征在于，

所述电压指令生成部具备：输出用于在所述永磁同步电机的磁极方向上施加交流电压分量的交流电压分量施加指令的交流电压分量施加部，

基于相对于所述交流电压分量的施加所引起的所述永磁同步电机的磁极方向的电流的变化量的电感值的变化量的绝对值，来判别所述永磁同步电机的磁极的极性。

7.根据权利要求6所述的永磁同步电机控制装置，其特征在于，

所述交流电压分量施加部输出用于在所述永磁同步电机的磁极方向上施加振幅不同的至少2个以上所述交流电压分量的所述交流电压分量施加指令。

8.根据权利要求1所述的永磁同步电机控制装置，其特征在于，

所述电压指令生成部具备：

输出用于在所述永磁同步电机的磁极方向上施加直流电压分量的直流电压分量施加指令的直流电压分量施加部；和

输出用于在所述永磁同步电机的磁极方向上施加交流电压分量的交流电压分量施加指令的交流电压分量施加部，

通过使所述直流电压分量和所述交流电压分量的至少一方变化，来基于相对于施加在直流上叠加交流而成的合成电压而引起的所述永磁同步电机的磁极方向的电流的变化量的电感值的变化量的绝对值，判别所述永磁同步电机的磁极的极性。

9.根据权利要求8所述的永磁同步电机控制装置，其特征在于，

所述直流电压分量施加部输出用于在所述永磁同步电机的磁极方向上施加振幅不同的至少2个以上所述直流电压分量的所述直流电压分量施加指令。

10.根据权利要求8或9所述的永磁同步电机控制装置，其特征在于，

所述电压指令生成部调整所述直流电压分量施加指令或所述交流电压分量施加指令，使得所述电感值的变化量的绝对值成为给定的值以上。

11.根据权利要求1～10中任一项所述的永磁同步电机控制装置，其特征在于，

所述永磁同步控制装置控制所述永磁同步电机的驱动，或者/以及控制所述永磁同步电机的发电。

12.一种电动车，其特征在于，具备：

权利要求1～11中任一项所述的永磁同步电机控制装置。

13.一种永磁同步电机的磁极的极性判别方法，由永磁同步电机控制装置执行，所述永磁同步电机控制装置具有：控制永磁同步电机的电力变换器；和控制所述电力变换器的控制器，

所述永磁同步电机的磁极的极性判别方法的特征在于，

所述控制器检测在施加用于在所述永磁同步电机流过所期望的电流的电压指令时流过所述永磁同步电机的电流，

所述控制器基于检测到的电流来估计所述永磁同步电机的磁极位置，

所述控制器基于相对于检测到的电流的变化量的所述永磁同步电机的电感值的变化量的绝对值来判别所述永磁同步电机的磁极的极性。

14.根据权利要求13所述的永磁同步电机的磁极的极性判别方法，其特征在于，

所述永磁同步控制装置控制所述永磁同步电机的驱动，或者/以及控制所述永磁同步电机的发电。

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