CN104506105A - 电机转子极性的辨识方法和辨识装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电机转子极性的辨识方法，其包括以下步骤：向电机的定子绕组注入高频电压激励信号，并检测所述定子绕组的中性点零序电压；根据所述中性点零序电压辨识所述电机的转子极性。本发明的电机转子极性的辨识方法，通过向电机的定子绕组注入高频电压激励信号，并检测电机的中性点零序电压来辨识电机的转子极性，由于信噪比高，辨识精度和鲁棒性都得到了提高。本发明还公开了一种电机转子极性的辨识装置。

Description

电机转子极性的辨识方法和辨识装置

技术领域

本发明涉及电机技术领域，特别涉及一种电机转子极性的辨识方法以及一种电机转子极性的辨识装置。

背景技术

PMSM(Permanent Magnet Synchronous Motor，永磁同步电机)的高效控制需要精确的电机的转子位置信息，常规的控制系统一般通过位置传感器来获得电机的转子位置信息。但是，由于位置传感器增加了整个电机控制系统的成本，造成系统引线多且易受干扰，因此通常需要通过软件算法来估算电机的转子位置信息。而常规的高频信号注入法虽然能够在静止时获得电机的转子位置信息，但无法判断电机的转子极性，造成电机起动困难。

相关技术中，基于高频信号注入的无位置传感器控制，一般采用三种方法来辨识电机的转子磁极信息：窄脉冲法、二次谐波法和磁路饱和效应引起的幅值变化法。但这些方法都是通过检测高频电流响应来进行转子极性辨识，因此信噪比低，从而影响了转子极性判断的准确性。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决上述的技术缺陷之一。

为此，本发明的一个目的在于提出一种电机转子极性的辨识方法，通过向电机的定子绕组注入高频电压激励信号，并检测电机的中性点零序电压来辨识电机的转子极性，由于信噪比高，辨识精度和鲁棒性都得到了提高。

本发明的另一个目的在于提出一种电机转子极性的辨识装置。

为达到上述目的，本发明一方面实施例提出的一种电机转子极性的辨识方法，包括以下步骤：向电机的定子绕组注入高频电压激励信号，并检测所述定子绕组的中性点零序电压；根据所述中性点零序电压辨识所述电机的转子极性。

根据本发明实施例的电机转子极性的辨识方法，利用电机的饱和特性，通过向电机的定子绕组注入高频电压激励信号，并检测定子绕组的中性点零序电压来辨识电机的转子极性，由于检测的是电机的中性点零序电压信号，因此，信噪比高，提高了辨识的准确性，辨识精度和鲁棒性都得到了很大的提高。此外，还无需采用位置传感器，大大降低了系统的成本。

根据本发明的一个实施例，所述高频电压激励信号为高频旋转的电压信号，其中，向电机的定子绕组注入高频电压激励信号具体为：在静止坐标系下，向所述电机的定子绕组注入所述高频旋转的电压信号。

根据本发明的一个实施例，所述高频旋转的电压信号通过以下公式表达：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ U_{\mathrm{BO}}=U\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ U_{\mathrm{CO}}=U\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.$

其中，U为所述高频旋转的电压信号的幅值，ω_h为所述高频旋转的电压信号的频率。

并且，所述中性点零序电压根据以下公式得到：

$U_{\mathrm{RN}}=\frac{L_0{L}_{2}U}{{{2L}_0}^2-\frac{1}{2}{L_2}^2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+{2\mathrm{\θ}}_e)-\frac{{L_2}^{2}U}{{{4L}_0}^2-{L_2}^2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t-{4\mathrm{\θ}}_e)$

其中，U_RN为所述中性点零序电压，L₀为所述电机的每相绕组的基波电感，L₂为所述每相绕组的二次谐波电感，θ_e为所述电机的转子角度。

根据本发明的另一个实施例，所述高频电压激励信号为高频脉振电压信号，其中，向电机的定子绕组注入高频电压激励信号具体为：在旋转坐标系下，向所述电机的定子绕组注入所述高频脉振电压信号，其中，所述旋转坐标系的速度是电机转子估算速度的两倍，所述旋转坐标系的旋转方向与所述电机的转子旋转方向相反。

并且，所述高频脉振电压信号通过以下公式表达：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin \left(2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e\right)\\ U_{\mathrm{BO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin (2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ U_{\mathrm{CO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin (2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.$

其中，U为所述高频脉振电压信号的幅值，ω_h为所述高频脉振电压信号的频率，为所述电机的转子估算角度。

并且，所述中性点零序电压根据以下公式得到：

$U_{\mathrm{RN}}=\frac{L_0{L}_{2}U}{{{2L}_0}^2-\frac{1}{2}{L_2}^2}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)-\frac{L_2^{2}U}{{{4L}_0}^2-{L_2}^2}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin ({4\mathrm{\θ}}_e+2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e)$

其中，U_RN为所述中性点零序电压，L₀为所述电机的每相绕组的基波电感，L₂为所述每相绕组的二次谐波电感，θ_e为所述电机的转子角度，为所述电机的转子估算角度，Δθ为所述转子角度与所述转子估算角度之差。

根据本发明的一个实施例，根据所述中性点零序电压辨识所述电机的转子极性，具体包括：对所述中性点零序电压进行信号处理以获得零序电压处理信号；检测所述零序电压处理信号随磁路饱和以产生的幅值变化情况；根据所述零序电压处理信号的幅值变化情况辨识所述电机的转子极性。

根据本发明的还一个实施例，根据所述高频旋转的电压信号和所述电机的三相电感获得所述中性点零序电压的二次谐波分量，其中，所述中性点零序电压的二次谐波分量根据以下公式表达：

U_{RN_2nd}≈ksin(2ω_ht+θ_e)

其中，U_{RN_2nd}为所述中性点零序电压的二次谐波分量，k为所述中性点零序电压的二次谐波分量的幅值，θ_e为所述电机的转子角度。

并且，对所述中性点零序电压的二次谐波分量进行信号处理以获得零序电压二次谐波分量处理信号，并通过判断所述零序电压二次谐波分量处理信号的符号以辨识所述电机的转子极性。

为达到上述目的，本发明另一方面实施例提出的一种电机转子极性的辨识装置，包括：检测模块，所述检测模块在电机的定子绕组注入高频电压激励信号后检测所述定子绕组的中性点零序电压；辨识模块，所述辨识模块根据所述中性点零序电压辨识所述电机的转子极性。

根据本发明实施例的电机转子极性的辨识装置，利用电机的饱和特性，通过向电机的定子绕组注入高频电压激励信号，并通过检测定子绕组的中性点零序电压来辨识电机的转子极性，由于检测的是电机的中性点零序电压信号，因此，信噪比高，提高了辨识的准确性，辨识精度和鲁棒性都得到了很大的提高。此外，还无需采用位置传感器，大大降低了系统的成本。

根据本发明的一个实施例，所述高频电压激励信号为高频旋转的电压信号，其中，在静止坐标系下，向所述电机的定子绕组注入所述高频旋转的电压信号。

并且，所述高频旋转的电压信号通过以下公式表达：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ U_{\mathrm{BO}}=U\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ U_{\mathrm{CO}}=U\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.$

其中，U为所述高频旋转的电压信号的幅值，ω_h为所述高频旋转的电压信号的频率。

并且，所述中性点零序电压根据以下公式得到：

$U_{\mathrm{RN}}=\frac{L_0{L}_{2}U}{{{2L}_0}^2-\frac{1}{2}{L_2}^2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+{2\mathrm{\θ}}_e)-\frac{{L_2}^{2}U}{{{4L}_0}^2-{L_2}^2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t-{4\mathrm{\θ}}_e)$

其中，U_RN为所述中性点零序电压，L₀为所述电机的每相绕组的基波电感，L₂为所述每相绕组的二次谐波电感，θ_e为所述电机的转子角度。

根据本发明的另一个实施例，所述高频电压激励信号为高频脉振电压信号，其中，在旋转坐标系下，向所述电机的定子绕组注入所述高频脉振电压信号，且所述旋转坐标系的速度是电机转子估算速度的两倍，所述旋转坐标系的旋转方向与所述电机的转子旋转方向相反。

并且，所述高频脉振电压信号通过以下公式表达：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin \left(2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e\right)\\ U_{\mathrm{BO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin (2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ U_{\mathrm{CO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin (2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.$

其中，U为所述高频脉振电压信号的幅值，ω_h为所述高频脉振电压信号的频率，为所述电机的转子估算角度。

并且，所述中性点零序电压根据以下公式得到：

$U_{\mathrm{RN}}=\frac{L_0{L}_{2}U}{{{2L}_0}^2-\frac{1}{2}{L_2}^2}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)-\frac{L_2^{2}U}{{{4L}_0}^2-{L_2}^2}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin ({4\mathrm{\θ}}_e+2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e)$

其中，U_RN为所述中性点零序电压，L₀为所述电机的每相绕组的基波电感，L₂为所述每相绕组的二次谐波电感，θ_e为所述电机的转子角度，为所述电机的转子估算角度，Δθ为所述转子角度与所述转子估算角度之差。

根据本发明的一个实施例，所述辨识模块在辨识所述电机的转子极性时通过对所述中性点零序电压进行信号处理以获得零序电压处理信号，并检测所述零序电压处理信号随磁路饱和以产生的幅值变化情况，以及根据所述零序电压处理信号的幅值变化情况辨识所述电机的转子极性。

根据本发明的还一个实施例，所述辨识模块根据所述高频旋转的电压信号和所述电机的三相电感获得所述中性点零序电压的二次谐波分量，其中，所述中性点零序电压的二次谐波分量根据以下公式表达：

U_{RN_2nd}≈ksin(2ω_ht+θ_e)

其中，U_{RN_2nd}为所述中性点零序电压的二次谐波分量，k为所述中性点零序电压的二次谐波分量的幅值，θ_e为所述电机的转子角度。

并且，所述辨识模块对所述中性点零序电压的二次谐波分量进行信号处理以获得零序电压二次谐波分量处理信号，并通过判断所述零序电压二次谐波分量处理信号的符号以辨识所述电机的转子极性。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为根据本发明实施例的电机转子极性的辨识方法的流程图；

图2为根据本发明一个实施例的电机的电路拓扑图；

图3为根据本发明一个实施例的磁路饱和引起的电机的dq轴电感变化示意图；

图4为根据本发明一个实施例的在估算的旋转坐标系中注入高频脉振电压信号的示意图；以及

图5为根据本发明实施例的电机转子极性的辨识装置的方框示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

下文的公开提供了许多不同的实施例或例子用来实现本发明的不同结构。为了简化本发明的公开，下文中对特定例子的部件和设置进行描述。当然，它们仅仅为示例，并且目的不在于限制本发明。此外，本发明可以在不同例子中重复参考数字和/或字母。这种重复是为了简化和清楚的目的，其本身不指示所讨论各种实施例和/或设置之间的关系。此外，本发明提供了的各种特定的工艺和材料的例子，但是本领域普通技术人员可以意识到其他工艺的可应用于性和/或其他材料的使用。另外，以下描述的第一特征在第二特征之“上”的结构可以包括第一和第二特征形成为直接接触的实施例，也可以包括另外的特征形成在第一和第二特征之间的实施例，这样第一和第二特征可能不是直接接触。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接或电连接，也可以是两个元件内部的连通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。

下面参照附图来描述根据本发明实施例提出的电机转子极性的辨识方法和电机转子极性的辨识装置。

图1为根据本发明实施例的电机转子极性的辨识方法的流程图。如图1所示，该电机转子极性的辨识方法包括以下步骤：

S1，向电机的定子绕组注入高频电压激励信号，并检测定子绕组的中性点零序电压。

其中，在本发明的实施例中，电机可以是永磁同步电机。

S2，根据中性点零序电压辨识电机的转子极性。

因此，在本发明的实施例中，在高频电压激励信号注入下，不用于传统的高频电流检测，而是利用电机的饱和特性，通过检测中性点零序电压来进行电机的转子极性判断，由于信噪比高，因此辨识精度和鲁棒性都得到了大大提高。

具体而言，如图2所示，为了检测中性点零序电压，在电机的相线中组建对称的电阻网络，其中，N为电机定子绕组的中性点，R为组建的电阻网络中点，O为电容的中点，那么电机中性点N、组建的电阻网络中点R和电容的中点O三点之间的电压关系可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AO}}=U_{\mathrm{AN}}+U_{\mathrm{NR}}+U_{\mathrm{RO}}\\ U_{\mathrm{BO}}=U_{\mathrm{BN}}+U_{\mathrm{NR}}+U_{\mathrm{RO}}\\ U_{\mathrm{CO}}=U_{\mathrm{CN}}+U_{\mathrm{NR}}+U_{\mathrm{RO}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

忽略电机的电阻和反电势，那么三相静止坐标系下电机的电压方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AN}}=(L_0+L_2\cos \left({2\mathrm{\θ}}_e\right))\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}\\ U_{\mathrm{BN}}=(L_0+L_2\cos ({2\mathrm{\θ}}_e+\frac{2}{3}\mathrm{\π}))\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}\\ U_{\mathrm{CN}}=(L_0+L_2\cos ({2\mathrm{\θ}}_e-\frac{2}{3}\mathrm{\π}))\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{di}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，U_AN、U_BN、U_CN分别为电机的相电压，i_a、i_b、i_c分别电机的相电流，L₀为电机的每相绕组的基波电感，L₂为每相绕组的二次谐波电感，θ_e为电机的转子角度。

并且，将电机的相电感经过坐标转换后，可得到电机的dq轴的电感如下式：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_d=L_0+\frac{L_2}{2}\\ L_q=L_0-\frac{L_2}{2}\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中，L_d为电机的d轴电感，L_q为电机的q轴电感。

在本发明的实施例中，磁路饱和引起的电机dq轴电感变化如图3所示。如图3的仿真结果所示，由于磁路饱和，电机的d轴电流正向增加时，d轴电感减小，电机的d轴电流负向增加时，d轴电感增大，而q轴电感随d轴电流的变化不明显。

那么，根据电路对称理论，U_RO等于0，且对于Y型连接的电机的定子绕组，可以推导出：

$\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}=0---\left(4\right)$

根据本发明的一个实施例，高频电压激励信号为高频旋转的电压信号，其中，向电机的定子绕组注入高频电压激励信号具体为：在静止坐标系下，向电机的定子绕组注入高频旋转的电压信号。

并且，高频旋转的电压信号通过以下公式表达：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ U_{\mathrm{BO}}=U\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ U_{\mathrm{CO}}=U\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中，U为高频旋转的电压信号的幅值，ω_h为高频旋转的电压信号的频率。

联合公式(1)、公式(2)、公式(4)和公式(5)，可以得到中性点零序电压，即言，中性点零序电压根据以下公式得到：

$U_{\mathrm{RN}}=\frac{L_0{L}_{2}U}{{{2L}_0}^2-\frac{1}{2}{L_2}^2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+{2\mathrm{\θ}}_e)-\frac{{L_2}^{2}U}{{{4L}_0}^2-{L_2}^2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t-{4\mathrm{\θ}}_e)---\left(6\right)$

其中，U_RN为中性点零序电压，L₀为电机的每相绕组的基波电感，L₂为每相绕组的二次谐波电感，θ_e为电机的转子角度。

由于L₀远大于L₂/2，因此公式(6)中的第二项可以忽略，即：

$U_{\mathrm{RN}}\≈\frac{L_0{L}_{2}U}{{{2L}_0}^2-\frac{1}{2}{L_2}^2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+{2\mathrm{\θ}}_e)---\left(7\right)$

考虑到公式(3)，可将中性点零序电压幅值中的相电感变为dq电感，即有：

$U_{\mathrm{RN}}=\frac{U}{4}(\frac{L_d}{L_q}-\frac{L_q}{L_d})\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+{2\mathrm{\θ}}_e)---\left(8\right)$

其中，θ_e为电机的转子角度。

然后将该中性点零序电压经过信号处理后，可得：

$U_{\mathrm{RN}-\mathrm{amp}}=\mathrm{LPF}(U_{\mathrm{RN}}*2\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e))=\left|\frac{U}{4}(\frac{L_d}{L_q}-\frac{L_q}{L_d})\cos \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)\right|---\left(9\right)$

其中，LPF表示低通滤波器的低通滤波处理，为电机的转子估算角度，Δθ为电机的转子角度与转子估算角度之差。

在本实施例中，根据中性点零序电压辨识所述电机的转子极性，具体包括：对中性点零序电压进行信号处理以获得零序电压处理信号；检测零序电压处理信号随磁路饱和以产生的幅值变化情况；根据零序电压处理信号的幅值变化情况辨识电机的转子极性。

具体地说，在本实施例中，第一次注入高频旋转的电压信号，得到U_RN-amp的幅值，记为U1，并且记录此时估算出的电机转子N极的位置然后以估算出的作为同步坐标系的d轴方向，并在d轴负方向给予一个电压U_d，此时再记录U_RN-amp的幅值，记为U2。由于施加的电压U_d会使d轴电感饱和，因此U_RN-amp的幅值会发生变化，如果U1>U2，那么就为正确的电机转子位置，否则，才是正确的电机转子位置。

因此，在静止坐标系下向电机的定子绕组注入高频旋转的电压信号，通过检测中性点零序电压，并对其进行信号处理，以得到U_RN-amp的幅值U1。然后在估算坐标系的d轴负方向施加一个电压U_d，再次检测U_RN-amp的幅值，记为U2。由于在同步坐标系中向d轴方向施加一个电压会引起磁路饱和，导致d轴电感变化，而U_RN-amp幅值中包含d轴电感信息，所以经过比较U1和U2的大小即可辨识转子磁极的极性。

根据本发明的另一个实施例，高频电压激励信号为高频脉振电压信号，其中，向电机的定子绕组注入高频电压激励信号具体为：在旋转坐标系下，向电机的定子绕组注入高频脉振电压信号，其中，旋转坐标系的速度是电机转子估算速度的两倍，旋转坐标系的旋转方向与电机的转子旋转方向相反。具体地，如图4所示，在估算的坐标系中注入高频脉振电压信号，该估算的坐标系以两倍的电机转子估算转速旋转，旋转方向与电机的转子旋转方向相反，其中αβ是两相静止坐标系，dq是两相旋转坐标系，ω_e是电机实际的转子转速，加“^”符号代表估算值。

其中，高频脉振电压信号通过以下公式表达：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin \left(2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e\right)\\ U_{\mathrm{BO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin (2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ U_{\mathrm{CO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin (2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.---\left(10\right)$

其中，U为高频脉振电压信号的幅值，ω_h为高频脉振电压信号的频率，为电机的转子估算角度。

联合公式(1)、公式(2)、公式(4)和公式(10)，可以得到中性点零序电压，即言，中性点零序电压根据以下公式得到：

$U_{\mathrm{RN}}=\frac{L_0{L}_{2}U}{{{2L}_0}^2-\frac{1}{2}{L_2}^2}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)-\frac{L_2^{2}U}{{{4L}_0}^2-{L_2}^2}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin ({4\mathrm{\θ}}_e+2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e)---\left(11\right)$

其中，U_RN为中性点零序电压，L₀为电机的每相绕组的基波电感，L₂为每相绕组的二次谐波电感，θ_e为电机的转子角度，为电机的转子估算角度，Δθ为转子角度与转子估算角度之差。

由于L₀远大于L₂/2，因此公式(11)中的第二项可以忽略，即：

$U_{\mathrm{RN}}\≈\frac{L_0{L}_{2}U}{{{2L}_0}^2-\frac{1}{2}{L_2}^2}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)---\left(12\right)$

考虑到公式(3)，可将中性点零序电压幅值中的相电感变为dq电感，即有：

$U_{\mathrm{RN}}=\frac{U}{4}(\frac{L_d}{L_q}-\frac{L_q}{L_d})\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)---\left(13\right)$

然后将该中性点零序电压经过信号处理后，可得：

$U_{\mathrm{RN}-\mathrm{amp}}=\mathrm{LPF}(U_{\mathrm{RN}}*2\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t)=\left|\frac{U}{4}(\frac{L_d}{L_q}-\frac{L_q}{L_d})\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)\right|---\left(14\right)$

其中，LPF表示低通滤波器的低通滤波处理，Δθ为电机的转子角度与转子估算角度之差。

为了使公式(14)的值更容易辨识，可以将该值控制至最大值，比如Δθ＝π/4，简单进行处理就是在估算的转子位置上始终加上π/4。

在本实施例中，根据中性点零序电压辨识所述电机的转子极性，具体包括：对中性点零序电压进行信号处理以获得零序电压处理信号；检测零序电压处理信号随磁路饱和以产生的幅值变化情况；根据零序电压处理信号的幅值变化情况辨识电机的转子极性。

具体地说，在本实施例中，第一次注入高频脉振电压信号，得到U_RN-amp的幅值，记为U1，并且记录此时估算出的电机转子N极的位置。然后以估算出的电机转子N极的位置作为同步坐标系的d轴方向，并在d轴负方向给予一个电压U_d，此时再记录U_RN-amp的幅值，记为U2。由于施加的电压U_d会使d轴电感饱和，因此U_RN-amp的幅值会发生变化，如果U1>U2，那么估算出的电机转子N极的位置就为正确的电机转子位置，否则，估算出的电机转子N极的位置加上π才是正确的电机转子位置。

因此，在估算的旋转坐标系下向电机的定子绕组注入高频脉振电压信号，其中该旋转坐标系的速度是电机运行速度的两倍，其旋转方向与电机运行方向相反。通过检测中性点零序电压，并对其进行信号处理，以得到U_RN-amp的幅值U1。然后在估算坐标系的d轴负方向施加一个电压U_d，再次检测U_RN-amp的幅值，记为U2。由于在同步坐标系中向d轴方向施加一个电压会引起磁路饱和，导致d轴电感变化，而U_RN-amp幅值中包含d轴电感信息，所以经过比较U1和U2的大小即可辨识转子磁极的极性。

根据本发明的还一个实施例，在静止坐标系下向电机的定子绕组注入高频旋转的电压信号，如上述公式(5)所示。由于主磁场与高频磁场间的相互作用，产生高频磁导谐波，如以下公式所示：

Λ_hf＝f_h±f_e    (15)

其中f_h和f_e分别为高频注入信号频率和电机的基波频率。由于高频磁导的存在，电机的三相电感变为：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_A=L_0+L_2\cos \left({2\mathrm{\θ}}_e\right)+L_{h1}\sin ({\mathrm{\θ}}_h-{\mathrm{\θ}}_e)+L_{h2}\sin ({\mathrm{\θ}}_h+{\mathrm{\θ}}_e)\\ L_B=L_0+L_2\cos ({2\mathrm{\θ}}_e+\frac{2}{3}\mathrm{\π})+L_{h1}\sin ({\mathrm{\θ}}_h-{\mathrm{\θ}}_e)+L_{h2}\sin ({\mathrm{\θ}}_h+{\mathrm{\θ}}_e+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ L_C=L_0+L_2\cos ({2\mathrm{\θ}}_e-\frac{2}{3}\mathrm{\π})+L_{h1}\sin ({\mathrm{\θ}}_h-{\mathrm{\θ}}_e)+L_{h2}\sin ({\mathrm{\θ}}_h+{\mathrm{\θ}}_e-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.---\left(16\right)$

其中，θ_h＝ω_ht，L_h1和L_h2为高频电感幅值，联合公式(1)、公式(4)、公式(5)和公式(16)，可得到中性点零序电压的二次谐波分量，即言，根据高频旋转的电压信号和电机的三相电感获得中性点零序电压的二次谐波分量，其中，中性点零序电压的二次谐波分量根据以下公式表达：

U_{RN_2nd}≈ksin(2ω_ht+θ_e)    (17)

其中，U_{RN_2nd}为中性点零序电压的二次谐波分量，k为中性点零序电压的二次谐波分量的幅值，θ_e为电机的转子角度。

经过对中性点零序电压的二次谐波分量进行信号处理后，可得：

$U_{2\mathrm{nd}-\mathrm{amp}}=\mathrm{LPF}(U_{\mathrm{RN}-2\mathrm{nd}}*\left(2\sin ({2\mathrm{\ω}}_{h}t+{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e)\right))\≈k\cos \left(\mathrm{\Δ\θ}\right)---\left(18\right)$

其中，U_2nd-amp为经过信号处理后的中性点零序电压二次谐波分量，LPF为低通滤波器的低通滤波处理，ω_h为注入的高频信号的频率，为电机的转子估算角度，k为中性点零序电压的二次谐波分量的幅值，Δθ为电机的转子角度与转子估算角度之差。

因此，在本实施例中，对中性点零序电压的二次谐波分量进行信号处理以获得零序电压二次谐波分量处理信号，并通过判断零序电压二次谐波分量处理信号的符号以辨识电机的转子极性，即通过判断U_2nd-amp的符号，就可以判断出转子的磁极信息。

也就是说，在本实施例中，在静止坐标系下，向电机的定子绕组注入高频旋转的电压信号，通过检测中性点零序电压，并对其进行信号处理，得到零序电压二次谐波的幅值，该幅值直接与转子极性相关。最后判断该幅值的正负，即可辨识转子磁极的极性。

综上所述，在本发明的实施例中，利用电机的饱和特性，基于中性点零序电压检测，即可实现电机的转子极性判断，可以有效地辨识电机的转子磁极信息，解决了电机的起动问题，保证了整个控制系统有效运行。本发明实施例的电机转子极性的辨识方法不同于传统的高频电流检测，由于中性点零序电压更好的信噪比，使得本发明实施例的电机转子极性的辨识方法在磁极辨识的精度、鲁棒性等方面都更有优势。

根据本发明实施例的电机转子极性的辨识方法，利用电机的饱和特性，通过向电机的定子绕组注入高频电压激励信号，并检测定子绕组的中性点零序电压来辨识电机的转子极性，由于检测的是电机的中性点零序电压信号，因此，信噪比高，提高了辨识的准确性，辨识精度和鲁棒性都得到了很大的提高。此外，还无需采用位置传感器，大大降低了系统的成本。

图5为根据本发明实施例的电机转子极性的辨识装置的方框示意图。如图5所示，该电机转子极性的辨识装置包括检测模块10和辨识模块20。

其中，检测模块10在电机的定子绕组注入高频电压激励信号后检测定子绕组的中性点零序电压，辨识模块20根据中性点零序电压辨识电机的转子极性。

根据本发明的一个实施例，高频电压激励信号可以为高频旋转的电压信号，其中，在静止坐标系下，向电机的定子绕组注入高频旋转的电压信号。

在本实施例中，高频旋转的电压信号通过以下公式表达：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ U_{\mathrm{BO}}=U\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ U_{\mathrm{CO}}=U\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.$

其中，U为高频旋转的电压信号的幅值，ω_h为高频旋转的电压信号的频率。

并且，中性点零序电压根据以下公式得到：

$U_{\mathrm{RN}}=\frac{L_0{L}_{2}U}{{{2L}_0}^2-\frac{1}{2}{L_2}^2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+{2\mathrm{\θ}}_e)-\frac{{L_2}^{2}U}{{{4L}_0}^2-{L_2}^2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t-{4\mathrm{\θ}}_e)$

其中，U_RN为中性点零序电压，L₀为电机的每相绕组的基波电感，L₂为每相绕组的二次谐波电感，θ_e为电机的转子角度。

在本实施例中，辨识模块20在辨识电机的转子极性时通过对中性点零序电压进行信号处理以获得零序电压处理信号，并检测零序电压处理信号随磁路饱和以产生的幅值变化情况，以及根据零序电压处理信号的幅值变化情况辨识电机的转子极性。

具体地说，在本实施例中，第一次注入高频旋转的电压信号，得到U_RN-amp的幅值，记为U1，并且记录此时估算出的电机转子N极的位置然后以估算出的作为同步坐标系的d轴方向，并在d轴负方向给予一个电压U_d，此时再记录U_RN-amp的幅值，记为U2。由于施加的电压U_d会使d轴电感饱和，因此U_RN-amp的幅值会发生变化，如果U1>U2，那么就为正确的电机转子位置，否则，才是正确的电机转子位置。

因此，在静止坐标系下向电机的定子绕组注入高频旋转的电压信号，通过检测中性点零序电压，并对其进行信号处理，以得到U_RN-amp的幅值U1。然后在估算坐标系的d轴负方向施加一个电压U_d，再次检测U_RN-amp的幅值，记为U2。由于在同步坐标系中向d轴方向施加一个电压会引起磁路饱和，导致d轴电感变化，而U_RN-amp幅值中包含d轴电感信息，所以经过比较U1和U2的大小即可辨识转子磁极的极性。

根据本发明的另一个实施例，高频电压激励信号还可以为高频脉振电压信号，其中，在旋转坐标系下，向电机的定子绕组注入高频脉振电压信号，且旋转坐标系的速度是电机转子估算速度的两倍，旋转坐标系的旋转方向与电机的转子旋转方向相反。

在本实施例中，高频脉振电压信号通过以下公式表达：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin \left(2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e\right)\\ U_{\mathrm{BO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin (2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ U_{\mathrm{CO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin (2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.$

其中，U为高频脉振电压信号的幅值，ω_h为高频脉振电压信号的频率，为电机的转子估算角度。

并且，中性点零序电压根据以下公式得到：

$U_{\mathrm{RN}}=\frac{L_0{L}_{2}U}{{{2L}_0}^2-\frac{1}{2}{L_2}^2}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)-\frac{L_2^{2}U}{{{4L}_0}^2-{L_2}^2}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin ({4\mathrm{\θ}}_e+2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e)$

其中，U_RN为中性点零序电压，L₀为电机的每相绕组的基波电感，L₂为每相绕组的二次谐波电感，θ_e为电机的转子角度，为电机的转子估算角度，Δθ为转子角度与转子估算角度之差。

同样地，在本实施例中，辨识模块20在辨识电机的转子极性时通过对中性点零序电压进行信号处理以获得零序电压处理信号，并检测零序电压处理信号随磁路饱和以产生的幅值变化情况，以及根据零序电压处理信号的幅值变化情况辨识电机的转子极性。

具体地说，在本实施例中，第一次注入高频脉振电压信号，得到U_RN-amp的幅值，记为U1，并且记录此时估算出的电机转子N极的位置。然后以估算出的电机转子N极的位置作为同步坐标系的d轴方向，并在d轴负方向给予一个电压U_d，此时再记录U_RN-amp的幅值，记为U2。由于施加的电压U_d会使d轴电感饱和，因此U_RN-amp的幅值会发生变化，如果U1>U2，那么估算出的电机转子N极的位置就为正确的电机转子位置，否则，估算出的电机转子N极的位置加上π才是正确的电机转子位置。

因此，在估算的旋转坐标系下向电机的定子绕组注入高频脉振电压信号，其中该旋转坐标系的速度是电机运行速度的两倍，其旋转方向与电机运行方向相反。通过检测中性点零序电压，并对其进行信号处理，以得到U_RN-amp的幅值U1。然后在估算坐标系的d轴负方向施加一个电压U_d，再次检测U_RN-amp的幅值，记为U2。由于在同步坐标系中向d轴方向施加一个电压会引起磁路饱和，导致d轴电感变化，而U_RN-amp幅值中包含d轴电感信息，所以经过比较U1和U2的大小即可辨识转子磁极的极性。

根据本发明的还一个实施例，在静止坐标系下向电机的定子绕组注入高频旋转的电压信号，如上述公式(5)所示。由于主磁场与高频磁场间的相互作用，产生高频磁导谐波，如上述公式(15)所示。

由于高频磁导的存在，电机的三相电感变为：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_A=L_0+L_2\cos \left({2\mathrm{\θ}}_e\right)+L_{h1}\sin ({\mathrm{\θ}}_h-{\mathrm{\θ}}_e)+L_{h2}\sin ({\mathrm{\θ}}_h+{\mathrm{\θ}}_e)\\ L_B=L_0+L_2\cos ({2\mathrm{\θ}}_e+\frac{2}{3}\mathrm{\π})+L_{h1}\sin ({\mathrm{\θ}}_h-{\mathrm{\θ}}_e)+L_{h2}\sin ({\mathrm{\θ}}_h+{\mathrm{\θ}}_e+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ L_C=L_0+L_2\cos ({2\mathrm{\θ}}_e-\frac{2}{3}\mathrm{\π})+L_{h1}\sin ({\mathrm{\θ}}_h-{\mathrm{\θ}}_e)+L_{h2}\sin ({\mathrm{\θ}}_h+{\mathrm{\θ}}_e-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.$

其中，θ_h＝ω_ht，L_h1和L_h2为高频电感幅值，联合公式(1)、公式(4)、公式(5)和公式(16)，可得到中性点零序电压的二次谐波分量，即言，辨识模块20根据高频旋转的电压信号和电机的三相电感获得中性点零序电压的二次谐波分量，其中，中性点零序电压的二次谐波分量根据以下公式表达：

U_{RN_2nd}≈ksin(2ω_ht+θ_e)

其中，U_{RN_2nd}为中性点零序电压的二次谐波分量，k为中性点零序电压的二次谐波分量的幅值，θ_e为电机的转子角度。

经过对中性点零序电压的二次谐波分量进行信号处理后，可得：

$U_{2\mathrm{nd}-\mathrm{amp}}=\mathrm{LPF}(U_{\mathrm{RN}-2\mathrm{nd}}*\left(2\sin ({2\mathrm{\ω}}_{h}t+{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e)\right))\≈k\cos \left(\mathrm{\Δ\θ}\right)$

其中，U_2nd-amp为经过信号处理后的中性点零序电压二次谐波分量，LPF为低通滤波器的低通滤波处理，ω_h为注入的高频信号的频率，为电机的转子估算角度，k为中性点零序电压的二次谐波分量的幅值，Δθ为电机的转子角度与转子估算角度之差。

因此，在本实施例中，辨识模块20对中性点零序电压的二次谐波分量进行信号处理以获得零序电压二次谐波分量处理信号，并通过判断零序电压二次谐波分量处理信号的符号以辨识电机的转子极性，即通过判断U_2nd-amp的符号，就可以判断出转子的磁极信息。

也就是说，在本实施例中，在静止坐标系下，向电机的定子绕组注入高频旋转的电压信号，通过检测中性点零序电压，并对其进行信号处理，得到零序电压二次谐波的幅值，该幅值直接与转子极性相关。最后判断该幅值的正负，即可辨识转子磁极的极性。

综上所述，在本发明的实施例中，利用电机的饱和特性，基于中性点零序电压检测，即可实现电机的转子极性判断，可以有效地辨识电机的转子磁极信息，解决了电机的起动问题，保证了整个控制系统有效运行。不同于传统的高频电流检测，由于中性点零序电压更好的信噪比，使得本发明实施例的电机转子极性的辨识装置在磁极辨识的精度、鲁棒性等方面都更有优势。

根据本发明实施例的电机转子极性的辨识装置，利用电机的饱和特性，通过向电机的定子绕组注入高频电压激励信号，并通过检测定子绕组的中性点零序电压来辨识电机的转子极性，由于检测的是电机的中性点零序电压信号，因此，信噪比高，提高了辨识的准确性，辨识精度和鲁棒性都得到了很大的提高。此外，还无需采用位置传感器，大大降低了系统的成本。

流程图中或在此以其他方式描述的任何过程或方法描述可以被理解为，表示包括一个或更多个用于实现特定逻辑功能或过程的步骤的可执行指令的代码的模块、片段或部分，并且本发明的优选实施方式的范围包括另外的实现，其中可以不按所示出或讨论的顺序，包括根据所涉及的功能按基本同时的方式或按相反的顺序，来执行功能，这应被本发明的实施例所属技术领域的技术人员所理解。

在流程图中表示或在此以其他方式描述的逻辑和/或步骤，例如，可以被认为是用于实现逻辑功能的可执行指令的定序列表，可以具体实现在任何计算机可读介质中，以供指令执行系统、装置或设备(如基于计算机的系统、包括处理器的系统或其他可以从指令执行系统、装置或设备取指令并执行指令的系统)使用，或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用。就本说明书而言，"计算机可读介质"可以是任何可以包含、存储、通信、传播或传输程序以供指令执行系统、装置或设备或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用的装置。计算机可读介质的更具体的示例(非穷尽性列表)包括以下：具有一个或多个布线的电连接部(电子装置)，便携式计算机盘盒(磁装置)，随机存取存储器(RAM)，只读存储器(ROM)，可擦除可编辑只读存储器(EPROM或闪速存储器)，光纤装置，以及便携式光盘只读存储器(CDROM)。另外，计算机可读介质甚至可以是可在其上打印所述程序的纸或其他合适的介质，因为可以例如通过对纸或其他介质进行光学扫描，接着进行编辑、解译或必要时以其他合适方式进行处理来以电子方式获得所述程序，然后将其存储在计算机存储器中。

应当理解，本发明的各部分可以用硬件、软件、固件或它们的组合来实现。在上述实施方式中，多个步骤或方法可以用存储在存储器中且由合适的指令执行系统执行的软件或固件来实现。例如，如果用硬件来实现，和在另一实施方式中一样，可用本领域公知的下列技术中的任一项或他们的组合来实现：具有用于对数据信号实现逻辑功能的逻辑门电路的离散逻辑电路，具有合适的组合逻辑门电路的专用集成电路，可编程门阵列(PGA)，现场可编程门阵列(FPGA)等。

本技术领域的普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。

此外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。

上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同限定。

Claims (20)

1.一种电机转子极性的辨识方法，其特征在于，包括以下步骤：

向电机的定子绕组注入高频电压激励信号，并检测所述定子绕组的中性点零序电压；

根据所述中性点零序电压辨识所述电机的转子极性。

2.如权利要求1所述的电机转子极性的辨识方法，其特征在于，所述高频电压激励信号为高频旋转的电压信号，其中，向电机的定子绕组注入高频电压激励信号具体为：

在静止坐标系下，向所述电机的定子绕组注入所述高频旋转的电压信号。

3.如权利要求2所述的电机转子极性的辨识方法，其特征在于，所述高频旋转的电压信号通过以下公式表达：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ U_{\mathrm{BO}}=U\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ U_{\mathrm{CO}}=U\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.$

其中，U为所述高频旋转的电压信号的幅值，ω_h为所述高频旋转的电压信号的频率。

4.如权利要求3所述的电机转子极性的辨识方法，其特征在于，所述中性点零序电压根据以下公式得到：

$U_{\mathrm{RN}}=\frac{L_0{L}_{2}U}{2{L_0}^2-\frac{1}{2}{L_2}^2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+2{\mathrm{\θ}}_e)-\frac{{L_2}^{2}U}{4{L_0}^2-{L_2}^2}\cos (w_{h}t-4{\mathrm{\θ}}_e)$

其中，U_RN为所述中性点零序电压，L₀为所述电机的每相绕组的基波电感，L₂为所述每相绕组的二次谐波电感，θ_e为所述电机的转子角度。

5.如权利要求1所述的电机转子极性的辨识方法，其特征在于，所述高频电压激励信号为高频脉振电压信号，其中，向电机的定子绕组注入高频电压激励信号具体为：

在旋转坐标系下，向所述电机的定子绕组注入所述高频脉振电压信号，其中，所述旋转坐标系的速度是电机转子估算速度的两倍，所述旋转坐标系的旋转方向与所述电机的转子旋转方向相反。

6.如权利要求5所述的电机转子极性的辨识方法，其特征在于，所述高频脉振电压信号通过以下公式表达：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin \left(2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e\right)\\ U_{\mathrm{BO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin (2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ U_{\mathrm{CO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin (2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.$

其中，U为所述高频脉振电压信号的幅值，ω_h为所述高频脉振电压信号的频率，为所述电机的转子估算角度。

7.如权利要求6所述的电机转子极性的辨识方法，其特征在于，所述中性点零序电压根据以下公式得到：

$U_{\mathrm{RN}}=\frac{L_0{L}_{2}U}{2{L_0}^2-\frac{1}{2}{L_2}^2}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)-\frac{L_2^{2}U}{4{L_0}^2-{L_2}^2}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin (4{\mathrm{\θ}}_e+2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e)$

其中，U_RN为所述中性点零序电压，L₀为所述电机的每相绕组的基波电感，L₂为所述每相绕组的二次谐波电感，θ_e为所述电机的转子角度，为所述电机的转子估算角度，Δθ为所述转子角度与所述转子估算角度之差。

8.如权利要求4或7所述的电机转子极性的辨识方法，其特征在于，根据所述中性点零序电压辨识所述电机的转子极性，具体包括：

对所述中性点零序电压进行信号处理以获得零序电压处理信号；

检测所述零序电压处理信号随磁路饱和以产生的幅值变化情况；

根据所述零序电压处理信号的幅值变化情况辨识所述电机的转子极性。

9.如权利要求3所述的电机转子极性的辨识方法，其特征在于，根据所述高频旋转的电压信号和所述电机的三相电感获得所述中性点零序电压的二次谐波分量，其中，所述中性点零序电压的二次谐波分量根据以下公式表达：

U_{RN_2nd}≈ksin(2ω_ht+θ_e)

其中，U_{RN_2nd}为所述中性点零序电压的二次谐波分量，k为所述中性点零序电压的二次谐波分量的幅值，θ_e为所述电机的转子角度。

10.如权利要求9所述的电机转子极性的辨识方法，其特征在于，对所述中性点零序电压的二次谐波分量进行信号处理以获得零序电压二次谐波分量处理信号，并通过判断所述零序电压二次谐波分量处理信号的符号以辨识所述电机的转子极性。

11.一种电机转子极性的辨识装置，其特征在于，包括：

检测模块，所述检测模块在电机的定子绕组注入高频电压激励信号后检测所述定子绕组的中性点零序电压；

辨识模块，所述辨识模块根据所述中性点零序电压辨识所述电机的转子极性。

12.如权利要求11所述的电机转子极性的辨识装置，其特征在于，所述高频电压激励信号为高频旋转的电压信号，其中，在静止坐标系下，向所述电机的定子绕组注入所述高频旋转的电压信号。

13.如权利要求12所述的电机转子极性的辨识装置，其特征在于，所述高频旋转的电压信号通过以下公式表达：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ U_{\mathrm{BO}}=U\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ U_{\mathrm{CO}}=U\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.$

其中，U为所述高频旋转的电压信号的幅值，ω_h为所述高频旋转的电压信号的频率。

14.如权利要求13所述的电机转子极性的辨识装置，其特征在于，所述中性点零序电压根据以下公式得到：

$U_{\mathrm{RN}}=\frac{L_0{L}_{2}U}{2{L_0}^2-\frac{1}{2}{L_2}^2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{h}t+2{\mathrm{\θ}}_e)-\frac{{L_2}^{2}U}{4{L_0}^2-{L_2}^2}\cos (w_{h}t-4{\mathrm{\θ}}_e)$

其中，U_RN为所述中性点零序电压，L₀为所述电机的每相绕组的基波电感，L₂为所述每相绕组的二次谐波电感，θ_e为所述电机的转子角度。

15.如权利要求11所述的电机转子极性的辨识装置，其特征在于，所述高频电压激励信号为高频脉振电压信号，其中，在旋转坐标系下，向所述电机的定子绕组注入所述高频脉振电压信号，且所述旋转坐标系的速度是电机转子估算速度的两倍，所述旋转坐标系的旋转方向与所述电机的转子旋转方向相反。

16.如权利要求15所述的电机转子极性的辨识装置，其特征在于，所述高频脉振电压信号通过以下公式表达：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin \left(2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e\right)\\ U_{\mathrm{BO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin (2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ U_{\mathrm{CO}}=U\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin (2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.$

其中，U为所述高频脉振电压信号的幅值，ω_h为所述高频脉振电压信号的频率，为所述电机的转子估算角度。

17.如权利要求16所述的电机转子极性的辨识装置，其特征在于，所述中性点零序电压根据以下公式得到：

$U_{\mathrm{RN}}=\frac{L_0{L}_{2}U}{2{L_0}^2-\frac{1}{2}{L_2}^2}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)-\frac{L_2^{2}U}{4{L_0}^2-{L_2}^2}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\sin (4{\mathrm{\θ}}_e+2{\widehat{\mathrm{\θ}}}_e)$

其中，U_RN为所述中性点零序电压，L₀为所述电机的每相绕组的基波电感，L₂为所述每相绕组的二次谐波电感，θ_e为所述电机的转子角度，为所述电机的转子估算角度，Δθ为所述转子角度与所述转子估算角度之差。

18.如权利要求14或17所述的电机转子极性的辨识装置，其特征在于，所述辨识模块在辨识所述电机的转子极性时通过对所述中性点零序电压进行信号处理以获得零序电压处理信号，并检测所述零序电压处理信号随磁路饱和以产生的幅值变化情况，以及根据所述零序电压处理信号的幅值变化情况辨识所述电机的转子极性。

19.如权利要求13所述的电机转子极性的辨识装置，其特征在于，所述辨识模块根据所述高频旋转的电压信号和所述电机的三相电感获得所述中性点零序电压的二次谐波分量，其中，所述中性点零序电压的二次谐波分量根据以下公式表达：

U_{RN_2nd}≈ksin(2ω_ht+θ_e)

其中，U_{RN_2nd}为所述中性点零序电压的二次谐波分量，k为所述中性点零序电压的二次谐波分量的幅值，θ_e为所述电机的转子角度。

20.如权利要求19所述的电机转子极性的辨识装置，其特征在于，所述辨识模块对所述中性点零序电压的二次谐波分量进行信号处理以获得零序电压二次谐波分量处理信号，并通过判断所述零序电压二次谐波分量处理信号的符号以辨识所述电机的转子极性。