JP2002078392A - 交流電動機の駆動システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】電動機内部の磁極位置を、極性を含めて瞬時に
検出する制御アルゴリズムを提供する。 【解決手段】電動機３の推定磁極軸であるdc軸上の電圧
指令に対して、微小変化を与え、その結果、電流脈動成
分が正となる期間、負となる期間の差、あるいは、正
側、負側における電流変化率の差を利用して、磁極軸の
極性を判別する。また、上記電圧指令に対する微小変化
を、dc軸とそれに直交するqc軸の両方に加え、各軸上に
おける電流脈動成分から、電動機の磁極位置を直接推定
する。磁極の極性判別期間を別途設ける必要がなく、電
源オンから起動までの期間を短縮でき、電動機の高速起
動が実現できる。また、高速な磁極位置推定が実現でき
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電動機の制御
に関し、特に電気角位置を検出するセンサを用いずに高
性能な電動機制御を実現するシステムに関する。

【０００２】

【従来の技術】同期電動機を電気角位置の検出なしに制
御する手法は、特開平7−245981（以下、文献１）、特
開平7−177788（以下、文献２）、平成11年電気学会産
業応用部門全国大会No.191「磁気非線形による電流歪み
に着目したPMモータの磁極位置推定法」（以下、文献
３）等がある。どの方式も、同期電動機内部の磁極位置
推定方法に関するものである。

【０００３】文献１は、永久磁石型動機電動機（PMモー
タ）の突極性を利用して、磁極位置の推定を行うもので
ある。PMモータの推定磁極軸（dc軸）に交番磁界を発生
させ、この軸に対して直交する軸（qc軸）成分の交番電
流（あるいは交番電圧）を検出し、これに基づいて、電
動機内部の磁極位置を推定演算する。実際の磁極軸と推
定磁束軸に誤差がある場合に、dc軸からqc軸に対してイ
ンダクタンスの干渉項が存在する特徴を利用している
が、交番電流（電圧）成分を抽出するためには、フーリ
エ級数展開や、バンドパスフィルタを使用する。

【０００４】文献２は、PMモータの突極性、ならびに磁
気飽和特性を利用して、磁極位置を推定演算するもので
ある。推定アルゴリズムをステップ１とステップ２の二
段階に分け、ステップ１ではPMモータの突極性を利用し
た磁極位置推定を行い、ステップ２では、磁気飽和によ
るインダクタンスの変化を測定し、磁極の極性を判別す
る。

【０００５】文献３は、PMモータの磁気飽和特性を利用
して、磁極位置を推定演算するものである。PMモータに
対して、高周波の正弦波電圧を印加し、それに伴い発生
する電流波形を周波数分析し、第２次高調波成分の位相
から、磁極の極性、ならびに磁極位置を推定演算する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】文献１の手法は、PMモ
ータのインダクタンスが、電気角位相θに対して、２θ
の関数で変化する原理を利用している。この原理に基づ
いて磁極位置推定を行うと、推定結果に180°の誤差が
存在する場合があり、このままでは始動時に脱調する恐
れがある。よって、磁極軸（ｄ軸）の極性を判別する手
段が別途必要になる。

【０００７】文献２の手法は、ステップ１では文献１と
同様に、電気角に対するインダクタンスの変化を利用
し、磁極位置推定を行う。次に、ステップ２として、PM
モータに対して電圧ステップを与え、その時の電流応答
時間から磁極の極性判定を行う。ステップ２は、永久磁
石による磁束と、電圧ステップによる磁束成分との関係
で、磁気飽和が発生、あるいは減少し、結果的にインダ
クタンス（電気時定数）が変化する現象を利用してい
る。この手法によれば、磁極の極性判別は可能であり、
PMモータを確実に始動することが可能である。しかし、
推定アルゴリズムが２段階（ステップ１、ステップ２）
に分かれており、PMモータの起動までに時間を要すると
いう問題がある。電源オンから、急加速を行いたいよう
な用途への適用は難しく、また制御アルゴリズムも複雑
になる。

【０００８】文献３は、PMモータに高周波（500Hz程
度）を印加し、その結果生じるひずみ電流成分を抽出し
て、磁極の極性、ならびに磁極位置を推定するものであ
る。この手法は、波形のひずみが磁気飽和に起因して生
じる現象を利用しているため、磁極の極性判定が不要
で、磁極位置推定ができる。しかしながら、高周波のひ
ずみ成分を精度よく抽出する必要があり、電流波形の細
かいサンプリングが、必要である。また、フーリエ級数
展開などの複雑な処理を必要とする。フーリエ級数展開
の精度を上げるには、ある程度長い期間の電流検出が必
要であり、PMモータの始動までに時間を要する。

【０００９】本発明の目的は、上記した従来技術の問題
点に鑑み、非突極型モータにも適用でき、極性判別と磁
極位置を簡単なアルゴリズムで検出できる交流電動機の
駆動システムを提供することにある。また、本方式によ
れば、始動または低速時の磁極位置を短時間で検出でき
る。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明は、電動機を制御する制御装置内で磁極の極性判別と
磁極位置の検出、あるいは極性判別を含んで磁極位置を
検出し、ベクトル制御を行うことを特徴とする。

【００１１】極性の判別は、前記電動機内部の磁束の推
定軸であるdc軸に対して微小電圧変化を与え、前記電動
機に流れる電流の観測値に含まれる脈動成分に対し、該
脈動成分の正側、ならびに負側の通流時間を計測し、こ
の値に基づき、前記電動機内部の磁極の極性を判別す
る。あるいは、該脈動成分の正側、負側における電流変
化率を計測し、この値に基づき、磁極の極性を判別す
る。

【００１２】このときの磁極位置の検出は、上記した磁
極の極性判別と並行して、前記電動機に流れる電流を前
記dc軸と直交するqc軸で観測し、観測された電流の変化
率成分を用いて、前記電動機内部の磁極位置の推定を行
う。

【００１３】本発明の別の磁極位置の検出は、前記電動
機の推定磁束軸であるdc軸と該dc軸に直交するqc軸上の
電圧指令に対して微小電圧変化を与え、前記電動機に流
れる電流を前記dc、qc軸上で観測し、前記dc軸とqc軸で
観測された電流値に含まれる脈動成分に対して、該脈動
成分の正側および負側の通流時間に基づき、前記電動機
内部の磁極位置を推定する。もしくは、該脈動成分の電
流変化率を、該脈動成分の正側、負側に分離して検出
し、これらの変化率値に基づいて、前記電動機内部の磁
極位置を推定する。

【００１４】前記磁極位置の推定と前記極性判別は並行
して実施し、極性判別が完了した時点で、前記電圧指令
に与える微小変化の周期を変更し、引き続き前記磁極位
置推定を実施するようにしてもよい。

【００１５】また、前記dc、qc軸上での電流脈動成分の
変化率であるΔIdcp（dc軸電流の脈動成分の正側の電流
変化率）、ΔIdcn（dc軸電流の脈動成分の負側の電流変
化率）、ΔIqcp（qc軸電流の脈動成分の正側の電流変化
率）、ΔIqcn（qc軸電流の脈動成分の負側の電流変化
率）に対して、前記dcqc軸の電気角位相θcと、前記電
動機内部の磁極軸位相θとの軸誤差Δθ（＝θc−θ）
を、後述する式（10）により演算する。

【００１６】あるいは、インダクタンスの変化に基づい
て磁極位置を推定する。すなわち、前記dc、qc軸上にお
ける脈動成分の正負個別の電流変化率に対して、各軸、
各符号の電流変化率の逆数を演算し、その値に基づいて
前記電動機内部の磁極位置（極性を含めた磁極位置）を
推定する。電流変化率の逆数はインダクタンスに比例す
る。

【００１７】ここで、正負の電流変化率の逆数は、Lmdc
p（＝１／|ΔIdcp|）、Lmdcn（＝１／|ΔIdcn|）、Lmqc
p（＝１／|ΔIqcp|）、Lmqcn（＝１／|ΔIqcn|）であ
り、前記dc、qc軸の電気各位相θcと、前記電動機の磁
極軸位相θとの軸誤差Δθ（=θc−θ）を、後述する式
（13）により演算する。

【００１８】

【発明の実施の形態】図１に本発明の第１の実施形態で
あるシステム構成図を示す。本システムは、電動機を制
御する制御装置１、電動機を駆動するインバータ２およ
び交流電動機３からなり、制御装置１内で、電動機３内
部の磁束の推定軸であるdc軸を持ち、この軸に対して微
小電圧変化を与える手段と、前記電動機に流れる電流を
観測する手段とを備え、該電流の観測値に含まれる脈動
成分に対し、該脈動成分の正側、ならびに負側の通流時
間を計測し、この値に基づき、前記電動機内部の磁極の
極性を判別するものである。

【００１９】具体的には、電動機３の電流を検出する電
流検出器４、電流検出値を制御装置２の回転座標軸dcqc
軸へ座標変換するdq変換器５、電動機3の速度あるいは
トルクを制御するベクトル制御器６、電動機3の電気角
周波数ω1を積分し、電気角位置（位相）θcを演算する
積分器７、dcqc軸上の電圧指令Vdc*、Vqc*を、三相交流
の電圧指令に座標変換するdq逆変換器８、三相電圧指令
に基づいて、インバータ２を制御するためのパルスを発
生させるPWM発生器９、信号を加算する加算器10、電動
機内部と制御器内での磁極位置の誤差Δθを演算する磁
極推定器11、軸誤差Δθに基づき、制御器内の電気角位
置θcを補正する補正ゲイン12、電圧指令に微小変化を
与える微小電圧発生器13、及び特徴部分である磁極の極
性推定器14によりなる。

【００２０】次に、本実施形態の動作原理を説明する。
ベクトル制御器６において、電動機３の速度、あるいは
トルクを制御するための制御演算を行う。電流検出器４
で検出された三相交流電流は、座標変換器５により、制
御器内部の回転座標軸dcqc軸上の値Idc、Iqcに変換され
る。電動機の磁極が存在する方向の成分をIdc、それと
直交する成分をIqcとし、それぞれが所定の値になるよ
うに、ベクトル制御器６において、電動機３への印加電
圧Vdc0*、Vqc0*の値が演算され出力される。これらの電
圧指令は、再び三相交流量に変換され、PWM発生器９に
おいて、インバータ２をスイッチング動作させるための
パルス信号へと変換される。インバータ２は、PWM発生
器９の信号により駆動され、制御装置１で演算された電
圧指令に相当する電圧を、電動機３に印加する。

【００２１】電動機３の磁極の位相θ（位置）が磁極位
置検出器から直接検出できる場合は、その検出位相に基
づいて三相の検出電流を座標変換することができるの
で、励磁電流成分Ｉdc（平行な電流成分）とトルク電流
成分が得られる。ベクトル制御器６はこれら二つの電流
成分を独立に制御するもので、内部に電動機３の速度や
トルクを所望の値にするためのトルク電流指令、励磁電
流指令が存在し、それらに検出値Ｉdc、Ｉqcが一致する
ように、電圧指令Ｖdc0*、Ｖqc0*の値を変化させる。な
お、ベクトル制御については、参考文献：「ACサーボシ
ステムの理論と設計の実際：杉本英彦著、総合電子出
版」などに詳しい。

【００２２】上記のように、ベクトル制御を行うには、
電動機内部の磁極位置を検出する必要がある。本発明に
よる電動機駆動システムでは、磁極位置検出器（セン
サ）を用いずに、電動機内部の磁極位置を検出するもの
である。

【００２３】次に、本実施例の特徴部分である極性推定
について説明する。なお、本実施形態における磁極位置
推定は、例えば、文献１に記載の方法で推定できるもの
とする。

【００２４】文献１では、ＰＭモータの推定磁極軸（dc
軸）に交番磁界を発生させ、この軸に対して直交する軸
（qc軸）の交番電流（あるいは交番電圧）を検出し、こ
れに基づいて電動機内部の磁極位置を推定演算してい
る。実際の磁極軸と推定磁束軸とに誤差がある場合は、
dc軸からqc軸に対してインダクタンスの干渉項が存在す
る特徴を利用し、qc軸に生じる交番電流が零になるよう
に制御側の軸を修正して、dc軸を磁極軸に一致させる。
磁極位置推定器11では上記の磁極位置推定アルゴリズム
を実行し、軸誤差Δθはほぼ０度、あるいは180度に収
束する。

【００２５】前述したように、文献１における磁極位置
推定アルゴリズムは、電動機の突極性によるインダクタ
ンスの差を利用するものであり、このインダクタンスは
電気角θに対して２θの関数で変化する。そのため、磁
極位置の収束点は２箇所（０度、180度）に存在し、磁
極の極性判定が必須になる。

【００２６】初めに、極性推定に関する各ブロックの動
作について説明する。微小電圧発生器13において電圧変
化成分vhdを生成し、それをｄ軸電圧指令Vdc0*に加算す
る。vhdとしては、高周波の方形波等を使用する。vhdの
加算により、dc軸上の電流には、電流リプルが発生す
る。この電流リプル成分から、磁極の極性を推定する。

【００２７】次に、本実施形態の極性推定の動作原理を
説明する。図２はdc軸と磁極の極性が一致している場
合、図３はdc軸と磁極の極性が反転している場合であ
る。図２、図３で、（ａ）は電動機内部の永久磁石磁束
の方向と、制御軸(dcqc軸)の方向を示しており、（ｂ）
はIdcと一次磁束Φ_1dの関係、（ｃ）は電流リプル波形
を示している。

【００２８】図２の場合は、dc軸の正方向に電流を流す
と、永久磁石磁束に対して磁束を増加させることにな
る。このため、トータルの一次磁束Φ_1dは増加し、磁気
飽和が生じる。この結果、インダクタンスが低下し、電
流変化率が増加する。逆に、dc軸の負方向に電流を流す
と、永久磁石磁束に対して磁束を減少させることになる
ため、磁気飽和は生じず、インダクタンスは変化しない
ため、正方向に電流を流した場合に比べて電流変化率は
減少する。よって、電流リプル波形は、Idcが正の値の
時の変化率が大きくなり、負の場合には緩やかな変化に
なる。

【００２９】図３の場合は、図２の場合の逆の現象が発
生し、（ｃ）に示すように、電流が負の値の時に変化率
が大きくなり、正の時には緩やかになる。これら電流リ
プル波形の特徴量を抽出することで、磁極の極性判別が
可能になる。

【００３０】図４を用いて、極性推定器14の構成を説明
する。比較器15は２つの入力の大きさを比較し、「＋」
の入力が「−」の入力よりも大きい場合に「１」、逆の
場合に「−１」を出力する。零信号発生器16は０を発生
し、補正量演算器17は評価指数PFの値に応じて、位相オ
フセットを出力する。積分器７は図１のものと同一のも
のである。

【００３１】図５の波形を用いて、極性推定器14の動作
を説明する。（ａ）は、dc軸に加える微小電圧波形vhd
である。vhdの印加により、電流検出値Idcは（ｂ）のよ
うな波形になる。Idcを比較器15で０と比較し、正なら
ば比較器出力Ｓ＝−１、負ならばＳ＝１とする。Idcに
は、磁気飽和による波形のひずみが含まれるため、Idc
が正、負の値を取る時間が異なっている。よって、符号
信号であるＳ（比較器15の出力）は、デューティが50％
にはならず、（ｃ）のような波形になる。符号信号Ｓを
積分器７で積分し、その値を極性判別信号PFとする。

【００３２】PFは、Idcの電流変化率の大きな方向へ積
分されて行く。図５の場合は、Idcが負の期間で電流変
化率が大きく、この結果、PFは負の方向へ減少してい
く。PFが負になる場合は、磁極の極性が反転していて、
補正量演算器17では180度のオフセットを出力し、磁極
位置θcの値を補正する。磁極の極性が一致している場
合は、PFは正の値に増加し、その場合は磁極位置θcの
補正は行わない。

【００３３】以上のように、微小電圧を磁極推定軸に印
加し、その結果生じるリプル電流の正、負の通流期間を
観測することで、磁極の極性判別が可能になる。なお、
図４における積分器７は、極性推定精度を上げるために
用いており、磁気飽和の著しいモータであれば、符号信
号Ｓのデューティ比から直接極性を推定することも可能
である。

【００３４】上記では、電流脈動成分には直流成分が含
まれないものとして説明をしたが、直流成分のある場合
も、脈動成分のみを抽出（例えば平均値を差し引く）す
ることで、同様の効果が得られる。これは、電動機の磁
気飽和特性が、例えば図２（ｂ）、図３（ｂ）のよう
に、Idcに対して曲線的に変化するためであり、直流バ
イアスが含まれる場合であっても、飽和によるインダク
タンスの変化は多少なりとも存在するからである。以後
の実施形態についても、簡略化のために電流検出値に直
流成分がないものと仮定して説明するが、同様のことが
成り立つ。

【００３５】次に本発明の第２の実施形態について説明
する。第１の実施形態では、電流リプル波形の正、負の
期間を比較し、極性推定を行うものであった。これをマ
イコンを用いて実現するには、電流を高速に検出する
（サンプルする）必要があり、実現が難しくなる。ま
た、アナログ回路によりハード的に行うことは可能であ
るが、周辺回路が必要になる。

【００３６】そこで、第２の実施形態では、これらの問
題を解決するため、前記電動機内部の磁束の推定軸であ
るdc軸に対して微小電圧変化を与え、前記電動機に流れ
る電流を観測し、該観測値に含まれる脈動成分に対し、
その正側、負側における電流変化率を計測して、前記電
動機内部の磁極の極性を判別する。

【００３７】第２の実施形態は、図１における極性推定
器14を、図６に示す極性推定器14Bに置き換えることで
実現できる。図６において、10、17は、第１の実施形態
における同じ番号のものと同一のものである。遅延器18
は入力信号を１サンプルだけ遅らせ、絶対値演算器19は
入力信号の絶対値を演算する。反転器20は入力信号の符
号を反転させ、乗算器21は２つの入力信号の積を演算
し、積分器7Bは乗算結果を積分する。

【００３８】図７は第２の実施形態の各部の動作波形を
示す。演算周期をTidとするディジタル制御系で実行す
るものとする。微小信号vhdは、演算周期Tidに同期して
変化するように与える。この実施例では、Tidの４倍
が、vhdの周期になるように設定している。この時、Idc
は（ｂ）のように変化する。IdcはTid周期の開始時にサ
ンプリングされるため、図示のIdc（k）、Idc（k−1）
のような波形が制御器内部に読み込まれる。Idc（k）
は、図６の極性推定器14Ｂに入力され、前回値Idc（k−
1）との差分が演算される。その後、絶対値演算器19
で、絶対値（｜ΔIdc｜）が演算され、符号信号S2との
積が取られる。

【００３９】符号信号S2は、微小信号vhdの波形を利用
する。もちろん、Idc自体の波形を利用しても良いが、
零クロス近傍の微妙な点を誤検出する恐れがあるため、
確実なvhdの波形を利用する。vhdの周波数が十分高い条
件であれば、Idcのリプル成分の位相（符号）は、完全
にVhdに対して固定されるとみなすことができる（抵抗
による電圧降下を無視できる）。

【００４０】｜ΔIdc｜と符号信号S2の積をΔPF2とす
る。ΔPF2は、図７（ｅ）のようになる。負側の電流変
化率が大きい場合には負に、正側の電流変化率が大きい
場合は正に、それぞれオフセットを持った波形が得られ
る。よって、ΔPF2のオフセット量を判別することで、
極性の判定が可能になる。

【００４１】本実施例では、積分器7Bを用いてオフセッ
トを検出している。ΔPF2を積分し（PF2）、オフセット
の符号を求める。図７の場合、PF2は負に減少し、この
場合の極性は反転している。補正量演算器17では、第1
実施形態と同様に、θcに与えるオフセット量を演算す
る。

【００４２】以上、本発明による第２の実施形態を用い
ることで、ディジタル制御系に適した実用的な極性推定
が可能になる。なお、図６における積分器7Bは、ΔPF2
のオフセット量を精度よく求めるために使用したもので
あり、磁気飽和の著しい電動機では、ΔPF2の平均値な
どから瞬時に極性を推定することも可能である。

【００４３】次に本発明の第３の実施形態について、図
８〜１０を用いて説明する。第１、第２の実施形態は、
磁極位置推定後の極性推定に関する実施形態であるが、
第３の実施形態では、磁極位置推定と極性判定を平行し
て実行するものである。すなわち、電動機内部の磁束の
推定軸であるdc軸と、それに直交する軸qc軸を持ち、こ
のqc軸上で観測された電流変化率成分を用いて、前記電
動機内部の磁極位置の推定を行い、これと平行して、上
記した磁極の極性を判別することで実現できる。

【００４４】図８において、部品番号１〜10、ならびに
12、13は、図１の同じ番号のものと同一のものである。
また、極性推定器14Bは、図６のものと同一のものであ
る。図８の動作は、前述の第２の実施形態とほぼ同じで
あるが、本実施形態では、極性推定と同時に磁極位置推
定器11Cにおいて、磁極位置推定演算を行う。磁極位置
推定器11Cでは、微小電圧信号vhdと、電流検出値Iqcを
用いて、磁極位置検出を行う。

【００４５】次に、磁極位置推定器11Cの動作原理につ
いて説明する。突極性を持つ同期電動機の電圧方程式
を、電動機の磁極軸を基準とするdq座標軸上で表現する
と次式（１）となる。

【００４６】

【数２】

【００４７】式（１）において、Vd、Vqはそれぞれ電動
機への印加電圧、Id、Iqは、電動機電流、rは電動 機
の固定子抵抗、Ldはｄ軸インダクタンス、Lqはｑ軸イン
ダクタンス、ω1は電気角周波数、KEは逆起電圧定数、
ｐは微分演算子である。

【００４８】dq軸と、制御上の座標軸dcqc軸との間に軸
誤差Δθが存在する場合、dcqc軸上での電動機の電圧方
程式は式（２）となる。

【００４９】

【数３】

【００５０】さらに、式（２）より、式（３）となる。

【００５１】

【数４】

【００５２】ここで、Vdc、およびVqcに、それぞれ微小
電圧変化分vhd、vhqを加えるものとすると、式（４）が
得られる。

【００５３】

【数５】

【００５４】vhd、vhqにより、Idc、Iqcには微小変化が
生じる。vhd、vhqの変化が短時間であり、基本波成分に
は寄与しないものと仮定すると、Idc、Iqcに関する状態
方程式は、式（５）となる。

【００５５】

【数６】

【００５６】vhq＝０とし、微小期間Tidにおける電流変
化量をΔIdc、ΔIqcと表記し、式（５）のqc軸成分を求
めると、式（６）のようになる。

【００５７】

【数７】

【００５８】よって、式（７）、式（８）が得られる。

【００５９】

【数８】

【００６０】

【数９】

【００６１】式（８）より、電圧の微小変化を与えるこ
とで、軸誤差Δθを推定できることがわかる。

【００６２】図９に、式（８）の磁極位置推定演算を実
現するブロック図を示す。図において、部品番号10、18
は、第２の実施形態と同一のものであり、部品番号22、
23は比例ゲイン、24は除算器である。磁極位置推定器11
Ｃでは、Iqc(k)の差分によりΔIqcを演算し、比例ゲイ
ン22、23によりゲイン倍し、最後にvhdの値で除算する
ことで、軸誤差Δθを出力する。

【００６３】図９の演算により、磁極位置は０度か180
度のどちらかに収束するため、磁極の極性推定が必要に
なる。極性推定は、第２の実施形態で説明した極性推定
器14Bにおいて実行される。本実施形態においては、磁
極位置推定と極性推定を平行して実施することが可能で
ある。その様子を、図10を用いて説明する。

【００６４】図１０では、時刻t＝0において磁極位置推
定と極性推定が同時にスタートしている。磁極の推定位
置θcが、徐々に収束を開始している。この収束速度
は、図８における補正ゲイン12の大きさで決まる。一方
で、極性推定器14Bでは極性の推定を実行し、極性信号P
F2の値が変化している。磁極位置推定が収束しつつある
頃、時刻tpにおいて、PF2の値から極性を判別する。図
１０の場合は、極性が反転していたため、180度のオフ
セット量を加算する。極性推定後も磁極位置推定を継続
し、最終的にはθcがθに一致する。

【００６５】以上が、本発明による第３の実施形態であ
る。本発明により、磁極の極性推定は、磁極位置推定演
算と同時に実施することができ、推定開始から完了まで
の時間を大幅に改善できる。

【００６６】なお、本実施形態の説明では、式（８）を
磁極位置推定に用いる例を示したが、他の磁極位置推定
方法でも、ここでの実施形態と同様に、極性推定と平行
して実施することが可能である。

【００６７】次に本発明の第４の実施形態について説明
する。第３の実施形態は、磁極位置推定と極性推定を平
行して同時に実行するものであった。第４の実施形態
は、その時に用いる電圧微小信号vhdの周期に関する。v
hdは、電動機に対して高調波成分を注入するものであ
り、磁極位置推定、ならびに極性推定のために必要なも
のであって、本来の電動機制御には不要のものである。
よって、その成分はできる限り少ない方が良い。

【００６８】極性推定を行うためには、演算周期Tidに
対して、vhdの周期を少なくとも４×Tidにする必要があ
る。このため、vhdの重畳に伴う高調波成分が増加し、
損失やトルク脈動の原因になる恐れがある。これらを抑
制するためには、vhdの振幅はできる限り小さく、ま
た、周波数はできる限り高い方が望ましい。一方、磁極
位置推定演算を行う上では、vhdの周期は任意でよいた
め、極性推定結果が確定した後に（極性が認識できた後
に）、vhdの周波数を切り替える方が良い。

【００６９】図１１は、第４の実施形態の動作を示す。
時刻tsにおいてvhdの周期を切り替えている。この時、
少なくとも時刻ts以前に、極性推定が完了している必要
がある。図示のように、時刻tsからvhdの周期が半分に
なることで、電流リプルも半減し、トルク脈動の増加
や、高調波による損失を低減できるようになる。

【００７０】次に本発明の第5の実施形態について説明
する。第１〜４の実施形態は、磁極の極性推定ならびに
磁極位置推定を同時に実施するものであり、突極性を伴
う電動機には有効である。しかし、非突極型の永久磁石
型同期電動機では、高応答な磁極位置推定法が確立して
いないのが現状である。本発明の第５の実施形態では、
非突極型の電動機の磁極位置推定方法を提供するもので
ある。

【００７１】すなわち、第５の実施形態では電動機の制
御装置内で、電動機内部の推定磁束軸dc軸と、該dc軸に
直交する軸qc軸を持ち、これらの２つの軸上の電圧指令
に対して微小変化を与え、前記電動機に流れる電流をd
c、qc軸上で観測し、dc軸およびqc軸で観測された電流
値に含まれる脈動成分に対して、該脈動成分の正側、な
らびに負側の通流時間に基づき、前記電動機内部の磁極
位置を推定する。

【００７２】図１２は、第５の実施形態のシステム構成
図である。部品番号１〜10及び12、13は、図１あるいは
図８の同じ番号のものと同一のものである（ただし、電
動機３は非突極型の交流電動機である）。磁極位置推定
器11Dが本実施形態の特徴部分である。

【００７３】実施形態５においては、これまでの実施形
態と異なり、微小電圧発生器の出力を、dc軸とqc軸の両
方に加算している。この結果、Idc、Iqcの両方の電流に
脈動が発生する。磁極位置推定器11Dでは、Idcならびに
Iqcの両方の電流を取り込み、磁極位置を推定する。

【００７４】図１３に、磁極位置推定器11Dの構成を示
す。部品番号7、15、16は、図４のものと同一のもので
ある。磁極位置推定器11Dは、原理的には図４における
極性推定器を、dc、qcの各軸成分毎に設けたものであ
る。各々の積分器出力PFd、ならびにPFqは、各軸の電流
に対して、電流変化率の大きな符号の方へ変化してい
く。電流変化率の大きな方向とは、すなわち磁石磁束の
正の方向であり、この特徴を利用することで、磁極位置
を推定することができる。

【００７５】図１４に、PFd、PFqと磁極軸の関係をベク
トルを用いて示す。dcqc軸とdq軸が図の関係にある場
合、磁極に近い軸方向へPFdとPFqは変化する。このた
め、PFdは正、PFqは負の値になる。よって、この場合、
Δθは0〜90度の範囲に特定することが可能である。

【００７６】このようにして、PFd、ならびにPFqの符号
に基づいて、磁極位置演算器25では、軸誤差の演算を行
う。磁極位置演算器25内部には、図１５に示すPFd、PFq
とΔθの関係表を備え、軸誤差Δθを特定することが可
能である。この方式によれば、極性推定を行うことな
く、直接磁極位置を90度の範囲内に特定することが可能
である。

【００７７】以上のように、本発明の第５の実施形態に
よれば、非突極型のモータであっても、磁気飽和による
インダクタンスの変化を利用することで、磁極位置の存
在する領域を高速に特定することが可能である。

【００７８】次に本発明の第６の実施形態について説明
する。第５の実施形態では、図１のものと同様に、電流
リプル波形の正、負の期間を比較し、極性推定を行うも
のであり、これをマイコンを用いて実現するには、電流
を高速に検出する（サンプルする）必要がある。また、
アナログ回路でハード的に実施することは可能である
が、外付けの周辺回路が必要になるという問題が生じ
る。第６の実施形態では、これらの問題を解決する極性
位置推定方法を提供する。

【００７９】第６の実施形態では、dc軸とqc軸の２つの
圧指令に対して微小変化を与え、電動機に流れる電流を
dc、qc軸上で観測し、観測された電流に含まれる脈動成
分の電流変化率を、該脈動成分の正側、負側に分離して
検出し、これらの変化率値に基づいて電動機内部の磁極
位置を推定する。

【００８０】図１６に、第６の実施形態の磁極位置推定
器11Ｅを示す。部品番号10、18、19、20、21は、図６に
おける同じ番号のものと同一のものである。また、部品
番号25は、図１３のものと同一のものである。部品番号
26は、入力値の平均値を演算する平均値演算器である。

【００８１】図１７に各部の動作波形を示す。第６の実
施形態では、ディジタル制御を前提にしており、電流検
出値Idc、Iqcの差分から電流変化率を演算し、磁極位置
を推定するもので、動作自体は図６のものと同様であ
る。微小信号vhにより、Idc、Iqcには、（ｂ），（ｄ）
のような脈動分が生じる。それぞれの軸において、電流
変化率の絶対値演算が行われ（ｃ），（ｅ）、符号信号
との乗算が行われ、ΔPFd、ならびにΔPFqの波形が得ら
れる（ｇ），（ｉ）。ここで、ΔPFdならびにΔPFqの平
均演算を平均値演算器26で行い、演算周期Tidの２倍周
期Thsで、（ｈ），（ｊ）のようなタイミングで出力す
る。

【００８２】平均値演算器26の出力PFd、PFqの符号に基
づいて、磁極位置演算25では図１５の表に従い磁極位置
の特定を行う。以上の動作を、ベクトル図で示すと、図
１８、図１９のようになる。図１８に示すように、各軸
における電流リプルの変化率は、磁極軸に近いものほど
値が大きくなる。これらの平均値は、図１９のように永
久磁石磁束Φの存在する方向に近づくことになる。

【００８３】次に本発明の第７の実施形態について説明
する。第６の実施形態は、非突極型の電動機が対象であ
り、突極型のモータに適用するには以下の問題がある。
突極型においては、式（５）に示すように、軸誤差Δθ
がある場合、dc軸とqc軸の間に干渉項が存在する。よっ
て、両方の軸の電圧指令に同時に微小信号を注入する
と、この干渉成分の影響で磁極位置が特定できない場合
が生じる。

【００８４】第７の実施形態では、この問題を解決し、
突極型モータにも適用できる磁極位置推定方法を提供す
る。すなわち、第５または第６の実施形態での磁極位置
推定方法を実施する際、前記dc軸、qc軸の電圧指令に加
える微小変化を、dc軸、qc軸に交互に与えることで解決
する。

【００８５】図２０に第７の実施形態による微小信号発
生器13F、磁極位置推定器11Fを示す。これは、図１２に
おける微小電圧発生器13と磁極位置推定器11Dとを置き
換えたものである。

【００８６】図２０において、部品番号10、16、18、1
9、20、21、25は、これまでの実施形態における同じ番
号のものと同一のものである。微小電圧発生器11Ｆには
入力の平均値を演算する平均値演算器26Ｆを、磁極位置
推定器13Fには方形波のパルスを発生するクロック発信
器27、クロック発振器27の出力を受けて、方形波を発生
させる方形波発振器28、クロック発振器28の出力を数え
るカウンタ29、及びカウンタ29の出力信号に応じて、入
力を切り換えるスイッチ30を設けている。

【００８７】図２１に動作波形を示す。クロック発振器
27は、制御演算周期Tidに同期したクロック信号を出力
する。方形波発振器28では、クロック信号を２分周し、
微小電圧信号の元になるvhを作成する。一方で、クロッ
ク信号は、カウンタ29において４分周され、スイッチ30
の切り換え信号として用いる。スイッチ30は、カウンタ
29の値が１の場合には入力を図の「１」側に、０の場合
は「０」側へと切り換える。

【００８８】微小電圧発生器の出力は、（ａ）ならびに
（ｄ）のような波形になり、結果的にdc軸とqc軸の出力
電圧に対して、交互に微小電圧が印加されることにな
る。微小電圧が交互に印加されるため、dc軸とqc軸間の
干渉成分を考慮する必要がなく、それぞれの軸の電圧微
小変化に対する電流変化率を、時間で区別して演算すれ
ばよい。

【００８９】磁極位置推定器11Fでは、第６の実施形態
における磁極位置推定器11Eとほぼ同様の動作を行う。I
dc、Iqcの変化率を、それぞれ符号信号S2を用いて正負
に分離し、平均値演算器26Fにおいて、平均値を演算す
る。（ｂ）ならびに（ｅ）がIdc、Iqcの波形であり、最
終的には図１７と同様にΔPFd、ならびにΔPFqの波形が
得られる。この波形の平均値を、平均値演算器26Fにお
いて演算し、PFd、PFqとする。ここでの平均値演算は、
Tidの８周期分の平均値が必要になる。このようにして
得られたPFd、PFqに基づいて、磁極位置演算器25におい
て、磁極位置Δθが特定される。

【００９０】以上のように、本実施形態による磁極位置
検出器を用いることで、突極型の電動機に対しても、極
性判別を用いることなく、直接磁極位置を特定できる磁
極位置推定器が実現できる。

【００９１】次に本発明の第８の実施形態について説明
する。第５から第７に至る実施形態によれば、磁極位置
推定器内のPFd、PFqの符号を用いることで、磁極位置を
特定できる。Δθの存在する領域は特定できるが、Δθ
の値そのものを直接精度よく特定することはできない。
第８の実施形態によれば、Δθを直接求めることが可能
になる。

【００９２】すなわち、実施形態６または７を実施する
際、前記dc、qc軸上での電流脈動成分の変化率であるΔ
Idcp（dc軸電流の脈動成分の正側の電流変化率）、ΔId
cn（dc軸電流の脈動成分の負側の電流変化率）、ΔIqcp
（qc軸電流の脈動成分の正側の電流変化率）、ΔIqcn
（qc軸電流の脈動成分の負側の電流変化率）に対して、
前記dc、qc軸の電気角位相θcと、前記電動機内部の磁
極軸位相θとの軸誤差Δθ（＝θc−θ）を、後述の式
（10）により演算することで実現できる。

【００９３】図２２は実施形態８における磁極位置演算
器の構成図である。磁極位置演算器25Ｇを、図１３、１
６、２０における磁極位置演算器25の代わりに用いる。
符号反転器20、二つの入力Ｘ、Ｙに関して、逆正接（ア
ークタンジェント）を演算するアークタンジェント演算
器31を設けている。

【００９４】PFd、PFqは、図１９のベクトル図に代表さ
れるように、dcqc軸上においては、永久磁石磁束の存在
する方向のベクトルを形成する。よって、Δθは、式
（９）よりアークタンジェントを演算して求めることが
できる。

【００９５】

【数１０】

【００９６】また、電流リプルを用いて表現すると、式
（10）のようになる。

【００９７】

【数１１】

【００９８】なお、式（９），（10）においては、分
母、分子の符号を考慮して演算することで、±180度の
範囲でΔθを特定できる。これまでの実施形態と同様
に、極性推定は必要としない。

【００９９】以上、第８の実施形態を用いることで、非
突極型、ならびに突極型のモータの磁極位置を、極性推
定を用いることなく直接推定することが可能になる。

【０１００】次に本発明の第９の実施形態について説明
する。これまでの実施形態では、電流リプルの正負の変
化率（あるいは通流期間）を利用して、変化率の違いか
ら、磁極位置の極性推定、あるいは直接磁極位置を求め
ている。この原理は、電流リプルが、磁気飽和に直接関
係しているという前提の元に成立するものである。

【０１０１】しかしながら、実際の電動機においては、
磁気飽和の影響を最も大きく受けるのはインダクタンス
であり、インダクタンスの変化の結果が、電流リプルの
変化として顕在化することが考えられる。これは、電動
機の飽和特性に依存するものであり、インダクタンスに
基づいて磁極位置を推定した方がよい場合も考えられ
る。

【０１０２】第９の実施形態においては、インダクタン
スの変化に基づいた磁極位置検出方法で、第６または第
７の実施形態を実施する際、前記dc、qc軸上における脈
動成分の正負個別の電流変化率に対して、各軸、各符号
の電流変化率の逆数を演算し、その値に基づいて前記電
動機内部の磁極位置（極性を含めた磁極位置）を推定す
ることで実現できる。

【０１０３】図２３は第９の実施形態による磁極位置推
定器である。磁極位置推定器11Ｈは、例えば、図１６や
図２０の代わりに用いる。部品番号10、18、19、21、2
6、25Gは、これまでの実施形態の同じ番号のものと同一
のものである。部品番号33は、入力の逆数を演算する逆
数演算器である。

【０１０４】図２４は動作原理を説明するもので、dc
軸、qc軸の正負の電流変化率から、インダクタンスを演
算した結果を模式的にベクトル図に示したものである。
図において、Lmdcpは、dc軸を流れる電流リプルの正側
の電流変化率からインダクタンスを求めたもの、Lmdcn
はdc軸のリプル電流の負側の変化率からインダクタンス
を求めたものである。qc軸に関しても同様に定義してい
る。

【０１０５】図２４のベクトル図を見ればわかるよう
に、各軸におけるインダクタンスは、永久磁石磁束の存
在する方向とは、逆方向に大きくなる。この原理を利用
すれば、磁極位置を推定することが可能である。

【０１０６】インダクタンスと電流変化率の関係は、式
（11）または式（12）となる。

【０１０７】

【数１２】

【０１０８】

【数１３】

【０１０９】電圧Ｖが一定であれば、インダクタンスは
電流変化率の逆数に比例することになる。よって、磁極
位推定器11Hにおいては、電流リプルの絶対値の逆数
を、逆数演算器33において演算し、その値をLmdc、Lmqc
とし、磁極位置を推定する。これまでの実施形態と異な
るのは、符号信号となるvhを、反転器を介さずに、直接
用いている点である。

【０１１０】図２５に各部の動作波形を示す。図におい
て、符号信号S2Hは、vhと同位相になっている。これ
は、電流リプルとインダクタンスが反比例の関係にある
ためである。その後、ΔPFd、ΔPFqを計算し、第6の実
施形態（図16、17）と同様にして磁極位置を推定する。
インダクタンスと軸誤差の関係を数式で表記すると、式
（13）のようになる。

【０１１１】

【数１４】

【０１１２】なお、図２３の磁極位置演算器25Gの代わ
りに、図１３の磁極位置演算器25を用いても何ら問題は
ない。また、第７の実施形態に本磁極位置推定器11Hを
適用することも可能である。以上、第9の実施形態を用
いることで、インダクタンスを間接的に求め、インダク
タンスの変化に基づく磁極軸推定が可能になる。

【０１１３】次に本発明の第10の実施形態について説明
する。これまでの実施形態では、微小電圧発生器の出力
は一定とし、電流リプルの変化率から磁極の極性推定、
あるいは磁極位置推定を行っている。しかしながら、磁
気飽和特性は、電動機個々により異なるため、電流リプ
ルが感度よく検出できない場合も考えられ、その場合に
は磁極位置が特定できなくなる恐れがある。

【０１１４】第10の実施形態は、これらの問題を解決す
る磁極位置推定器を提供する。図２６にシステム構成図
を示す。部品番号1〜10、11E、12、13、21は、これまで
の実施形態の同じ番号のものと同一のものである。ゲイ
ン調整器32は、電流リプルΔIdc、ΔIqcの大きさに基づ
き、これらが所定値以上になるようにvhの大きさを調整
する。ゲイン調整器32を備えることにより、自動的に電
流リプルの大きさは変化し、常に感度よく電流リプルを
観測することができるようになる。

【０１１５】この結果、どのような磁気飽和特性の電動
機であっても磁極位置推定が可能になる。なお、電流リ
プル量が小さい時に、vhの大きさではなく、周波数を下
げるようにしても、同様の効果が得られる。

【０１１６】また、すでに説明した第２の実施形態にお
ける磁極の推定方法及び、それを含んだ第３、第４の実
施形態においても、十分な電流変化率を得るために、第
10の実施形態を適用し、ゲイン調整器32を用いてvhの大
きさを自動調整することは可能である。

【０１１７】次に本発明の第11の実施形態について説明
する。実際に電動機を駆動する場合、上述の各実施形態
で示したように、インバータ２（図１など）を用いる。
インバータ２は、PWM発生器９の出力するパルスによっ
て駆動される。PWM発生器９では、三相の電圧指令と、
三角波キャリアとの比較によりパルスを作成する。この
三角波キャリアは、通常は、電動機の駆動周波数に比べ
て十分高く設定されている。一方、磁極推定に用いる微
小電圧変化vhも、電動機の駆動周波数に比べて十分高く
設定する必要があるため、両者の干渉が問題となる場合
がある。

【０１１８】本発明による第11の実施形態によれば、こ
の問題を解決することが可能である。図２７に、本発明
における三角波キャリアと、微小信号vhの関係を示す。
三角波キャリアの上下のピーク間を演算周期Tidとし、
これに同期して微小電圧変化を与えればよい。

【０１１９】また、実際の電動機への印加電圧はパルス
波形になるため、電流リプルIdcは図２７のように、台
形波状の波形になる。しかしながら、電流検出タイミン
グを、同図のように三角波キャリアの上下のピークとす
ることで、電流変化率の最も緩やかな部分を検出するこ
とが可能になり、リンギングなどの影響を排除できる。
もちろん、磁極推定に必要な電流変化率は、差分値とし
て演算できる。よって、第11の実施形態によれば、PWM
に用いる三角波キャリアと、微小電圧波形の干渉を避
け、安定した磁極位置推定が実現できる。

【０１２０】次に本発明の第12の実施形態について、図
２８を用いて説明する。これまでの実施形態の中で、軸
誤差Δθを直接演算するものをいくつか示したが、その
場合、磁極位置θｃを直接修正していた（例えば、図
１、図８など）。

【０１２１】第12の実施形態では、θcを補正する代わ
りに、ω1*を補正している。これは、軸誤差が生じた場
合に、電気角周波数を補正することで、θcをθに一致
させようというものであり、一種のPLLのような動作を
する。この場合、ブロック７の積分器の入力が電動機速
度の推定値になる。速度推定も同時に実現できるように
なる。

【０１２２】

【発明の効果】本発明の交流電動機駆動システムによれ
ば、電動機に微小電圧変化を印加して、それに伴う電流
脈動成分の正側および負側の通流時間または電流変化率
に基づき、前記電動機内部の磁極の極性を簡単に判別で
きる効果がある。

【０１２３】また、この極性判別と並行して、公知の方
法あるいは本発明の方法による磁極位置の検出を行うの
で、電動機の起動までの時間を短縮できる効果がある。
なお、極性判別完了後に微小電圧変化の周期を変えるこ
とで、磁極位置推定に伴う電流高調波を抑制することが
できる。

【０１２４】本発明の交流電動機駆動システムによれ
ば、dc軸とこれに直交するqc軸上の電圧指令に対して微
小変化を与え、それぞれの脈動電流成分の正側、及び負
側の通流時間に基づいて磁極位置を推定するので、電動
機の飽和による脈動成分の変化を利用しているため、磁
極の極性を含めた磁極位置推定が可能になる。

【０１２５】あるいは、前記脈動成分の電流変化率に関
する関数として、逆正接関数を用いて演算を行うこと
で、制御軸と電動機の磁極軸との軸誤差Δθを直接演算
できるようになるので、簡単なアルゴリズムによる磁極
位置の検出が可能になる。

【０１２６】また、前記電流脈動成分の正負個別の電流
変化率に対して、それらの逆数を演算し、電動機のイン
ダクタンスの変化に基づく磁極位置推定を行うこともで
きるので、より精度の高い磁極位置推定が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態によるシステム構成
図。

【図２】磁極軸を正しく推定している場合の磁気飽和と
電流リプルの関係を示す図。

【図３】磁極軸を180度ずれて推定している場合の磁気
飽和と電流リプルの関係を示す図。

【図４】第１の実施形態による極性推定器の構成図。

【図５】第１の実施形態による極性推定器の動作波形を
示す図。

【図６】本発明の第２の実施形態による極性推定器の構
成図。

【図７】第２の実施形態による極性推定器の動作波形を
示す図。

【図８】本発明の第３の実施形態による極性推定器の構
成図。

【図９】第３の実施形態による磁極位置推定器の構成
図。

【図１０】第３の実施形態による磁極位置・極性推定器
の動作波形を示す図。

【図１１】本発明の第４の実施形態による動作波形を示
す図。

【図１２】本発明の第５の実施形態によるシステム構成
図。

【図１３】第５の実施形態による磁極位置推定器の構成
図。

【図１４】第５の実施形態による磁極位置推定器の動作
を示すベクトル図。

【図１５】第５の実施形態による磁極位置の演算で用い
るテーブル。

【図１６】本発明の第６の実施形態による磁極位置推定
器の構成図。

【図１７】第６の実施形態による磁極位置推定器の動作
を示す図。

【図１８】第６の実施形態による電流変化率の大きさを
示すベクトル図。

【図１９】第６の実施形態による磁極位置推定器の動作
を示すベクトル図。

【図２０】本発明の第７の実施形態による微小電圧発生
器及び磁極位置推定器の構成図。

【図２１】第７の実施形態による微小電圧発生器及び磁
極位置推定器の動作波形を示す図。

【図２２】本発明の第８の実施形態による磁極位置演算
器の構成図。

【図２３】本発明の第９の実施形態による磁極位置推定
器の構成図。

【図２４】第９の実施形態によるインダクタンスの変化
を示すベクトル図。

【図２５】第９の実施形態による動作波形を示す図。

【図２６】本発明の第１１の実施形態によるシステム構
成図。

【図２７】本発明の第１２の実施形態による動作を示す
図。

【図２８】本発明の第１３の実施形態によるシステム構
成図。

【符号の説明】

１…制御装置、２…インバータ、３…電動機、４…電流
検出器、５…dq変換器、６…ベクトル制御器、７…積分
器、８…dq逆変換器、９…PWM発生器、10…加算器、1
1，11Ｃ，11Ｄ，11Ｅ，11Ｆ，11Ｈ…磁極位置推定器、1
2…補正ゲイン、13，13Ｆ…微小電圧発生器、14，14Ｂ
…極性推定器、25，25Ｇ…磁極位置演算器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤井 洋 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 株式会社日立ドライブシステムズ内 (72)発明者 安藤 達夫 東京都千代田区神田須田町一丁目15番１号 株式会社日立空調システム内 Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB12 DA13 GG03 XA02 XA05 XA12 5H575 BB03 BB06 DD03 DD06 EE07 GG04 HB01 JJ03 JJ04 JJ22 JJ25 LL22 LL31 5H576 DD05 DD07 EE01 EE11 GG04 GG06 HB01 JJ03 JJ04 JJ08 JJ12 JJ22 JJ25 JJ29 LL12 LL22 LL41

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電動機に任意の交流を印加するイン
   バータと、該インバータに制御信号を送る制御装置を備
   えた交流電動機の駆動システムにおいて、 前記制御装置は、前記電動機の磁束の推定軸であるdc軸
   に対して微小電圧変化を与える手段と、前記電動機に流
   れる電流を観測する手段と、該電流の観測値に含まれる
   脈動成分の正側および負側の通流時間に基づき、前記電
   動機の磁極の極性を判別する手段を設けることを特徴と
   した交流電動機の駆動システム。
2. 【請求項２】 交流電動機に任意の交流を印加するイン
   バータと、該インバータに制御信号を送る制御装置を備
   えた交流電動機の駆動システムにおいて、 前記制御装置は、前記電動機の磁束の推定軸であるdc軸
   に対して微小電圧変化を与える手段と、前記電動機に流
   れる電流を観測する手段と、該電流の観測値に含まれる
   脈動成分の正側および負側の電流変化率に基づき、前記
   電動機の磁極の極性を判別する手段を設けることを特徴
   とした交流電動機の駆動システム。
3. 【請求項３】 交流電動機に任意の交流を印加するイン
   バータと、該インバータに制御信号を送る制御装置を備
   えた交流電動機の駆動システムにおいて、 前記制御装置は、請求項１または２に記載の磁極の極性
   判別を行う手段と、 前記dc軸に与えられた微小電圧変化に対応して、前記電
   動機に流れる電流を前記dc軸に直交するqc軸で観測する
   手段と、前記qc軸で観測された電流変化率を用いて、前
   記電動機内部の磁極位置の推定を行う手段を設け、前記
   極性判別と前記磁極位置の推定を並行して行うことを特
   徴とした交流電動機の駆動システム。
4. 【請求項４】 請求項３において、 前記電動機の磁極の極性判別の完了後、前記微小電圧変
   化の周期を変更し、引き続き前記磁極位置の推定を行う
   ことを特徴とした交流電動機の駆動システム。
5. 【請求項５】 交流電動機に任意の交流を印加するイン
   バータと、該インバータに制御信号を送る制御装置を備
   えた交流電動機の駆動システムにおいて、 前記制御装置は、前記電動機の推定磁束軸であるdc軸と
   該dc軸に直交するqc軸上の電圧指令に対して微小電圧変
   化を与える手段と、前記電動機に流れる電流を前記dc、
   qc軸上で観測する手段と、前記dc軸とqc軸で観測された
   電流値に含まれる脈動成分に対して、該脈動成分の正側
   および負側の通流時間に基づき、前記電動機内部の磁極
   位置を推定する手段を設けることを特徴とする交流電動
   機の駆動システム。
6. 【請求項６】 交流電動機に任意の交流を印加するイン
   バータと、該インバータに制御信号を送る制御装置を備
   えた交流電動機の駆動システムにおいて、 前記制御装置は、前記電動機の推定磁束軸であるdc軸と
   該dc軸に直交するqc軸の電圧指令に対して微小電圧変化
   を与える手段と、前記電動機に流れる電流を前記dc、qc
   軸上で観測する手段と、前記dc軸およびqc軸で観測され
   た電流に含まれる脈動成分に対し、該脈動成分の電流変
   化率を、該脈動成分の正側、負側に分離して検出し、こ
   れらの変化率値に基づいて、前記電動機内部の磁極位置
   を推定する手段を設けることを特徴とした交流電動機の
   駆動システム。
7. 【請求項７】 請求項６において、 前記交流電動機が電気的突極性を有する場合に、前記微
   小電圧変化を、dc軸、qc軸に交互に与えることを特徴と
   した交流電動機の駆動システム。
8. 【請求項８】 請求項６または７において、 前記dc、qc軸上での電流脈動成分の変化率であるΔIdcp
   （dc軸電流の脈動成分の正側の電流変化率）、ΔIdcn
   （dc軸電流の脈動成分の負側の電流変化率）、ΔIqcp
   （qc軸電流の脈動成分の正側の電流変化率）、ΔIqcn
   （qc軸電流の脈動成分の負側の電流変化率）に対して、
   前記dc、qc軸の電気角位相θcと、前記電動機の磁極軸
   位相θとの軸誤差Δθ（＝θc−θ）を、数１により演
   算することを特徴とした交流電動機の駆動システム。 【数１】
9. 【請求項９】 請求項６または７において、 前記dc、qc軸上における脈動成分の正負個別の電流変化
   率に対して、各軸、各符号の電流変化率の逆数を演算
   し、該電流変化率の逆数に基づいて前記電動機内部の極
   性を含めた磁極位置を推定することを特徴とした交流電
   動機の駆動システム。
10. 【請求項１０】 請求項２〜４及び請求項６〜９のいず
    れかにおいて、 前記電圧指令に対する前記微小電圧変化に伴い発生する
    前記電動機の電流変化率を所定値と比較して、該所定値
    以上になるように前記微小電圧変化の大きさまたは電動
    機周波数を調整する手段を備えたことを特徴とした交流
    電動機の駆動システム。
11. 【請求項１１】 請求項１〜１０のいずれかにおいて、 前記インバータを駆動する手段として、三角波キャリア
    を用いたパルス幅変調制御を行うものとし、前記微小電
    圧変化を前記三角波キャリアに同期して変化するステッ
    プ信号とすることを特徴とした交流電動機の駆動システ
    ム。
12. 【請求項１２】 請求項１〜１１のいずれかにおいて、 前記電動機の実際の磁極位置と推定磁束軸の誤差角が減
    少するように、前記制御装置の電動機周波数を制御する
    ことを特徴とした交流電動機の駆動システム。