TWI668953B - Inverter control device and drive system - Google Patents

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TWI668953B
TWI668953B TW106128240A TW106128240A TWI668953B TW I668953 B TWI668953 B TW I668953B TW 106128240 A TW106128240 A TW 106128240A TW 106128240 A TW106128240 A TW 106128240A TW I668953 B TWI668953 B TW I668953B
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谷口峻
鈴木健太郎
結城和明
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日商東芝股份有限公司
日商東芝基礎設施系統股份有限公司
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Abstract

提供使電動機的無旋轉感測器控制的精度提升的變頻器控制裝置及驅動系統，依實施方式的變頻器控制裝置(1)，係具備：生成電流指令值的電流指令生成部(10)；就從變頻器主電路部(INV)所輸出的交流電流的電流值進行檢測的電流檢測部(80)；為了電流指令值與所檢測出的電流值成為一致而生成閘控指令，基於閘控指令而運算變頻器主電路部(INV)的輸出電壓目標向量的閘控指令生成部(40)；於變頻器主電路部(INV)啟動時的初始推定中，基於所檢測出的電流值與輸出電壓目標向量，運算電動機(M)的旋轉相位角推定值θest'的旋轉相位角推定部(60)；使同步於電動機(M)的轉子頻率的電流通電，利用據此產生的磁通或電壓或該雙方，進行前述電動機的磁鐵磁極判別，輸出以判別結果為基礎的前述旋轉相位角推定值θest'的修正值θNS的極性判定部(70)。

Description

變頻器控制裝置及驅動系統
本發明的實施方式，係有關變頻器控制裝置及驅動系統。
於驅動磁鐵式同步馬達的變頻器的控制裝置方面，為了小型輕量化、低成本化及可靠性提升，已提出不使用旋轉變壓器、編碼器等的旋轉感測器的無旋轉感測器控制法。在無旋轉感測器控制中係期望可在從變頻器停止至最高速的寬幅的速度範圍中推定旋轉相位角及旋轉速度。
例如，就在轉子內部具有磁鐵的同步電動機進行無旋轉感測器控制的情況下，需要磁鐵的磁極(N極與S極中至少一者的)位置資訊。
[先前技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]日本專利特許第4241218號公報
然而，在使用諧波電流的方式的情況下，於高速旋轉時難以檢測諧波電流，有時磁鐵的磁極位置的判別精度降低。此外，有時因施加諧波電壓而產生擾音。
此外，即使為使用磁鐵感應電壓的方式的電動機，磁鐵磁通仍小，例如積極利用磁阻轉矩的電動機的情況下，即使高速旋轉仍幾乎不產生無負載感應電壓，難以利用電壓符號進行磁鐵的磁極位置的判別。
本發明的實施方式係鑑於上述情況而作成者，目的在於提供提升電動機的無旋轉感測器控制的精度的變頻器控制裝置及驅動系統。
依實施方式的變頻器控制裝置，係具備：就從驅動前述電動機的變頻器主電路部所輸出的交流電流的電流值進行檢測的電流檢測部；為了前述電流指令值與以前述電流檢測部所檢測的電流值成為一致而生成前述變頻器主電路部的閘控指令，基於前述閘控指令運算前述變頻器主電路部的輸出電壓目標向量的閘控指令生成部；於前述變頻器主電路部啟動時的初始推定中，基於以前述電流檢測部而檢測的電流值與前述輸出電壓目標向量，運算前述電動機的旋轉相位角推定值的旋轉相位角推定部；於前述初始推定中，使同步於前述電動機的轉子頻率的電流通電時，使用同步於產生的轉子頻率的磁通或電壓或該雙方，進行前述電動機的磁鐵磁極判別，輸出以判別結果為基礎的前述旋轉相位角推定值的修正值的極性判定部。
1‧‧‧變頻器控制裝置
10‧‧‧電流指令生成部
20‧‧‧dq/αβ變換部
30‧‧‧角度運算部
40‧‧‧閘控指令生成部
42‧‧‧3相/αβ變換部
50‧‧‧3相/αβ變換部
60‧‧‧旋轉相位角推定部
62‧‧‧αβ/dq變換部
64‧‧‧推定誤差運算部
66‧‧‧PLL運算部
68‧‧‧積分器
70‧‧‧極性判定部
71‧‧‧乘法器
72‧‧‧乘法器
73‧‧‧減法器
74‧‧‧選擇器
75‧‧‧選擇器
76‧‧‧除法器
77‧‧‧乘法器
78‧‧‧減法器
79‧‧‧選擇器
80‧‧‧電流感測器
100‧‧‧定子
200‧‧‧轉子
210‧‧‧氣隙
710‧‧‧q軸電壓差運算部
711‧‧‧絕對值運算部
712‧‧‧觸發輸出部
713‧‧‧觸發輸出部
714‧‧‧第1零階次保持器
715‧‧‧第2零階次保持器
716‧‧‧減法器
720‧‧‧修正值運算部
730‧‧‧相位反轉部
731‧‧‧絕對值運算部
732‧‧‧觸發輸出部
733‧‧‧觸發輸出部
734‧‧‧第1零階次保持器
735‧‧‧第2零階次保持器
736‧‧‧減法器
737‧‧‧選擇器
738‧‧‧加法器
ABS‧‧‧絕對值運算部
BR1‧‧‧外周橋
BR2‧‧‧中心橋
CTR‧‧‧上位控制器
FL1‧‧‧濾波器
FL2‧‧‧濾波器
FL3‧‧‧濾波器
FL4‧‧‧濾波器
INV‧‧‧變頻器電路
M‧‧‧電動機
MG‧‧‧磁鐵
SL‧‧‧選擇器
TB‧‧‧表
Th‧‧‧閾值設定部
[圖1]圖1，係就第1實施方式的變頻器控制裝置及驅動系統的一構成例示意性進行繪示的方塊圖。
[圖2]圖2，係供於說明實施方式中的d軸、q軸、及推定旋轉座標系的定義用的圖。
[圖3]圖3，係供於說明示於圖1的閘控指令生成部的一構成例用的圖。
[圖4]圖4，係供於說明示於圖1的電動機的一部分的構成例用的圖。
[圖5]圖5，係就第1實施方式的變頻器控制裝置的極性判定部的一構成例示意性進行繪示的方塊圖。
[圖6]圖6，係就磁鐵式同步馬達的d軸電流-d軸基波磁通特性的一例進行繪示的圖。
[圖7]圖7，係供於說明在實施方式的變頻器控制裝置中d軸電感設定值的設定範圍的一例用的圖。
[圖8]圖8，係供於說明實施方式的變頻器控制裝置的動作的一例用的圖。
[圖9]圖9，係就第1實施方式的變頻器控制裝置示出模擬結果的一例的圖。
[圖10]圖10，係就第1實施方式的變頻器控制裝置示出模擬結果的一例的圖。
[圖11]圖11，係就第2實施方式的變頻器控制裝置的極性判定部的構成例示意性進行繪示的方塊圖。
[圖12]圖12，係就第3實施方式的變頻器控制裝置的極性判定部的構成例示意性進行繪示的方塊圖。
[圖13]圖13，係就既定的閾值與磁通差△Φd_NS的絕對值的關係的一例進行繪示的圖。
[圖14]圖14，係就第4實施方式的變頻器控制裝置及驅動系統的一構成例示意性進行繪示的方塊圖。
[圖15]圖15，係就第4實施方式的變頻器控制裝置的極性判定部的其他構成例示意性進行繪示的方塊圖。
[圖16]圖16，係就模擬本實施方式的變頻器控制裝置的極性判定的動作的結果的一例進行繪示的圖。
[圖17]圖17，係就模擬本實施方式的變頻器控制裝置的極性判定的動作的結果的一例進行繪示的圖。
[圖18]圖18，係就第5實施方式的變頻器控制裝置及驅動系統的一構成例示意性進行繪示的方塊圖。
[圖19]圖19，係就第5實施方式的變頻器控制裝置的極性判定部的其他構成例示意性進行繪示的方塊圖。
[圖20]圖20，係就模擬本實施方式的變頻器控制裝置的極性判定的動作的結果的一例進行繪示的圖。
[圖21]圖21，係就模擬本實施方式的變頻器控制裝置的極性判定的動作的結果的一例進行繪示的圖。
在以下，就實施方式的變頻器控制裝置及驅動系統參照圖式詳細進行說明。
圖1，係就第1實施方式的變頻器控制裝置及驅動系統的一構成例示意性進行繪示的方塊圖。本實施方式的變頻器控制裝置1，係例如就驅動具有磁凸極性的永久磁鐵同步馬達的變頻器電路進行控制的變頻器控制裝置，搭載於驅動車輛的驅動系統。
示於圖1的驅動系統，係具備電動機M、變頻器電路INV、變頻器控制裝置1、上位控制器CTR。變頻器控制裝置1，係具備電流指令生成部10、dq/αβ變換部20、角度運算部30、閘控指令生成部40、3相/αβ變換部50、旋轉相位角推定部60、極性判定部70、電流感測器80。
電流指令生成部10，係從上位控制器CTR，接收電流振幅指令idq_ref、電流相位指令β_ref、電流通電旗標Ion。電流指令生成部10，係基於電流振幅指令與電流相位指令，運算通電於電動機M的d軸電流指令值id_ref與q軸電流指令值iq_ref，電流通電旗標Ion為導通(高位準)時輸出該值。d軸電流指令值id_ref與q軸電流指令值iq_ref係透過下述式子而求出。
id_ref=-idq_ref‧sinβ_ref
iq_ref=idq_ref‧cosβ_ref
圖2，係供於說明實施方式中的d軸、q軸及推定旋轉座標系(dc軸、qc軸)的定義用的圖。
d軸，係在電動機M的轉子方面靜電感成為最小的向 量軸，q軸係在電角方面與d軸正交的向量軸。相對於此，推定旋轉座標系係對應於在轉子的推定位置的d軸與q軸。亦即，從d軸旋轉推定誤差△θ的向量軸為dc軸，從q軸旋轉推定誤差△θ的向量軸為qc軸。透過上述式而求出的d軸電流指令值id_ref係從dc軸旋轉180度的方向的向量值，q軸電流指令值iq_ref係qc軸的方向的向量值。
對於dq/αβ變換部20，係輸入d軸電流指令值id_ref、q軸電流指令值iq_ref、旋轉相位角的推定值θest。dq/αβ變換部20，係將以dq軸的座標系表示的d軸電流指令值id_ref與q軸電流指令值iq_ref，變換為以αβ軸的固定座標系表示的α軸電流指令值iα_ref與β軸電流指令值iβ_ref的向量變換器。另外，α軸，係表示電動機M的U相繞組軸，β軸係正交於α軸的軸。以αβ軸的固定座標系而表示的值，係可在不使用電動機的轉子相位角的情況下進行運算。
於dq/αβ變換部20的後段，係配置電流控制部的減法器。從dq/αβ變換部20所輸出的α軸電流指令值iα_ref及β軸電流指令值iβ_ref係輸入至減法器。此外，透過電流感測器80，檢測出從變頻器電路INV所輸出的至少2相的電流值，透過3相/αβ變換部50變換為αβ軸固定座標系的電流值iα_FBK、iβ_FBK被輸入至減法器。減法器，係輸出α軸電流指令值iα_ref與從變頻器電路INV所輸出的電流值iα_FBK的電流向量偏差△iα、β軸電流指令值iβ_ref與從變頻器主電路部INV所輸出的電流值iβ_FBK的電流向 量偏差△iβ。
對於角度運算部30，係輸入從減法器所輸出的電流向量偏差△iα、電流向量偏差△iβ。角度運算部30，係從所輸入的電流向量偏差△iα、△iβ運算αβ軸(固定座標系)的電流向量偏差的角度θi。角度θi，係透過電流向量偏差△iα、△iβ的反正切(tan-1)而求出。
圖3，係供於說明示於圖1的閘控指令生成部40的一構成例用的圖。
閘控指令生成部40，係為了電流指令值與實際上從變頻器電路INV所輸出的電流值成為一致，輸出供予變頻器電路INV的U相、V相、W相的切換元件的閘控指令。
在本實施方式，係變頻器電路INV的6個(各相2個)的切換元件(未圖示)的切換狀態的組合存在8組，故對於變頻器電路INV的輸出電壓考量各相的相位差，設想與個別的切換狀態對應的8個電壓向量。8個電壓向量，係可表現為彼此相位差π/3且大小相等的6個基本電壓向量V1~V6、2個零電壓向量V0、V7。於此，8個電壓向量V0~V7係對應於8組的切換狀態，例如各相的正側的切換元件導通時表示為「1」，各相的負側的切換元件導通時表示為「0」。
在本實施方式，係以電流追蹤式PWM控制為例進行說明，亦即基於電流指令值與檢測電流的電流向量偏差的角度θi，選擇非零電壓向量(零電壓向量V0=(000)及V7=(111)以外的電壓向量V1~V6)而生成閘控指令。電壓 向量V1，係以UVW的閘控指令表示時，對應於(001)。同樣地，電壓向量V2~V7、V0，係(010)、(011)、(100)、(101)、(110)、(111)、(000)。其中，電壓向量V0與電壓向量V7，係UVW的相間電壓為0V故稱為零電壓向量，電壓向量V2~V6係稱為非零電壓向量。變頻器主電路部INV正輸出零電壓向量V0或零電壓向量V7時，電流係僅依轉子的感應電壓而變化，其變化量變小。因此，在本實施方式，係為了在檢測轉子位置時使電流微分項變大，作為電壓向量僅選擇非零電壓向量。
閘控指令生成部40，係具備儲存相對於角度θi的範圍的U相、V相、W相的閘控指令的表TB、3相/αβ變換部42。
閘控指令生成部40，係利用表TB，以電壓向量V4為基準(=0)，選擇最接近角度θi的向量的電壓向量，輸出與所選擇的電壓向量對應的閘控指令。
3相/αβ變換部42，係接收從表TB所輸出的閘控指令，將對應於UVW相的閘控指令進行αβ轉換並運算αβ軸固定座標系的輸出電壓目標向量Vα、Vβ而輸出。輸出電壓目標向量Vα、Vβ，係將可從變頻器電路INV的閘控指令運算的3相交流電壓指令進行αβ轉換者，閘控指令欲實現的變頻器電路INV的輸出電壓的向量值。
變頻器電路INV，係具備直流電源(直流負載)、U相、V相、W相的各相2個切換元件。各相2個切換元件，係在連接於直流電源的正極的直流線路、和連接於 直流電源的負極的直流線路之間串聯。變頻器電路INV的切換元件，係被透過從閘控指令生成部40所接收的閘控指令而控制。變頻器電路INV，係將U相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iw往屬交流負載的電動機M輸出的3相交流變頻器。此外，變頻器電路INV，係亦可將在電動機M所發電的電力往屬直流電源的二次電池進行充電。
圖4，係供於說明示於圖1的電動機的一部分的構成例用的圖。
另外，此處，僅示出電動機M的一部分，電動機M的定子100及轉子200，係例如成為將示於圖4的構成組合複數個者。
電動機M，係具有磁凸極性的永久磁鐵同步馬達。電動機M，係例如具備定子100、轉子200的磁鐵式同步馬達。轉子200，係具有氣隙210、外周橋BR1、中心橋BR2、磁鐵MG。
中心橋BR2，係被沿著從轉子200之中心延伸至外周部的線路而配置。另外，配置中心橋BR2的線路為d軸。外周橋BR1，係位於轉子200的外周與氣隙210之間。在示於圖4的電動機M的部分，係設置從轉子200的外周部朝中心部而延伸的6個氣隙210。氣隙210，係相對於d軸而線對稱地延伸於中心橋BR2與外周橋BR1之間。於氣隙210之中心橋BR2側的端部，係配置供磁路穩定化用的磁鐵MG。
旋轉相位角推定部60，係於變頻器電路INV啟 動時的初始推定中，基於以電流感測器80所檢測出的電流值與變頻器電路INV的輸出電壓目標值Vα、Vβ、相位角推定值θest，運算電動機M的旋轉相位角推定值。
旋轉相位角推定部60，係具備αβ/dq變換部62、推定誤差運算部64、PLL運算部66、低通濾波器FL1、積分器68。
αβ/dq變換部62，係從積分器68接收旋轉相位角推定值θest，從閘控指令生成部接收αβ軸固定座標系的輸出電壓目標向量Vα、Vβ，從3相/αβ變換部50接收αβ軸固定座標系的電流值iα_FBK、iβ_FBK，將此等向量值變換為dq軸座標系而輸出。從αβ/dq變換部62所輸出的值，係包含推定誤差△θ的dcqc座標系的電壓向量Vdc、Vqc、電流向量idc、iqc。
推定誤差運算部64，係從αβ/dq變換部62接收電壓向量Vdc、Vqc、電流向量idc、iqc，基於此等而運算推定誤差△θ。在以下，說明有關推定誤差△θ的運算式。
於磁鐵式同步馬達，旋轉相位角誤差△θ為零時，亦即實際的dq軸與推定的dcqc軸一致時的電壓方程式，係以下述[數學表達式1]表現。
另外，於上述[數學表達式1]，vd、vq：dq軸電壓、id、iq：dq軸電流、R：電樞繞組電阻、ωe：電角角速度、Ld、Lq：dq軸電感、p：微分算子(=d/dt)。
再者將[數學表達式1]變換為屬推定座標系的dcqc軸座標系，變形為擴張感應電壓方程式的形式時，成為[數學表達式2]至[數學表達式4]。
於此，將以[數學表達式4]所運算的E0x稱為擴張感應電壓。
再者，使旋轉速度的推定值為ωest，使旋轉相位角的推定值為θest，將[數學表達式2]變形時，
將[數學表達式5]的d軸除以q軸時，成為[數學 表達式6]。
透過再者取上述[數學表達式6]的反正切，使得成為
透過將[數學表達式7]中的旋轉速度ωe改寫為推定值ωest使得可運算旋轉相位角誤差△θest。再者，透過以旋轉相位角誤差△θest成為零的方式進行PLL控制從而運算旋轉速度推定值ωest，進一步透過將所運算的旋轉速度推定值ωest進行積分從而運算旋轉相位角推定值θest，使得能以旋轉角度無感測器驅動馬達。
以上為使用擴張感應電壓並推定旋轉相位角與旋轉速度的方法，而就磁鐵式同步馬達進行無旋轉感測器控制的情況下，需要磁鐵極性判別(NS判別)。弄錯磁鐵極性的推定時馬達有時會逆轉，故要求進行精度高的極性推定。
圖5，係就第1實施方式的變頻器控制裝置的 極性判定部的一構成例示意性進行繪示的方塊圖。
極性判定部70，係於啟動變頻器電路INV時的初始推定中，使同步於電動機M的轉子頻率的電流通電時，使用同步於產生的轉子頻率的磁通或電壓或該雙方，進行磁鐵磁極判別，輸出以判別結果為基礎的旋轉相位角的推定值θest'的修正值θNS。在本實施方式，極性判定部70，係利用因使d軸方向的電流通電時產生的d軸基波磁通或基波磁通而產生的q軸電壓進行磁鐵磁極判別。
圖6，係就磁鐵式同步馬達的d軸電流與d軸基波磁通的特性的一例進行繪示的圖。
於本實施方式，在電動機M，係在使電流通電於+d軸的情況與使電流通電於-d軸的情況下於d軸交鏈磁通的大小方面產生差異。因此，極性判定部70，係基於上述的d軸交鏈磁通的差異而進行電動機M的磁鐵極性判別。另外，上述d軸交鏈磁通的差異，係不僅磁量少的馬達，亦產生於磁量多的馬達。
極性判定部70，分別係以[數學表達式8]運算q軸電壓設定值Vd_FF，以[數學表達式9]運算成為NS判別的基準的電壓差分△Vq_NS。另外，q軸電壓實際值Vqc，係可表示如[數學表達式10]。
[數式6]ν q_FF =ω est ‧L d_FF ‧i d_ref [數學表達式8] △ν q_NS =ν qc -ν q_FF [數學表達式9] 其中ν qc =ω est L d i dc [數學表達式10]
圖7，係供於說明在實施方式的變頻器控制裝置中d軸電感設定值的設定範圍的一例用的圖。
d軸電感設定值Ld_FF，係使電流通電於+d軸方向時的d軸電感、和使電流通電於-d軸方向時的d軸電感之間的值即可。在本實施方式，d軸電感設定值Ld_FF，係採例如使電流通電於+d軸的情況下的d軸電感、和使電流通電於-d軸時的d軸電感的平均值。
設定d軸電感設定值Ld_FF，正確地進行電流控制的情況下，電流指令值id_ref係成為與d軸電流實際值idc相等，電壓差分△Vq_NS係成為[數學表達式11]的關係。
極性判定部70，係遵照上述[數學表達式11]的關係輸出旋轉相位、以速度推定手段而推定的旋轉角度的 修正值θNS。
亦即，極性判定部70，係具備乘法器71、72、閾值設定部Th、減法器73、濾波器FL2、選擇器74、75。極性判定部70，係輸入q軸電壓Vqc、d軸電流指令id_ref、旋轉速度推定值ωest。
閾值設定部Th，係將供於運算q軸電壓設定值Vq_FF用的d軸電感設定值Ld_FF往乘法器72輸出。
乘法器71，係將d軸電流指令id_ref與旋轉速度推定值ωest相乘而往乘法器72輸出。
乘法器72，係於以乘法器71的運算結果乘上d軸電感設定值Ld_FF，作為q軸電壓設定值Vq_FF往減法器73輸出。
減法器73，係從q軸電壓Vqc減去q軸電壓設定值Vq_FF作為電壓差分△Vq_NS而輸出。
濾波器FL2，係例如低通濾波器，將含於從減法器73所輸出的電壓差分△Vq_NS中的高頻成分除去而輸出。
選擇器74，係判定從濾波器FL2所輸出的電壓差分△Vq_NS是否為零以上，輸出與判定結果對應的值。亦即，選擇器74，係電壓差分△Vq_NS為零以上時使輸出值為「0」，電壓差分△Vq_NS不足零時使輸出值為「1」。
選擇器75，係基於從選擇器74所輸出的值，輸出修正值θNS。亦即，選擇器75，係從選擇器74所輸出的值為「1」時將修正值θNS作為π(180°)而輸出，從選擇器74所輸出的值為「0」時將修正值θNS作為0°而輸出。
從選擇器75所輸出的修正值θNS，係加於從推定值運算部60所輸出的旋轉相位角推定值θest’，修正旋轉相位角推定值θest’。修正後的旋轉相位角推定值θest係供應至dq/αβ變換部20及αβ/dq變換部62，用於向量變換。
圖8，係供於說明實施方式的變頻器控制裝置的動作的一例用的圖。
在本實施方式的變頻器控制裝置1，係於啟動時的初始推定時進行極性判定。啟動前及初始推定完畢後被初始化為止的期間，變頻器電路INV係成為停止的狀態，電動機M係成為自由運行。
上位控制器CTR，係設定通電於馬達的電流指令id_ref、iq_ref與電流相位β_ref，控制各種旗標(電流通電旗標(Ion)、初始化旗標、初始推定旗標、NS判別運算旗標、NS判別結果反映旗標、一般控制旗標)。上位控制器CTR，係將初始化旗標、初始推定旗標、一般控制旗標及NS判別運算旗標供應至旋轉相位角推定部60。上位控制器CTR，係將NS判別結果反映旗標供應至極性判定部70。上位控制器CTR，係將電流通電旗標(Ion)供應至電流指令生成部10。
上位控制器CTR接收啟動指令時，同時使初始化旗標直升。接著，上位控制器CTR，係使初始推定旗標與電流通電旗標(Ion)直升，使初始化旗標直降。
旋轉相位角推定部60，係初始化旗標直升時，將旋轉相位角與旋轉速度的推定值設定為初始值而初 始化。接著初始推定旗標直升時，開始旋轉相位角推定值θest及旋轉速度推定值ωest的運算。
接著，上位控制器CTR，係使NS判別運算旗標直升。
極性判定部70，係NS判別運算旗標直升時，進行電壓差分△Vq_NS的運算。
接著，上位控制器CTR，係使初始推定旗標與NS判別運算旗標直降，使NS判別結果反映旗標直升。
極性判定部70，係NS判別結果反映旗標直升時，如[數學表達式11]般因應於電壓差分△Vq_NS的值而輸出旋轉角度的修正值θNS。
接著，上位控制器CTR，係使NS判別結果反映旗標直降，使初始化旗標直升。
旋轉相位角推定部60，係初始化旗標直升時，將旋轉相位角與旋轉速度的推定值設定為初始值而初始化。
接著，上位控制器CTR，係使初始化旗標直降，使一般控制旗標直升。旋轉相位角推定部60，係一般控制旗標直升時結束初始推定處理，開始動力驅動或再生驅動的動作。
接著，說明有關就上述的實施方式的變頻器控制裝置1進行模擬的結果的一例。此處，說明有關運算旋轉相位角推定值、旋轉速度推定值及電壓差分△Vq_NS的模擬結果。
圖9及圖10，係就第1實施方式的變頻器控制 裝置示出模擬結果的一例的圖。在圖9及圖10，係示出一期間的模擬結果，該期間包含從示於圖8的電流通電旗標Ion直升的時機至NS判別運算旗標直降的時機為止的期間。
在此模擬，係示出如下之例：變頻器控制裝置，係在0秒時點開始電流通電，開始旋轉相位角及旋轉速度的推定值的運算，在0.1秒時點使初始推定完畢。此外，變頻器控制裝置，係在0.05秒時點開始極性判別的運算。
在示於圖9之例，係旋轉相位角的實際值與推定值偏180°。於此情況下，係電流通電旗標(Ion)直升，0.05秒後極性判別運算旗標直升時，開始極性判別，電壓差分△Vq_NS成為負的值。此時，在本實施方式的變頻器控制裝置1，係修正值θNS成為180°，修正旋轉相位角的推定值，推定值與實際值成為相等。
在示於圖10之例，係旋轉相位角的實際值與推定值未偏差。本結果係不同於先的結果，可知電壓差分△Vq_NS成為正。此時，在本實施方式的變頻器控制裝置1，係修正值θNS成為0°，旋轉相位角的推定值成為與實際值相等。
上述運算係實施直到初始推定完畢的0.1秒，可透過以初始推定完畢時的電壓差為基礎作為θNS=180°或0°將推定旋轉相位角總合從而進行磁極修正。
如上述般，在本實施方式，係驅動無負載磁 通小的同步馬達時，仍可精度佳地判別磁極位置。此外，在本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統，係不同於利用諧波電壓判別磁極位置的方式，在旋轉速度增加時亦可精度佳地進行極性判定，不會產生擾音。
亦即，依本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統時，可提升電動機的無旋轉感測器控制的精度。
接著，參照圖式說明有關第2實施方式的變頻器控制裝置及驅動系統。
第2實施方式的變頻器控制裝置1，係極性判定部70的構成以外如同上述的第1實施方式。在本實施方式，極性判定部70係利用磁通的差進行極性判別。另外，於以下的說明中，就與第1實施方式同樣的構成係賦予相同的符號而省略說明。
圖11，係就第2實施方式的變頻器控制裝置的極性判定部的構成例示意性進行繪示的方塊圖。
本實施方式的極性判定部70，係利用q軸電壓實際值Vqc、d軸電流指令id_ref、旋轉速度推定值ωest、電感設定值Ld_FF而進行極性判別。
極性判定部70，係以下述[數學表達式12]運算實際的d軸磁通Φd_act，以下述[數學表達式13]運算d軸磁通設定值Φd_FF，以下述[數學表達式14]運算成為極性判別的基準的磁通差△Φd_NS。
極性判定部70，係具備除法器76、乘法器77、減法器78、濾波器FL2、閾值設定部Th、選擇器79、75。
除法器76，係將d軸電壓實際值Vqc(=ωest．Ld．Idc)除以旋轉速度推定值ωest，運算實際的d軸磁通Φd_act而往減法器78供應。
乘法器77，係將d軸電流指令id_ref與電感設定值Ld_FF相乘而運算d軸磁通設定值Φd_FF以往減法器78供應。
減法器78，係從實際的d軸磁通值Φd_act減去d軸磁通設定值Φd_FF而運算磁通差△Φd_NS，往濾波器FL2供應。
濾波器FL2，係例如低通濾波器，將除去高頻成分的磁通差△Φd_NS往選擇器79供應。
選擇器79，係判定從濾波器FL2所輸出的磁束差△Φd_NS是否為零以上，輸出與判定結果對應的值。亦即，選擇器79，係磁通差△Φd_NS為零以上時使輸出值為「0」，磁通差△Φd_NS不足零時使輸出值為「1」。
選擇器75，係基於從選擇器79所輸出的值， 輸出修正值θNS。亦即，選擇器75，係從選擇器79所輸出的值為「1」時將修正值θNS作為π(=180°)而輸出，從選擇器79所輸出的值為「0」時將修正值θNS作為0°而輸出。
從選擇器75所輸出的修正值θNS，係加於從旋轉相位角推定部60所輸出的旋轉相位角推定值θest’，修正旋轉相位角推定值θest’。修正後的旋轉相位角推定值θest係供應至dq/αβ變換部20及αβ/dq變換部62，用於向量變換。
如上述般，依本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統時，如同上述的第1實施方式，驅動負載磁通小的同步馬達時，仍可精度佳地判別磁極位置。此外，在本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統，係不同於利用諧波電壓判別磁極位置的方式，在旋轉速度增加時亦可精度佳地進行極性判定，不會產生擾音。
亦即，依本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統時，可提升電動機的無旋轉感測器控制的精度。
接著，參照圖式說明有關第3實施方式的變頻器控制裝置及驅動系統。
圖12，係就第3實施方式的變頻器控制裝置的極性判定部的構成例示意性進行繪示的方塊圖。
本實施方式的變頻器控制裝置1，係極性判定部70的構成與上述的第1實施方式及第2實施方式不同。
在本實施方式，極性判定部70，係利用q軸電壓實際值Vqc、d軸電流指令id_ref、推定旋轉速度ωest、電感設 定值Ld_FF進行極性判別。此時，閾值設定部Th，係將電感設定值Ld_FF設定為一致於使電流通電於+d軸時的電感或使電流通電於-d軸時的電感。
此時，極性判定部70，係實際的d軸磁通Φd_act係以上述的[數學表達式12]運算，d軸磁通設定值Φd_FF係以上述的[數學表達式13]運算，以上述的[數學表達式14]運算成為極性判別的基準的磁通差△Φd_NS。
於[數學表達式15]示出以下關係，亦即：於閾值設定部Th，例如將電感設定值Ld_FF設定為使電流通電於-d軸時的電感值時，精度佳地進行電流控制的情況下的磁通差的關係。
圖13，係就既定的閾值與磁通差△Φd_NS的絕對值的關係的一例進行繪示的圖。
極性判定部70，係於既定時機，磁通差△Φd_NS的絕對值低於既定的閾值Φd_th的情況下，判斷為極性(NS)係一致，磁通差△Φd_NS的絕對值成為既定的閾值Φd_th以上的情況下，判斷為極性(NS)係反轉。
另外，於閾值設定部Th，將電感設定值Ld_FF設定為+d軸電流通電時的電感值的情況下，成為與上述相 反的判定結果。亦即，極性判定部70，係磁通差△Φd_NS的絕對值低於既定的閾值的情況下，判斷為極性(NS)係反轉，磁通差△Φd_NS的絕對值成為既定的閾值以上的情況下，判斷為極性(NS)係一致。
此外，在既定的閾值Φd_th方面，係依使電流通電於±d軸時的電感差、電壓檢測精度而決定即可，例如，亦可構成為參照相對於通電電流之表。
亦即，本實施方式的極性判定部70，係具備除法器76、乘法器77、減法器78、閾值設定部Th、濾波器FL2、絕對值運算部ABS、選擇器SL、75。
除法器76，係將d軸電壓實際值Vqc(=ωest．Ld．Idc)除以旋轉速度推定值ωest，運算實際的d軸磁通Φd_act而往減法器78供應。
乘法器77，係將d軸電流指令id_ref與電感設定值Ld_FF相乘而運算d軸磁通設定值Φd_FF以往減法器78供應。
減法器78，係從實際的d軸磁通值Φd_act減去d軸磁通設定值Φd_FF而運算磁通差△Φd_NS，往濾波器FL2供應。
濾波器FL2，係例如低通濾波器，將除去高頻成分的磁通差△Φd_NS往絕對值運算部ABS供應。
絕對值運算部ABS，係運算從濾波器FL2所輸出的磁通差△Φd_NS的絕對值而往選擇器SL輸出。
選擇器SL，係比較從絕對值運算部ABS所輸出的磁通差△Φd_NS的絕對值、和既定的閾值Φd_th，判定磁通差 △Φd_NS是否為閾值Φd_th以上，輸出與判定結果對應的值。亦即，選擇器79，係磁通差△Φd_NS為閾值Φd_th以上時使輸出值為「1」，磁通差△Φd_NS不足閾值Φd_th不足時使輸出值為「0」。
選擇器75，係基於從選擇器SL所輸出的值，輸出修正值θNS。亦即，選擇器75，係從選擇器SL所輸出的值為「1」時將修正值θNS作為π(180°)而輸出，從選擇器SL所輸出的值為「0」時將修正值θNS作為0°而輸出。
從選擇器75所輸出的修正值θNS，係加於從旋轉相位角推定部60所輸出的旋轉相位角推定值θest’，修正旋轉相位角推定值θest’。修正後的旋轉相位角推定值θest係供應至dq/αβ變換部20及αβ/dq變換部62，用於向量變換。
如上述般，依本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統時，如同上述的第1實施方式，驅動負載磁通小的同步馬達時，仍可精度佳地判別磁極位置。此外，在本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統，係不同於利用諧波電壓判別磁極位置的方式，在旋轉速度增加時亦可精度佳地進行極性判定，不會產生擾音。
亦即，依本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統時，可提升電動機的無旋轉感測器控制的精度。
接著，參照圖式說明有關第4實施方式的變頻器控制裝置及驅動系統。
圖14，係就第4實施方式的變頻器控制裝置及驅動系 統的一構成例示意性進行繪示的方塊圖。在本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統，係從使正方向的d軸電流流動時的q軸電壓、使負方向的d軸電流流動時的q軸電壓判別極性。亦即，極性判定部70，係基於以-d軸方向為目標使電流通電時的電動機的q軸電壓值、和以+d軸方向為目標使電流通電時的電動機的q軸電壓值的比較結果，進行前述電動機的磁鐵磁極判別，輸出以判別結果為基礎的前述旋轉相位角推定值的修正值。
本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統，係供應至極性判定部70的旗標、極性判定部70的構成與上述的第1至第3實施方式不同。亦即，在本實施方式，上位控制器CTR係將電流相位角變更旗標往極性判定部70供應。上位控制器CTR，係與d軸電流的指令值從正方向往負方向切換的時機同步而將電流相位角變更旗標從高(H)往低(L)切換，同步於d軸電流的指令值從負方向切換至正方向的時機而將電流相位角變更旗標從低(L)往高(H)切換。
圖15，係就第4實施方式的變頻器控制裝置的極性判定部的其他構成例示意性進行繪示的方塊圖。
極性判定部70，係具備q軸電壓差運算部710、修正值運算部720。q軸電壓差運算部710，係具備絕對值運算部711、觸發輸出部712、713、第1零階保持器714、第2零階保持器715、減法器716、濾波器FL3。修正值運算部720，係具備選擇器74、75。
絕對值運算部711，係運算q軸電壓實際值Vqc的絕對值而將運算結果往第1零階保持器714及第2零階保持器715供應。
觸發輸出部712，係與電流相位角變更旗標直升的時機同步，往第1零階保持器714輸出脈衝。
第1零階保持器714，係從觸發輸出部712接收脈衝時，將從絕對值運算部711所供應的值作為輸出值而保持，往減法器716輸出。
觸發輸出部713，係與電流相位角變更旗標直降的時機同步，往第2零階保持715輸出脈衝。
第2零階保持器715，係從觸發輸出部713接收脈衝時，將從絕對值運算部711所供應的值作為輸出值而保持，往減法器716供應。
減法器716，係從自第1零階保持器714所供應的值，減去從第2零階保持器715所供應的值而往濾波器FL3供應。亦即，減法器716，係輸出從d軸電流指令值從負往正變化時的q軸電壓減去d軸電流指令值從正往負變化時的q軸電壓的q軸電壓差。
濾波器FL3，係例如低通濾波器，將除去高頻成分的q軸電壓差，往選擇器74輸出。
選擇器74，係判定從濾波器FL3所輸出的q軸電壓差是否為零以下，輸出與判定結果對應的值。亦即，選擇器74，係在q軸電壓差為零以下時使輸出值為「0」，q軸電壓差比零大時使輸出值為「1」。
選擇器75，係基於從選擇器74所輸出的值，輸出修正值θNS。亦即，選擇器75，係從選擇器74所輸出的值為「1」時將修正值θNS作為π(180°)而輸出，從選擇器74所輸出的值為「0」時將修正值θNS作為0°而輸出。
從選擇器75所輸出的修正值θNS，係加於從旋轉相位角推定部60所輸出的旋轉相位角推定值θest’，修正旋轉相位角推定值θest’。修正後的旋轉相位角推定值θest係供應至dq/αβ變換部20及αβ/dq變換部62，用於向量變換。
圖16及圖17，係就模擬本實施方式的變頻器控制裝置的極性判定的動作的結果的一例進行繪示的圖。在圖16及圖17，係示出一期間的模擬結果，該期間包含從示於圖8的電流通電旗標Ion直升的時機至NS判別運算旗標直降的時機為止的期間。
示出如下之例：在0秒使電流通電開始，開始旋轉相位角及旋轉速度的推定值的運算，在0.1秒使初始推定完畢。此外，在0.04秒時點開始極性判別的運算。
在圖16，係示出旋轉相位角的實際值與推定值未偏差時的模擬結果。
上位控制器CTR，係在開始極性判定時，使d軸電流指令id_ref從負往正變化，同時使NS判別運算旗標與電流相位角變更旗標直升。電流相位角變更旗標直升時，在第1零階保持器714保持q軸電壓Vqc的絕對值作為輸出值。此外，d軸電流指令id_ref從負變化至正時，q軸電壓Vqc的絕 對值變大。
接著，上位控制器CTR，係使d軸電流指令id_ref從正往負變化，同時使電流相位角變更旗標直降。電流相位角變更旗標直降時，在第2零階保持器715保持q軸電壓Vqc的絕對值作為輸出值。此外，d軸電流指令id_ref從正往負變化時q軸電壓Vqc的絕對值變小。
之後，上位控制器CTR，係使NS判別結果反映旗標直升，從極性判定部70輸出修正值θNS，結束極性判定。
在此例，第1零階保持器714的輸出值，係比第2零階保持器715的輸出值小，從濾波器FL3所輸出的值係成為零以下，故修正值θNS係成為0°。
在圖17，係示出旋轉相位角的實際值與推定值偏差180°時的模擬結果。
上位控制器CTR的動作，係與示於圖16的模擬時相同。亦即，上位控制器CTR，係在開始極性判定時，使d軸電流指令id_ref從負往正變化，同時使NS判別運算旗標與電流相位角變更旗標直升。電流相位角變更旗標直升時，在第1零階保持器714保持q軸電壓Vqc的絕對值作為輸出值。在此例，係d軸電流指令id_ref從負變化至正時，q軸電壓Vqc的絕對值變小。
接著，上位控制器CTR，係使d軸電流指令id_ref從正往負變化，同時使電流相位角變更旗標直降。電流相位角變更旗標直降時，在第2零階保持器715保持q 軸電壓Vqc的絕對值作為輸出值。在此例，係d軸電流指令id_ref從正往負變化時q軸電壓Vqc的絕對值變大。
之後，上位控制器CTR，係使NS判別結果反映旗標直升，從極性判定部70輸出修正值θNS，結束極性判定。
在此例，第1零階保持器714的輸出值，係變比第2零階保持器715的輸出值大，從濾波器FL3所輸出的值係變比零大，故修正值θNS係成為180°。因此，由於修正值θNS使得旋轉相位角的推定值反轉，旋轉相位角的實際值與推定值成為相等。
如上述般，依本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統時，如同上述的第1實施方式，驅動負載磁通小的同步馬達時，仍可精度佳地判別磁極位置。此外，在本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統，係不同於利用諧波電壓判別磁極位置的方式，在旋轉速度增加時亦可精度佳地進行極性判定，不會產生擾音。
此外，依本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統時，於極性判定中不使用電感設定值，故對於參數設定的誤差亦可穩態化。此外，於極性判定不使用推定速度值、電流值等，故可對於速度變動、電流紋波等去敏化。
亦即，依本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統時，可提升電動機的無旋轉感測器控制的精度。
接著，參照圖式說明有關第5實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統。
圖18，係就第5實施方式的變頻器控制裝置及驅動系統的一構成例示意性進行繪示的方塊圖。在本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統，係從使正方向的d軸電流流動時的q軸電壓、使負方向的d軸電流流動時的q軸電壓判別極性。亦即，極性判定部70，係基於對旋轉相位角推定值加上0°時的電動機的q軸電壓值、和對旋轉相位角推定值加上180°時的電動機的q軸電壓值的比較結果，進行前述電動機的磁鐵磁極判別，輸出以判別結果為基礎的前述旋轉相位角推定值的修正值。
本實施方式的變頻器控制裝置1，係供應至極性判定部70的旗標、極性判定部70的構成與上述的第1至第4實施方式不同。亦即，在本實施方式，係上位控制器CTR係將相位反轉旗標往極性判定部70供應。上位控制器CTR，係開始極性判定時，將相位反轉旗標從高(H)往低(L)切換，既定時間經過後將相位反轉旗標從低(L)往高(H)切換。
圖19，係就第5實施方式的變頻器控制裝置的極性判定部的其他構成例示意性進行繪示的方塊圖。
極性判定部70，係具備相位反轉部730、修正值運算部720。相位反轉部730，係具備絕對值運算部731、觸發輸出部732、733、第1零階保持器734、第2零階保持器735、減法器736、選擇器737、加法器738、濾波器FL4。修正值運算部720，係具備選擇器74、75。
絕對值運算部731，係運算q軸電壓實際值Vqc 的絕對值而將運算結果往第1零階保持734及第2零階保持735供應。
觸發輸出部732，係與相位反轉旗標直升的時機同步，往第1零階保持734輸出脈衝。
第1零階保持器734，係從觸發輸出部732接收脈衝時，將從絕對值運算部731所供應的值作為輸出值而保持，往減法器736輸出。
觸發輸出部733，係與相位反轉旗標直降的時機同步，往第2零階保持735輸出脈衝。
第2零階保持器735，係從觸發輸出部733接收脈衝時，將從絕對值運算部731所供應的值作為輸出值而保持，往減法器736供應。
減法器736，係從自第1零階保持器734所供應的值，減去從第2零階保持器735所供應的值而往濾波器FL4供應。
選擇器737，係接收相位反轉旗標，相位反轉旗標為「1」時使輸出值為π(=180°)，相位反轉旗標為「0」時使輸出值為零(=0°)。從選擇器737所輸出的值，係往加法器738供應。
濾波器FL4，係例如低通濾波器，將除去高頻成分的q軸電壓差，往選擇器74輸出。
選擇器74，係判定從濾波器FL4所輸出的q軸電壓差是否為零以下，輸出與判定結果對應的值。亦即，選擇器74，係在q軸電壓差為零以下時使輸出值為「0」，q軸電 壓差比零大時使輸出值為「1」。
選擇器75，係基於從選擇器74所輸出的值，選擇輸出值。亦即，選擇器75，係從選擇器74所輸出的值為「1」時使輸出值為π(180°)，從選擇器74所輸出的值為「0」時使輸出值為0°。從選擇器75所輸出的值，係往加法器738供應。
加法器738，係將從選擇器737所輸出的值、和從選擇器75所輸出的值相加而輸出修正值θNS。從加法器738所輸出的修正值θNS，係加於從推定值運算部60所輸出的旋轉相位角推定值θest’，修正旋轉相位角推定值θest’。修正後的旋轉相位角推定值θest係供應至dq/αβ變換部20及αβ/dq變換部62，用於向量變換。
圖20及圖21，係就模擬本實施方式的變頻器控制裝置及驅動系統的極性判別的動作的結果的一例進行繪示的圖。在圖20及圖21，係示出一期間的模擬結果，該期間係包含從示於圖8的電流通電旗標Ion直升的時機至NS判別運算旗標直降的時機為止的期間。
示出如下之例：在0秒使電流通電開始，開始旋轉相位角及旋轉速度的推定值的運算，在0.1秒使初始推定完畢。此外，在0.04秒時點開始磁極判別的運算。此外，於以下的模擬，d軸電流指令係負的一定值。
在圖20，係示出旋轉相位角的實際值與推定值未偏差時的模擬結果。
上位控制器CTR，係在開始極性判定時，使NS判別 運算旗標與相位反轉旗標直升。相位反轉旗標直升時，在第1零階保持器734保持q軸電壓Vqc的絕對值作為輸出值。此外，相位反轉旗標直升時，選擇器737的輸出值成為180°，修正值θNS成為180°，旋轉相位角的推定值反轉。藉此，q軸電壓的絕對值變大。
接著，上位控制器CTR，係在0.06秒時點，使相位反轉旗標直降。相位反轉旗標直降時，在第2零階保持器735保持q軸電壓Vqc的絕對值作為輸出值。此外，相位反轉旗標直降時，選擇器737的輸出值成為0°，修正值θNS成為0°，旋轉相位角的推定值與實際值一致。
之後，上位控制器CTR，係使NS判別結果反映旗標直升，從極性判定部70輸出修正值θNS，結束極性判定。
在此例，第1零階保持器734的輸出值，係比第2零階保持器735的輸出值小，從濾波器FL4所輸出的值係成為零以下，故選擇器75的輸出值成為0°。在此時點，相位反轉旗標成為0，故選擇器75的輸出值為修正值θNS，為0°。因此，維持旋轉相位角的推定值與實際值相等之狀態。
在圖21，係示出旋轉相位角的實際值與推定值偏差180°時的模擬結果。
上位控制器CTR的動作，係與示於圖20的模擬時相同。亦即，上位控制器CTR，係在開始極性判定時，使NS判別運算旗標與相位反轉旗標直升。相位反轉旗標直升時，在第1零階保持器734保持q軸電壓Vqc的絕對值作為輸 出值。此外，相位反轉旗標直升時，選擇器737的輸出值成為180°，修正值θNS成為180°，旋轉相位角的推定值與實際值一致。
接著，上位控制器CTR，係在0.06秒時點，使相位反轉旗標直降。相位反轉旗標直降時，在第2零階保持器735保持q軸電壓Vqc的絕對值作為輸出值。此外，相位反轉旗標直降時，選擇器737的輸出值成為0°，修正值θNS成為0°，旋轉相位角的推定值與實際值偏差180°。
之後，上位控制器CTR，係使NS判別結果反映旗標直升，從極性判定部70輸出修正值θNS，結束極性判定。
在此例，第1零階保持器734的輸出值，係變比第2零階保持器735的輸出值大，從濾波器FL4所輸出的值係變比零大，故選擇器75的輸出值成為180°。在此時點，相位反轉旗標成為0，故選擇器75的輸出值為修正值θNS，為180°。因此，由於修正值θNS使得旋轉相位角的推定值反轉，旋轉相位角的實際值與推定值成為相等。
如上述般，依本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統時，如同上述的第1實施方式，驅動負載磁通小的同步馬達時，仍可精度佳地判別磁極位置。此外，在本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統，係不同於利用諧波電壓判別磁極位置的方式，在旋轉速度增加時亦可精度佳地進行極性判定，不會產生擾音。
此外，依本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統時，於極性判定中不使用電感設定值，故對於參數 設定的誤差亦可穩態化。此外，於極性判定不使用推定速度值、電流值等，故可對於速度變動、電流紋波等去敏化。
亦即，依本實施方式的變頻器控制裝置1及驅動系統時，可提升電動機的無旋轉感測器控制的精度。
另外，在第1至第3實施方式，係從實際值減去設定值從而運算差分以進行極性判別，惟亦可從設定值減去實際值，此情況下使進行旋轉相位的修正的條件相反即可。再者，只要為因d軸磁通的差異而產生的特徵量則不限於磁通、電壓等，可使用於極性判定。
此外，在第1至第5實施方式，係雖以將電流控制以電流追蹤式PWM控制進行的方式為例進行說明，惟只要為可決定使電流指令與電流檢測值一致的變頻器閘控指令的手段則亦可採取其他方式，例如使用PI控制的三角波比較式的PWM調變方式仍獲得同樣的效果。
此外，在上述的第1至第5實施方式，係雖以推定旋轉相位角與旋轉速度的無感測器控制為例進行說明，惟應用於使用不知磁鐵極性的感測器如例如脈衝產生器(PG)的速度感測器下的磁鐵式同步馬達驅動系統亦獲得同樣的效果。
此外，在第1至第5實施方式，係雖以電壓產生一定程度為前提，惟旋轉速度低的情況下，亦可在初始推定後的一般控制變更無旋轉感測器控制方式，透過利用諧波電流的方式、利用磁鐵感應電壓的方式等，再度判定 磁鐵極性。
在以下係說明有關以諧波電流資訊為基礎進行NS判別的方式、以因磁鐵旋轉而產生的感應電壓為基礎進行NS判別的方式。
1)利用諧波電流下的方式
對於推定旋轉相位角一致於真的旋轉相位角的情況下的電壓方程式[數學表達式1]，推定旋轉相位角與真的旋轉相位角不一致的情況下，dq軸電壓方程式係改寫為下述[數學表達式16]。
再者將[數學表達式16]就電流微分項進行整理時成為[數學表達式17]。
此時，以馬達旋轉數充分低，可無視電阻所 致的電壓降的情況為例。此情況下，[數學表達式17]係改寫為下述[數學表達式18]。
再者，將高頻電壓僅施加於推定的d軸(dc軸)時，[數學表達式18]係改寫為[數學表達式19]。
依上述[數學表達式19]時，qc軸的諧波電流係依存於旋轉角度△θ而變化，亦可利用此旋轉角度依存的特性而推定旋轉相位角。其中，本特性係以轉子旋轉角度的2倍而變化，故無法利用於判別NS如此之180°的相位差。
相對於此，存在利用dc軸諧波電流以d軸電感的倒數而定的NS判別方法。具有磁凸極性的磁鐵式同步馬達的電感係成為圖6的特性，使+d軸電流通電於正方向的電感變大。反之使-d軸電流通電時電感變低。亦即，判別磁極的極性的情況下，一面使±d軸電流通電一面將諧波電壓施加於d軸方向，以該情況下的諧波電流的大小為基 礎判別磁極。
2)利用磁鐵感應電壓的方式
接著說明有關利用因磁鐵旋轉而產生的感應電壓下的極性判別方法。
永久磁鐵式同步馬達以無負載狀態進行旋轉的情況下，[數學表達式16]係改寫為[數學表達式20]。
再者，將磁鐵的N極與d軸一致的情況(θ=0°)與NS逆轉的情況(θ=180°)的電壓示於[數學表達式21]。
[數式15]
ν qc =ψω e cos(0°)=+ψω e ν qc =ψω e cos(-180°)=-ψω e [數學表達式21]
如示於[數學表達式21]，磁極位置反轉的情況下，產生於qc軸的感應電壓的符號反轉。理想上於+q軸方向出現電壓，故透過觀察vqc的符號而進行NS判別。
雖就本發明之數個實施方式進行說明，惟此等實施方式係作為例示而提示者，並未意圖限定發明之範 圍。此等新穎的實施方式，係能以其他的各種方式進行實施，在不脫離發明之要旨的範圍下，可進行各種的省略、置換、變更。此等實施方式、其變化等，係包含於發明之範圍、要旨等中，同時包含於申請專利範圍所記載之發明與其均等之範圍中。
另外，於上述複數個實施方式，變頻器控制裝置及上位控制器，係可為透過硬體而實現的構成，具備至少1個處理器、記憶體，亦可為透過軟體實現變頻器控制裝置及驅動系統的構成者。任一情況下皆可獲得與上述的複數個實施方式同樣的效果。

Claims (7)

  1. 一種變頻器控制裝置，具備：生成電流指令值的電流指令生成部；就從變頻器電路往電動機所輸出的交流電流的電流值進行檢測的電流檢測部；為了前述電流指令值與以前述電流檢測部所檢測的電流值成為一致而生成對於前述變頻器電路的閘控指令，基於此閘控指令而求出前述變頻器電路的輸出電壓目標向量的閘控指令生成部；基於以前述電流檢測部而檢測的電流值與前述輸出電壓目標向量，求出前述電動機的旋轉相位角推定值的旋轉相位角推定部；使同步於前述電動機的轉子頻率的電流通電時，使用同步於產生的轉子頻率的磁通或電壓或該雙方，進行前述電動機的磁鐵磁極判別，輸出以判別結果為基礎的前述旋轉相位角推定值的修正值的極性判定部。
  2. 如請求項1的變頻器控制裝置，其中，前述極性判定部，係基於磁通的實際值與磁通的設定值的差、或電壓的實際值與電壓的設定值的差，進行前述電動機的磁鐵磁極判別。
  3. 如請求項2的變頻器控制裝置，其中，前述極性判定部，係利用在使正方向的d軸電流通電於前述電動機時的電感值、使負方向的d軸電流通電於前述電動機時的電感值之間的範圍所設定的電感設定值，求出前述磁通的設定值或前述電壓的設定值。
  4. 如請求項1的變頻器控制裝置，其中，前述極性判定部，係基於對前述旋轉相位角推定值加上0°時的前述電動機的q軸電壓值、和對前述旋轉相位角推定值加上180°時的前述電動機的q軸電壓值的比較結果，進行前述電動機的磁鐵磁極判別。
  5. 如請求項1的變頻器控制裝置，其中，前述極性判定部，係基於以-d軸方向為目標使電流通電時的前述電動機的q軸電壓值、和以+d軸方向為目標使電流通電時的前述電動機的q軸電壓值的比較結果，進行前述電動機的磁鐵磁極判別。
  6. 如請求項1的變頻器控制裝置，其中，透過前述旋轉相位角推定部而產生的旋轉相位角推定值及透過前述極性判定部而進行的磁鐵磁極判別，係因應於前述變頻器電路的啟動指令而執行。
  7. 一種驅動系統，具備：如請求項1~6中任1項的變頻器控制裝置；控制前述變頻器控制裝置的動作的上位控制器；前述變頻器主電路部；前述電動機；其中，前述電動機，係具備磁鐵的轉子或嵌入磁鐵的轉子，具有磁凸極性。
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