JP2014107880A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回転座標系を用いなくても、効率良く同期モータを制御することが可能なモータ駆動装置を提供する。
【解決手段】モータ電圧とモータ電流の電圧電流位相差と、モータ電流の振幅とモータへの指令回転数と予め記憶させたモータ定数とから最大トルクが得られるモータ電圧とモータ電流の目標位相差を算出し、ＰＷＭ信号を生成するためのキャリア周期毎に電圧電流位相差と算出した目標位相差との差に基づいて出力電圧の振幅を算出し、出力電圧の振幅に基づいてモータの電流ベクトルが最大トルク／電流制御線に収束するようにモータを力率制御するようにする。
【選択図】図５

Description

本発明は、例えば空気調和機の圧縮機などに用いられる埋込磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）におけるモータ駆動装置に関するものである。

永久磁石同期モータの駆動においては、ロータの回転とステータコイルが生成する回転磁界を同期させる必要があるため、ロータの位置（回転位置）を検出することは必要不可欠である。しかし、コスト面、構造上の問題等の要因により、位置検出用のセンサを用いずにロータの位置検出を行ないモータを駆動させる位置センサレス駆動の様々な技術が検討されている（例えば、特許文献１、２参照）。

位置センサレス駆動を行なうモータの駆動方式としては、例えば１２０度通電方式と１８０度通電方式の２つの方式がある。１２０度通電方式（矩形波通電方式）は、１８０度区間のうちの１２０度区間を通電するものであり、非通電の６０度区間においてロータによる誘起電圧のゼロクロスを検出することでロータの位置情報を得る方式である。しかし、この１２０度通電方式は、制御が容易である反面１回転中の出力トルクに変動が生じてしまう短所があり、騒音や振動や効率が問題になることがある。

これに対し、１８０度通電方式（正弦波通電方式）は上記の問題を抑制することが可能であるが、常時通電するため１２０度通電方式のように非通電区間が無く、ロータの誘起電圧ゼロクロスを検出してロータの位置情報を得ることができない。ホール素子などのセンサを用いて直接ロータの位置情報を得る以外には、モータ電流を検出することによりロータ位置を推定して制御する方法（例えば、ベクトル制御：特許文献１を参照）や、ロータの位置情報を推定するのでなく間接的に制御する方法（例えば、力率制御：特許文献２を参照）を採用することが多い。例えば、特許文献１では、回転座標系を用いてロータの位置を推定し、モータの最大トルク制御を行うことが提案されている。また、特許文献２に記載の実施の形態４においては、モータ電流と電圧から求めたトルクに応じた電力消費効率が最大となる力率との関係をテーブル化して、力率制御を行うことが提案されている。

１８０度通電方式を実現させる一つの方法として特許文献２のように、モータ印加電圧とモータ電流の位相差（力率）を一定に保つことで運転を継続させる方法がある。インバータがモータに電圧を印加し、それに対して流れるモータ電流は、ロータの位置情報を含んだものとなっていることから、力率制御は直接的にロータの位置情報を得る（演算で推定する）ことなく、間接的な制御（主に電圧振幅を調整）でモータを駆動するものである。力率制御では、この位相差をどのような値を目標として設定するかが重要である。

ところで、上記のベクトル制御においては、モータ電流を永久磁石トルクに比例するトルク電流成分、および、磁束の大きさを変える励磁電流成分に分離して扱うことで、高効率、高速応答など制御性の向上を実現可能としている。

交流の場合、各相の電圧や電流を３相固定座標系で扱うと、負荷トルク変動のない定常状態であってもそれらは常に交流として変化するので、制御器によって対象物を指令値に追従させるのは難しい。例えば、一般的に電流制御器は比例−積分制御器（ＰＩ制御器）が用いられるが、比例制御ゲインを大きくして追従させようとすると不安定になり、また積分制御は位相遅れを生じてしまう。そこで、広く用いられる座標系として、回転座標系であるｄｑ座標軸がある。これは、マグネットによる磁束の方向を基準としており、ロータの回転に併せて座標軸も回転する回転座標系の座標軸である。磁石のＳ→Ｎ極方向へｄ軸、そこから回転方向へ電気角で９０度ずらしてｑ軸をとる。固定座標系で交流値であっても、この座標軸では直流値として扱うことができ、負荷トルク変動のない定常状態では一定値となる。また、ＰＩ制御器を用いたとしても、定常偏差のない電流制御が実現できる。

図１０は、２相電流検出方式の力率制御の基本ブロック図の一例である。図１０に示すように、ＰＷＭインバータ２８のＵ相、Ｖ相から電流Ｉｕ、Ｉｖの情報を取得し、３相電流算出器１６に入力すると電流Ｉｗが算出されて、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの３相の電流値が得られる。ここで、ベクトル制御の場合には、この電流値を一旦回転座標系であるｄｑ座標軸に変換するが、所定の処理の後は再び固定座標系に戻してＰＷＭインバータ２８に送るという処理を経ることになる。

特開２００９−２９１０７２号公報 特開２００８−１９９７０６号公報

ところで、上記の特許文献１では、ロータの位置を推定してモータの最大トルク制御を行うが、ロータを推定する際に回転座標系を用いることから座標変換などの複雑な演算を要してしまう。また、特許文献２では、各相のモータ電圧とモータ電流より求めるトルクに応じた電力消費効率が最大となる力率との関係を予めテーブル化しているためにメモリが必要となり、また、テーブルのデータ量によっては求める力率の精度が低下するおそれがある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、データテーブル及び回転座標系を用いずに固定座標系で求められるモータ電流と、モータの回転数を基に目標とする位相差を求めて最大トルクが得られる力率制御を行うことが可能なモータ駆動装置を提供することを目的とする。

上記した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流を交流に変換しモータを駆動するインバータと、ＰＷＭ信号を生成し前記インバータをＰＷＭ制御する制御部を備え、前記制御部は、モータ電圧とモータ電流の位相差を算出する電圧電流位相差算出器と、モータ電流の振幅とモータへの指令回転数と予め記憶させたモータ定数とから最大トルクが得られるモータ電圧とモータ電流の目標位相差を算出する目標位相差生成器と、前記ＰＷＭ信号を生成するためのキャリア周期毎に前記位相差と前記目標位相差との差に基づいて出力電圧の振幅を算出する出力電圧振幅生成器とを備え、前記制御部は、前記出力電圧振幅生成器で算出した前記出力電圧の振幅を算出したキャリア周期の次のキャリア周期の期間に前記出力電圧の振幅に基づいて前記インバータをＰＷＭ制御することを特徴とする。

本発明によれば、力率制御において必要なトルクを最小のモータ電流で発生させるために、モータ電圧とモータ電流との目標位相差を、モータ電流、モータの回転数、モータ定数から求めるようにしたので、回転座標系を用いないため座標変換などの複雑な演算を行なわなくても済むので演算処理が短くすむ。また、ＰＷＭのキャリア周期毎に演算処理するので予め目標位相差のデータをテーブル化しておく必要がないので、効率良く同期モータを制御することができるという効果を奏する。

図１は、電流ベクトルの特性曲線（定電流円）の一例を示す図である。 図２は、電流ベクトルの特性曲線（定トルク曲線）の一例を示す図である。 図３は、電流ベクトルの特性曲線（定誘起電圧楕円）の一例を示す図である。 図４は、最大トルク／電流制御線の一例を示す図である。 図５は、本発明に係るモータ駆動装置の実施例を示すブロック図である。 図６は、ｄｑ座標軸におけるベクトル図の一例であり、（ａ）は電圧ベクトル図、（ｂ）は電流ベクトル図である。 図７は、状態１の電流ベクトル図である。 図８は、状態２の電流ベクトル図である。 図９は、状態３の電流ベクトル図である。 図１０は、従来の２相電流検出方式の力率制御の一例を示す基本ブロック図である。

以下に、本発明に係るモータ駆動装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。

［電流ベクトルの特性曲線］
本発明の力率制御内容の説明に入る前に、まず、必要なトルクを最小のモータ電流で発生させる最大トルク／電流制御を説明するために、電流ベクトルの各種の特性曲線について説明する。なお、説明中の記号の意味はそれぞれ以下に示すとおりである。

θｖｉ^＊：目標位相差 ［ｒａｄ］
ω：電気角角速度 ［ｒａｄ／ｓｅｃ］
Ｉａｍｐ：電流振幅 ［Ａ］
ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ：Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流 ［Ａ］
ｉｄ、ｉｑ：ｄ軸電流、ｑ軸電流 ［Ａ］
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス ［Ｈ］
Ｖｏ：誘起電圧 ［Ｖ］
Ψａ：マグネットによる電機子鎖交磁束 ［Ｗｂ］
Ｒａ：巻線抵抗 ［Ω］
Ｐｎ：極対数

（ａ）定電流円
図１に示す定電流円は、電流Ｉの大きさが等しいときの電流ベクトル軌跡であり、次式で表される。

（ｂ）定トルク曲線
図２に示す定トルク曲線は、トルクＴが一定となる電流ベクトル軌跡であり、次式で表される。

（ｃ）定誘起電圧楕円
図３に示す定誘起電圧楕円は、電機子に生じる誘起電圧Ｖｏが等しくなる電流ベクトル軌跡であり、角速度ωが大きくなると、径は小さくなり次式で表される。

次に、電流ベクトル制御方法（最大トルク／電流制御）について説明する。
最大トルク／電流制御は、同一のトルクを発生させる電流ベクトルのうちで、電流振幅を最小にする制御である。同一トルクで電流振幅を最小にするということは、電流ベクトル平面上で、定トルク曲線に対して原点からの距離が最短になる点に電流ベクトルを制御するということである。したがって、定電流円が定トルク曲線に接する点が、最大トルク制御の動作点となる。この点をトレースした電流ベクトル軌跡が、図４に示される最大トルク／電流制御線である。この方法は、（１）電機子電流に対して最大トルクを発生できる、（２）同一トルク発生時の電流が最小となるため銅損が最小となる、（３）電流の上限値を考慮したときは、最大の発生トルクが得られるなどの特徴がある。

本発明は、力率制御による必要なトルクを最小のモータ電流で発生させる最大トルク／電流制御で、目標となる位相差（以下、目標位相差θｖｉ^＊）を求める際、回転座標系を用いずに得られる電流振幅Ｉａｍｐと電気角角速度ωを用いて、次式に適用することで目標位相差θｖｉ^＊を得るものである。

＜目標位相差θｖｉ^＊を求める式＞

ただし、

ここで、目標位相差θｖｉ^＊は、電気角角速度ωで運転中の電流振幅Ｉａｍｐのときに出力トルク最大となる位相差である。

次に、上記の＜目標位相差θｖｉ^＊を求める式＞（式１）の導出過程（過程１〜３）について説明する。
＜過程１：定電流円と最大トルク／電流制御線の交点の導出＞
次の最大トルク／電流制御式

で表される制御線（最大トルク／電流制御式）と、定電流円の交点を求める。

上記の（式２）と（式３）から、

Ψａ／（Ｌｑ−Ｌｄ）＝Ｃとおいて、

第２象限の交点を求めたいので、ｉｄ＜０を選択し、

続いてｉｑを求める。
上記の（式３）と（式４）から、

ｉｑは第２象限に存在するので、

より、

したがって、上記の（式４）、（式６）から、定電流円と最大トルク／電流制御線の交点でのｄ軸電流ｉ’ｄ、ｑ軸電流ｉ’ｑは、

ただし、

と表すことができる。

＜過程２：定力率特性の関係式の導出＞
図６（ａ）に示される印加電圧ベクトルと、（ｂ）に示される電流ベクトルを考える。

電圧位相δ、電流位相βとｄｑ成分の関係は次式で表すことができる。

したがって、位相差は、

となる。

上記の（式８）と、埋込磁石同期モータの定常状態の電圧方程式

から

と表すことができることで、位相差δ−βは次式で表すことができる。

＜過程３：交点の力率算出＞
上記の（式９）において、δ−βは設定した目標位相差θｖｉ^＊であるので、
δ−β＝θｖｉ^＊、ｉｄ＝ｉｄ’、ｉｑ＝ｉｑ’と代入すると、

と導出できる。
ただし、

である。

［本発明のモータ駆動装置の構成］
次に、本発明に係るモータ駆動装置の概略構成について説明する。
本発明に係るモータ駆動装置は、図５のブロック図に示すように、埋込磁石型の同期モータ３０を駆動する駆動装置であり、キャリア発生器８、出力回転数生成器１０、出力電圧位相生成器１２、乱調抑制制御器１４、３相電流算出器１６、電流位相算出器１８、電圧電流位相差算出器２０、目標位相差生成器２２、出力電圧振幅生成器２４、出力電圧生成器（ＰＷＭ生成器）２６、ＰＷＭインバータ２８を備える。

キャリア発生器８は、ＰＷＭインバータ２８を駆動する駆動信号の生成に必要なＰＷＭキャリアを生成する。また、発生したＰＷＭキャリアの周期ごとにモータ電流のデータを取り込むためのサンプリングにも使われる。

出力回転数生成器１０は、このモータ駆動装置を搭載した機器（例えば、エアコンの制御部）からの指令回転数を基に、出力回転数を生成するものである。

出力電圧位相生成器１２は、出力回転数生成器１０からの出力回転数及び乱調抑制制御器１４からの出力電圧位相補正量を基に、出力電圧位相を算出するものである。

乱調抑制制御器１４は、電流位相算出器１８からの電流位相θｉを基に、出力電圧位相補正量を算出するものである。力率制御は出力電圧位相制御であり、応答が比較的に遅く乱調しやすい。そのために、出力電圧位相を調整することで安定化を実現する。

３相電流算出器１６は、キャリア発生器８で発生したＰＷＭキャリア信号の周期ごとに検出したＵ相、Ｖ相の電流Ｉｕ、Ｉｖから、Ｗ相の電流Ｉｗを算出し、電流振幅を算出するものである。

電流位相算出器１８は、３相電流算出器１６から出力されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗから、電流位相θｉを算出するものである。算出手法としては、例えば、上記の特許文献２に記載の方法を用いることができる。

電圧電流位相差算出器２０は、出力電圧位相生成器１２から出力された出力電圧位相θｖと、今回電流位相算出器１８で算出した電流位相θｉから、電圧電流位相差を算出するものである。

目標位相差生成器２２は、３相電流算出器１６からの電流振幅と出力回転数生成器１０からの出力回転数と事前に記憶しているモータ定数（ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、マグネットによる電機子鎖交磁束Ψａ、巻線抵抗Ｒａ）から、前述の＜目標位相差θｖｉ^＊を求める式＞（式１）を用いて目標となる位相差を生成するものである。

なお、＜目標位相差θｖｉ^＊を求める式＞（式１）の中に電気角角速度ωとあるが、電気角は磁界の一周期分を２π［ｒａｄ］として角度を表わしたもので、電気角はロータの回転角×極対数の関係になるので、ロータが１回転（回転角度３６０°＝２π）する間に極対数の分だけ電気角は進む。出力回転数生成器１０からの出力回転数を毎秒Ｎ回転とすると、電気角角速度ω＝Ｎ×２π×極対数となる。

出力電圧振幅生成器２４は、電圧電流位相差算出器２０で算出した位相差と目標位相差生成器２２から生成された目標位相差の差を補正し、出力電圧振幅を算出するものである。

出力電圧生成器（ＰＷＭ生成器）２６は、入力ＤＣ電圧値と出力電圧位相生成器１２の位相を条件に、出力電圧振幅生成器２４で算出された出力電圧振幅値とキャリア発生器８からのＰＷＭキャリアをコンパレートし、それぞれＰＷＭインバータ２８の上アーム側スイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＰＷＭ信号であるＵｐ、Ｖｐ、Ｗｐを出力する。また、出力したＵｐ、Ｖｐ、Ｗｐ信号をＮＯＴ演算して、ＰＷＭインバータ２８の下アーム側スイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＰＷＭ信号であるＵｎ、Ｖｎ、Ｗｎを出力するものである。

ＰＷＭインバータ２８は、出力電圧生成器（ＰＷＭ生成器）２６からの信号に応じてモータ３０を駆動するためのＵ相、Ｖ相及びＷ相からの三相交流電圧をモータ３０に供給する。

［本発明のモータ駆動装置による制御動作例］
次に、本発明のモータ駆動装置による制御動作例について図７〜図９を参照しながら説明する。本発明では、力率制御において必要なトルクを最小のモータ電流で発生させる最大トルク／電流制御を行うものである。

＜状態１（Ｐ１）＞
指令回転数を基に出力回転数生成器１０で出力回転数を生成し、これを用いて出力電圧位相生成器１２で出力電圧位相θｖを算出する。また、３相電流算出器１６で算出した電流振幅がＩ３で、電流位相算出器１８で算出された電流位相θｉと出力電圧位相生成器１２で算出した電圧位相θｖから電圧電流位相差算出器２０で算出した電圧電流位相差がθ４のときの電流ベクトルは、図７においてＰ１の状態であるとする。このときＰ１は、目標とする最大トルク／電流制御線上からずれている。

電流振幅Ｉ３で最大トルクが得られる目標位相差を目標位相差生成器２２で算出する。この時、前述の＜目標位相差θｖｉ^＊を求める式＞（式１）中の電流振幅Ｉａｍｐは、Ｉ３となる。

この式の解は、図７の最大トルク／電流制御線と、定電流円Ｉ３の交点であるので、目標位相差はθ６となっている。

出力電圧振幅生成器２４は、電圧電流位相差算出器２０で算出した位相差θ４と目標位相差生成器２２から生成された目標位相差θ６の差を補正し、目標位相差θ６になるような出力電圧振幅を生成して出力電圧生成器２６に出力しＰＷＭインバータ２８を介してモータを制御する。

＜状態２（Ｐ２）＞
実際に、負荷トルクを一定として、目標位相差θ６になるように制御すると、図８に示すように定トルク曲線τ５上を移動し、Ｐ２へ移動するが、目標とする最大トルク／電流制御線上からは、まだ少しずれている。

図９に示すように、Ｐ２の電流値Ｉ６を用いて、上記と同じように目標位相差生成器２２で次の目標位相差を得て、モータを制御する。この動作をＰＷＭキャリア周期ごとに行うことで、力率制御においても電流ベクトルが最大トルク／電流制御線上に収束するように制御する。

このため、本発明によれば、力率制御において必要なトルクを最小のモータ電流で発生させる最大トルク／電流制御で、モータ電圧とモータ電流との目標位相差を、モータ電流、モータの回転数、モータ定数を基に固定座標系で求めるようにしたので、回転座標系を用いなくても、固定座標系のみで効率良く同期モータを制御することができるという効果を奏する。

８ キャリア発生器
１０ 出力回転数生成器
１２ 出力電圧位相生成器
１４ 乱調抑制制御器
１６ ３相電流算出器
１８ 電流位相算出器
２０ 電圧電流位相差算出器
２２ 目標位相差生成器
２４ 出力電圧振幅生成器
２６ 出力電圧生成器（ＰＷＭ生成器）
２８ ＰＷＭインバータ
３０ モータ

Claims (2)

1. 直流を交流に変換しモータを駆動するインバータと、ＰＷＭ信号を生成し前記インバータをＰＷＭ制御する制御部を備え、
   前記制御部は、モータ電圧とモータ電流の位相差を算出する電圧電流位相差算出器と、モータ電流の振幅とモータへの指令回転数と予め記憶させたモータ定数とから最大トルクが得られるモータ電圧とモータ電流の目標位相差を算出する目標位相差生成器と、前記ＰＷＭ信号を生成するためのキャリア周期毎に前記位相差と前記目標位相差との差に基づいて出力電圧の振幅を算出する出力電圧振幅生成器とを備え、
   前記制御部は、前記出力電圧振幅生成器で算出した前記出力電圧の振幅を算出したキャリア周期の次のキャリア周期の期間に前記出力電圧の振幅に基づいて前記インバータをＰＷＭ制御することを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記目標位相差を以下の式に基づいて算出することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
   

   

   

   

   

   ただし、θｖｉ^＊：目標位相差
   ω：電気角角速度
   Ｉａｍｐ：電流振幅
   ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ：Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流
   ｉ’ｄ、ｉ’ｑ：ｄ軸電流、ｑ軸電流
   Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス
   Ψａ：マグネットによる電機子鎖交磁束
   Ｒａ：巻線抵抗

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