JPH11164597A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPH11164597A JPH11164597A JP9327356A JP32735697A JPH11164597A JP H11164597 A JPH11164597 A JP H11164597A JP 9327356 A JP9327356 A JP 9327356A JP 32735697 A JP32735697 A JP 32735697A JP H11164597 A JPH11164597 A JP H11164597A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ゼロクランプ現象により制御不安定を除き、
また騒音をも小さくした速度センサレスの誘導電動機の
ベクトル制御装置を提供する。 【解決手段】 一定の電気角にて、電圧位相から電流位
相のずれに応じて電気角をずらして、あるいは電流値が
零に近い値になった相のみスイッチングを行なわずに、
２アーム変調を行なうようにしたものである。
また騒音をも小さくした速度センサレスの誘導電動機の
ベクトル制御装置を提供する。 【解決手段】 一定の電気角にて、電圧位相から電流位
相のずれに応じて電気角をずらして、あるいは電流値が
零に近い値になった相のみスイッチングを行なわずに、
２アーム変調を行なうようにしたものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、誘導電動機のベク
トル制御装置に係り、特に、速度センサを使用しない誘
導電動機のベクトル制御装置に関するものであり、速度
推定に生ずるリップルによる運転不安定性を防止するも
のである。
トル制御装置に係り、特に、速度センサを使用しない誘
導電動機のベクトル制御装置に関するものであり、速度
推定に生ずるリップルによる運転不安定性を防止するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機の高性能な速度制御方式とし
て、すべり周波数制御形のベクトル制御方法が普及し、
これを速度センサ無しで制御する速度センサレスベクト
ル制御方法が知られている。
て、すべり周波数制御形のベクトル制御方法が普及し、
これを速度センサ無しで制御する速度センサレスベクト
ル制御方法が知られている。
【０００３】図６は、速度適応２次磁束オブザーバを使
用して誘導電動機の実速度を推定する、従来の誘導電動
機の速度センサレスベクトル制御装置の制御システムを
示すものである。すなわち、誘導電動機１をＰＷＭイン
バータ２にて駆動するに当り、Ａ／Ｄ変換器３にて変換
された１次検出電流から相電流ｉu ，ｉv ，ｉw を得
て、３相−２相変換器４にて相数を変え固定子座標（ｄ
−ｑ軸）上の１次電流検出値ｉ1d ,ｉ1qとし、座標変換
器５にて回転座標上の１次電流検出値ｉ1a ,ｉ1bとす
る。そして、この１次電流検出値ｉ1a ,ｉ1bと１次電流
指令値ｉ1a * ,ｉ1b * とをデジタル電流制御器６に入力
して１次電圧指令値ｖ1a * ，ｖ1b * を求め、次いで座標
変換器７にて指令値ｖ1d * ，ｖ1q * とし、２相−３相変
換器８にて３相指令電圧ｖu ，ｖv ，ｖw を得てインバ
ータ２を制御している。
用して誘導電動機の実速度を推定する、従来の誘導電動
機の速度センサレスベクトル制御装置の制御システムを
示すものである。すなわち、誘導電動機１をＰＷＭイン
バータ２にて駆動するに当り、Ａ／Ｄ変換器３にて変換
された１次検出電流から相電流ｉu ，ｉv ，ｉw を得
て、３相−２相変換器４にて相数を変え固定子座標（ｄ
−ｑ軸）上の１次電流検出値ｉ1d ,ｉ1qとし、座標変換
器５にて回転座標上の１次電流検出値ｉ1a ,ｉ1bとす
る。そして、この１次電流検出値ｉ1a ,ｉ1bと１次電流
指令値ｉ1a * ,ｉ1b * とをデジタル電流制御器６に入力
して１次電圧指令値ｖ1a * ，ｖ1b * を求め、次いで座標
変換器７にて指令値ｖ1d * ，ｖ1q * とし、２相−３相変
換器８にて３相指令電圧ｖu ，ｖv ，ｖw を得てインバ
ータ２を制御している。
【０００４】この場合、速度センサを使用しない速度検
出としては、１次電流検出値ｉ1d ,ｉ1q 、１次電圧指令
値ｖ1d * ，ｖ1q * 、及び速度推定値ωr # を入力とする
同一次元磁束オブザーバ９にて固定子座標（ｄ−ｑ軸）
上の２次磁束推定値λ2d # ,λ2q # と１次電流推定値ｉ
1d # ，ｉ1q # とを求め、速度適応機構１０にて１次電流
推定値ｉ1d # ，ｉ1q # と１次電流検出値ｉ1d ,ｉ1qとを
比較した推定誤差信号に基づき適応調整則にて電動機速
度推定値ωr # を演算推定し誘導電動機１の検出速度と
している。この場合、電動機速度推定値ωr # の「遅
れ」に伴う電源角周波数ω0 のずれを修正するために、
同一次元磁束オブザーバ９にて推定した２次磁束推定値
λ2d # ，λ2q # を座標変換器１１にて回転座標λ2a # ，
λ2b # とし、２次トルク軸磁束推定値λ2b # を積分して
すべり角周波数修正値ωscを求め、加え合せ点１２にて
加算している。つまり、すべり角周波数修正値ωscをす
べり角周波数指令値ω s * に加算することは、電動機速
度推定値（ωr # ）のずれを、すべり角周波数修正値ω
scによって修正することにより、電源角周波数（ω0 ）
のずれによる基本位相角（θ0 ）のずれを防止し、座標
変換軸のずれを防止して、精度のよい非干渉化制御のベ
クトル制御を成立させている。
出としては、１次電流検出値ｉ1d ,ｉ1q 、１次電圧指令
値ｖ1d * ，ｖ1q * 、及び速度推定値ωr # を入力とする
同一次元磁束オブザーバ９にて固定子座標（ｄ−ｑ軸）
上の２次磁束推定値λ2d # ,λ2q # と１次電流推定値ｉ
1d # ，ｉ1q # とを求め、速度適応機構１０にて１次電流
推定値ｉ1d # ，ｉ1q # と１次電流検出値ｉ1d ,ｉ1qとを
比較した推定誤差信号に基づき適応調整則にて電動機速
度推定値ωr # を演算推定し誘導電動機１の検出速度と
している。この場合、電動機速度推定値ωr # の「遅
れ」に伴う電源角周波数ω0 のずれを修正するために、
同一次元磁束オブザーバ９にて推定した２次磁束推定値
λ2d # ，λ2q # を座標変換器１１にて回転座標λ2a # ，
λ2b # とし、２次トルク軸磁束推定値λ2b # を積分して
すべり角周波数修正値ωscを求め、加え合せ点１２にて
加算している。つまり、すべり角周波数修正値ωscをす
べり角周波数指令値ω s * に加算することは、電動機速
度推定値（ωr # ）のずれを、すべり角周波数修正値ω
scによって修正することにより、電源角周波数（ω0 ）
のずれによる基本位相角（θ0 ）のずれを防止し、座標
変換軸のずれを防止して、精度のよい非干渉化制御のベ
クトル制御を成立させている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
速度適応オブザーバ方式による速度センサレスベクトル
制御においては、相電流が正負変化する際のゼロクラン
プ現象により、速度推定にリップルが生じ、制御が低速
運転時に不安定となるという問題が生じている。ここ
で、ゼロクランプ現象は、電流正負の切換え時のデッド
タイム中デッドタイム終了まで電流が零にクランプさ
れ、このとき電圧フローティングの状態となることをい
い、このゼロクランプ現象により速度推定にリップルが
生ずるというものである。すなわち、速度センサレスベ
クトル制御においては、速度推定機構は電流・電圧が正
弦波であることを前提として構成されるのであるが、ゼ
ロクランプ現象により電流が零に近い値に停滞した場
合、デジタル電流制御器６において調整される電圧波形
は正弦波ではなく歪んだ波形となり、電圧波形もデジタ
ル電流制御器６の遅れ等にて歪んだ波形となる。そし
て、これらの歪んだ波形が同一次元磁束オブザーバ９に
入力されることにより、推定速度に図７に示すようなリ
ップルが生じ、制御が不安定となる。殊に、出力電圧が
低くなる低速域の軽負荷時においては、電圧の歪の出力
電圧に対する割合が高くなるため速度推定に対する影響
が大きい。
速度適応オブザーバ方式による速度センサレスベクトル
制御においては、相電流が正負変化する際のゼロクラン
プ現象により、速度推定にリップルが生じ、制御が低速
運転時に不安定となるという問題が生じている。ここ
で、ゼロクランプ現象は、電流正負の切換え時のデッド
タイム中デッドタイム終了まで電流が零にクランプさ
れ、このとき電圧フローティングの状態となることをい
い、このゼロクランプ現象により速度推定にリップルが
生ずるというものである。すなわち、速度センサレスベ
クトル制御においては、速度推定機構は電流・電圧が正
弦波であることを前提として構成されるのであるが、ゼ
ロクランプ現象により電流が零に近い値に停滞した場
合、デジタル電流制御器６において調整される電圧波形
は正弦波ではなく歪んだ波形となり、電圧波形もデジタ
ル電流制御器６の遅れ等にて歪んだ波形となる。そし
て、これらの歪んだ波形が同一次元磁束オブザーバ９に
入力されることにより、推定速度に図７に示すようなリ
ップルが生じ、制御が不安定となる。殊に、出力電圧が
低くなる低速域の軽負荷時においては、電圧の歪の出力
電圧に対する割合が高くなるため速度推定に対する影響
が大きい。
【０００６】本発明は上述の課題を解決するため、ゼロ
クランプ現象を回避して制御の安定性を向上した誘導電
動機の速度センサレスベクトル制御装置の提供を目的と
する。
クランプ現象を回避して制御の安定性を向上した誘導電
動機の速度センサレスベクトル制御装置の提供を目的と
する。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成する本
発明は、次の発明特定事項を有する。 （１）１次検出電流を３相２相変換しついで回転座標に
変換して電流指令と共にデジタル電流制御器に入力し、
その指令電圧出力を固定座標に変換しついで２相３相変
換してＰＷＭインバータを駆動し、上記３相２相変換し
た１次検出電流と上記固定座標に変換した指令電圧を速
度推定機構に入力して推定速度を得る誘導電動機のベク
トル制御装置において、上記ＰＷＭインバータでは一定
の電気角にて２アーム変調を行なうようにしたことを特
徴とする。 （２）１次検出電流を３相２相変換しついで回転座標に
変換して電流指令と共にデジタル電流制御器に入力し、
その指令電圧出力を固定座標に変換しついで２相３相変
換してＰＷＭインバータを駆動し、上記３相２相変換し
た１次検出電流と上記固定座標に変換した指令電圧を速
度推定機構に入力して推定速度を得る誘導電動機のベク
トル制御装置において、上記ＰＷＭインバータでは、上
記電流指令とモータ定数とにより電流と電圧の位相差を
計算し電圧位相からの電流位相のずれに応じて電気角を
ずらして２アーム変調を行なうようにしたことを特徴と
する。 （３）１次検出電流を３相２相変換しついで回転座標に
変換して電流指令と共にデジタル電流制御器に入力し、
その指令電圧出力を固定座標に変換しついで２相３相変
換してＰＷＭインバータを駆動し、上記３相２相変換し
た１次検出電流と上記固定座標に変換した指令電圧を速
度推定機構に入力して推定速度を得る誘導電動機のベク
トル制御装置において、上記ＰＷＭインバータでは、１
次検出電流値のいずれかの相の電流が零に近い値となっ
たときその相のスイッチングを行なわない２アーム変調
を行なうようにしたことを特徴とする。
発明は、次の発明特定事項を有する。 （１）１次検出電流を３相２相変換しついで回転座標に
変換して電流指令と共にデジタル電流制御器に入力し、
その指令電圧出力を固定座標に変換しついで２相３相変
換してＰＷＭインバータを駆動し、上記３相２相変換し
た１次検出電流と上記固定座標に変換した指令電圧を速
度推定機構に入力して推定速度を得る誘導電動機のベク
トル制御装置において、上記ＰＷＭインバータでは一定
の電気角にて２アーム変調を行なうようにしたことを特
徴とする。 （２）１次検出電流を３相２相変換しついで回転座標に
変換して電流指令と共にデジタル電流制御器に入力し、
その指令電圧出力を固定座標に変換しついで２相３相変
換してＰＷＭインバータを駆動し、上記３相２相変換し
た１次検出電流と上記固定座標に変換した指令電圧を速
度推定機構に入力して推定速度を得る誘導電動機のベク
トル制御装置において、上記ＰＷＭインバータでは、上
記電流指令とモータ定数とにより電流と電圧の位相差を
計算し電圧位相からの電流位相のずれに応じて電気角を
ずらして２アーム変調を行なうようにしたことを特徴と
する。 （３）１次検出電流を３相２相変換しついで回転座標に
変換して電流指令と共にデジタル電流制御器に入力し、
その指令電圧出力を固定座標に変換しついで２相３相変
換してＰＷＭインバータを駆動し、上記３相２相変換し
た１次検出電流と上記固定座標に変換した指令電圧を速
度推定機構に入力して推定速度を得る誘導電動機のベク
トル制御装置において、上記ＰＷＭインバータでは、１
次検出電流値のいずれかの相の電流が零に近い値となっ
たときその相のスイッチングを行なわない２アーム変調
を行なうようにしたことを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】ここで、図１〜図５を参照して本
発明の実施の形態を説明する。一般に電動機を駆動する
場合、固定子巻線に加わる相電圧はそれ自体必ずしも正
弦波でなくとも線間電圧が正弦波であれば足りる。した
がって、線間電圧を正弦波にするためにはインバータに
おいて全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗについてスイッチングを行な
う必要はなく、図１に示すように２相に挟まれた残り１
相のスイッチングを行なうことなく、他の２相のスイッ
チングを行なうことで線間三相交流が得られる。例えば
図１にて３０°〜９０°の位相ではＵ相とＶ相にて挟ま
れた零クロスするＷ相のスイッチングを省くという、い
わゆる２アーム変調を行なうのである。このため、スイ
ッチング時のデッドタイムに起因するゼロクランプ現象
は回避することができて、速度センサレスベクトル制御
の制御安定性を向上できる。
発明の実施の形態を説明する。一般に電動機を駆動する
場合、固定子巻線に加わる相電圧はそれ自体必ずしも正
弦波でなくとも線間電圧が正弦波であれば足りる。した
がって、線間電圧を正弦波にするためにはインバータに
おいて全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗについてスイッチングを行な
う必要はなく、図１に示すように２相に挟まれた残り１
相のスイッチングを行なうことなく、他の２相のスイッ
チングを行なうことで線間三相交流が得られる。例えば
図１にて３０°〜９０°の位相ではＵ相とＶ相にて挟ま
れた零クロスするＷ相のスイッチングを省くという、い
わゆる２アーム変調を行なうのである。このため、スイ
ッチング時のデッドタイムに起因するゼロクランプ現象
は回避することができて、速度センサレスベクトル制御
の制御安定性を向上できる。
【０００９】図２は、電気角に対して２アーム変調を行
なうタイミングを示しており、図１に示すように電流が
零クロスする場合はスイッチングを行なわず、このスイ
ッチングを行なわない範囲は６０°ずつ切換えられる。
この６０°ごとに切換えられてスイッチングを行なわな
い信号は、例えば図３に示すインバータ２の制御回路に
て出力され、該当するアームのスイッチングは行なわな
い。例えば前述の電気角３０°から６０°までの場合に
は図３に示すＵ相Ｖ相のみのアームを用いＷ相のアーム
をスイッチングしないように制御する。軽負荷時には、
Ｗ相の電流は電気角３０°〜６０°の間にゼロクロスす
るため、ゼロクランプ現象を回避して速度センサレスベ
クトル制御の安定性を向上させることができる。
なうタイミングを示しており、図１に示すように電流が
零クロスする場合はスイッチングを行なわず、このスイ
ッチングを行なわない範囲は６０°ずつ切換えられる。
この６０°ごとに切換えられてスイッチングを行なわな
い信号は、例えば図３に示すインバータ２の制御回路に
て出力され、該当するアームのスイッチングは行なわな
い。例えば前述の電気角３０°から６０°までの場合に
は図３に示すＵ相Ｖ相のみのアームを用いＷ相のアーム
をスイッチングしないように制御する。軽負荷時には、
Ｗ相の電流は電気角３０°〜６０°の間にゼロクロスす
るため、ゼロクランプ現象を回避して速度センサレスベ
クトル制御の安定性を向上させることができる。
【００１０】図２に示す切換方法はモータの種類にもよ
るが、高負荷時電圧と電流との位相が大きくなる場合に
は、効果的でない。したがって、低速軽負荷時のみなら
ず高負荷時にも有効なものとするために、すなわち全負
荷範囲にて有効なものとするために、トルク分電流指令
と励磁分電流指令とモータ定数により電流電圧位相を計
算し、出力電圧位相からの電流位相のずれに応じて図２
の電気角をずらして２アーム変調を行ない、電流が零ク
ロスする相のスイッチングを行なわないようにすること
ができる。すなわち、図４（ａ）に示す誘導電動機の等
価回路にあって図４（ｂ）に示すベクトル図を構成する
とき、電流と電圧との位相差φが生じたとしても、図２
で電気角をφずらして２ア−ム変調を行うことによっ
て、電流がゼロクロスする相のスイッチングを行わない
ようにしてゼロクランプ現象を回避し制御性を向上させ
ることができる。
るが、高負荷時電圧と電流との位相が大きくなる場合に
は、効果的でない。したがって、低速軽負荷時のみなら
ず高負荷時にも有効なものとするために、すなわち全負
荷範囲にて有効なものとするために、トルク分電流指令
と励磁分電流指令とモータ定数により電流電圧位相を計
算し、出力電圧位相からの電流位相のずれに応じて図２
の電気角をずらして２アーム変調を行ない、電流が零ク
ロスする相のスイッチングを行なわないようにすること
ができる。すなわち、図４（ａ）に示す誘導電動機の等
価回路にあって図４（ｂ）に示すベクトル図を構成する
とき、電流と電圧との位相差φが生じたとしても、図２
で電気角をφずらして２ア−ム変調を行うことによっ
て、電流がゼロクロスする相のスイッチングを行わない
ようにしてゼロクランプ現象を回避し制御性を向上させ
ることができる。
【００１１】今まで述べた２アーム変調に着目すると
き、この２アーム変調は、一般的に行なわれている正弦
波三角波ＰＷＭ変調よりも、モータ電磁騒音が大きくな
る。このため、騒音の面からすれば２アーム変調は用い
たくない。したがって、本例では２アーム変調による長
所を損なわないで、２アーム変調の期間を低減すること
により騒音を減らすようにした。すなわち、速度センサ
レスベクトル制御では、各相の電流はＨＣＴにより検出
される。このため、各相の電流値が零に近い値になった
時のみその相のスイッチングを行なわないという２アー
ム変調を行なうことにした。図５に示すように図６のＰ
ＷＭインバータ２の制御回路の一部として、２アーム変
調指令発生器２１を有し、この２アーム変調指令発生器
２１では、ＨＣＴによる検出電流が設定値より低い相が
存在する場合にはその相をスイッチングしない２アーム
変調をする信号を出し、２アーム変調器・正弦波三角波
比較ＰＷＭ変調器２２では、２アーム変調指令がないと
きには通常の正弦波三角波比較ＰＷＭ変調を行ない、指
令があるときは指令された相のスイッチングをしない２
アーム変調を行なうものである。このようにすれば、２
アーム変調が必要な時のみ行なうこととなって騒音の不
必要な発生をも減少できる。
き、この２アーム変調は、一般的に行なわれている正弦
波三角波ＰＷＭ変調よりも、モータ電磁騒音が大きくな
る。このため、騒音の面からすれば２アーム変調は用い
たくない。したがって、本例では２アーム変調による長
所を損なわないで、２アーム変調の期間を低減すること
により騒音を減らすようにした。すなわち、速度センサ
レスベクトル制御では、各相の電流はＨＣＴにより検出
される。このため、各相の電流値が零に近い値になった
時のみその相のスイッチングを行なわないという２アー
ム変調を行なうことにした。図５に示すように図６のＰ
ＷＭインバータ２の制御回路の一部として、２アーム変
調指令発生器２１を有し、この２アーム変調指令発生器
２１では、ＨＣＴによる検出電流が設定値より低い相が
存在する場合にはその相をスイッチングしない２アーム
変調をする信号を出し、２アーム変調器・正弦波三角波
比較ＰＷＭ変調器２２では、２アーム変調指令がないと
きには通常の正弦波三角波比較ＰＷＭ変調を行ない、指
令があるときは指令された相のスイッチングをしない２
アーム変調を行なうものである。このようにすれば、２
アーム変調が必要な時のみ行なうこととなって騒音の不
必要な発生をも減少できる。
【００１２】
【発明の効果】以上実施例にて説明したように本発明に
よれば、次の効果を有する。センサレスベクトル制御装
置において、一定電気角ごとのタイミングで２アーム変
調を行なうことにより、ゼロクランプ現象を回避する事
により、速度センサレスベクトル制御の制御安定性を向
上させることができた。また、全負荷範囲で有効にする
ために、トルク分電流指令と励磁分電流指令とモータ定
数から電流電圧位相を計算し、出力電圧位相からの電流
位相のずれに応じて、電気角をずらして２アーム変調を
行ない、電流がゼロ付近にある場合はスイッチングを行
なわないことにより、ゼロクランプ現象を回避し、速度
センサレスベクトル制御の制御安定性を向上することが
できた。更に、センサレスベクトル制御装置において、
ある相の電流がゼロに近い値になった場合はその相のス
イッチングを行なわない２アーム変調を行なうことによ
ってゼロクランプ現象を回避し、速度センサレスベクト
ル制御の制御安定性を向上させることができた。
よれば、次の効果を有する。センサレスベクトル制御装
置において、一定電気角ごとのタイミングで２アーム変
調を行なうことにより、ゼロクランプ現象を回避する事
により、速度センサレスベクトル制御の制御安定性を向
上させることができた。また、全負荷範囲で有効にする
ために、トルク分電流指令と励磁分電流指令とモータ定
数から電流電圧位相を計算し、出力電圧位相からの電流
位相のずれに応じて、電気角をずらして２アーム変調を
行ない、電流がゼロ付近にある場合はスイッチングを行
なわないことにより、ゼロクランプ現象を回避し、速度
センサレスベクトル制御の制御安定性を向上することが
できた。更に、センサレスベクトル制御装置において、
ある相の電流がゼロに近い値になった場合はその相のス
イッチングを行なわない２アーム変調を行なうことによ
ってゼロクランプ現象を回避し、速度センサレスベクト
ル制御の制御安定性を向上させることができた。
【図１】本発明の２アーム変調を行なうための説明図。
【図２】２アーム変調を行なうタイミングの電気角を示
す説明図。
す説明図。
【図３】三相インバータの一例の概略図。
【図４】電圧と電流の位相差の説明図。
【図５】２アーム変調と正弦波三角波比較ＰＷＭ変調と
を選択する簡略ブロック図。
を選択する簡略ブロック図。
【図６】三相誘導電動機の速度センサレスベクトル制御
装置のブロック図。
装置のブロック図。
【図７】速度リップルを示す波形図。
２ ＰＷＭインバータ ９ 速度推定のための同一次元磁束オブザーバ １０ 速度推定のための速度適応機構 ２１ ２アーム変調指令発生器 ２２ ２アーム変調器・正弦波三角波比較ＰＷＭ変調器
Claims (3)
- 【請求項１】 １次検出電流を３相２相変換しついで回
転座標に変換して電流指令と共にデジタル電流制御器に
入力し、その指令電圧出力を固定座標に変換しついで２
相３相変換してＰＷＭインバータを駆動し、上記３相２
相変換した１次検出電流と上記固定座標に変換した指令
電圧を速度推定機構に入力して推定速度を得る誘導電動
機のベクトル制御装置において、 上記ＰＷＭインバータでは一定の電気角にて２アーム変
調を行なうようにしたことを特徴とする誘導電動機のベ
クトル制御装置。 - 【請求項２】 １次検出電流を３相２相変換しついで回
転座標に変換して電流指令と共にデジタル電流制御器に
入力し、その指令電圧出力を固定座標に変換しついで２
相３相変換してＰＷＭインバータを駆動し、上記３相２
相変換した１次検出電流と上記固定座標に変換した指令
電圧を速度推定機構に入力して推定速度を得る誘導電動
機のベクトル制御装置において、 上記ＰＷＭインバータでは、上記電流指令とモータ定数
とにより電流と電圧の位相差を計算し電圧位相からの電
流位相のずれに応じて電気角をずらして２アーム変調を
行なうようにしたことを特徴とする誘導電動機のベクト
ル制御装置。 - 【請求項３】 １次検出電流を３相２相変換しついで回
転座標に変換して電流指令と共にデジタル電流制御器に
入力し、その指令電圧出力を固定座標に変換しついで２
相３相変換してＰＷＭインバータを駆動し、上記３相２
相変換した１次検出電流と上記固定座標に変換した指令
電圧を速度推定機構に入力して推定速度を得る誘導電動
機のベクトル制御装置において、 上記ＰＷＭインバータでは、１次検出電流値のいずれか
の相の電流が零に近い値となったときその相のスイッチ
ングを行なわない２アーム変調を行なうようにしたこと
を特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9327356A JPH11164597A (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9327356A JPH11164597A (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11164597A true JPH11164597A (ja) | 1999-06-18 |
Family
ID=18198238
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9327356A Withdrawn JPH11164597A (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11164597A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013080610A1 (ja) * | 2011-11-30 | 2013-06-06 | 日立アプライアンス株式会社 | 電力変換装置、電動機駆動装置及び空気調和機 |
| CN103703669A (zh) * | 2011-09-21 | 2014-04-02 | 日立空调·家用电器株式会社 | 电力变换装置、电动机驱动装置以及空调机 |
| JP2014107880A (ja) * | 2012-11-22 | 2014-06-09 | Fujitsu General Ltd | モータ駆動装置 |
| JP2014166044A (ja) * | 2013-02-26 | 2014-09-08 | Hitachi Appliances Inc | 冷蔵庫 |
-
1997
- 1997-11-28 JP JP9327356A patent/JPH11164597A/ja not_active Withdrawn
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103703669A (zh) * | 2011-09-21 | 2014-04-02 | 日立空调·家用电器株式会社 | 电力变换装置、电动机驱动装置以及空调机 |
| JPWO2013042437A1 (ja) * | 2011-09-21 | 2015-03-26 | 日立アプライアンス株式会社 | 電力変換装置、電動機駆動装置および空調機 |
| CN103703669B (zh) * | 2011-09-21 | 2017-08-08 | 江森自控日立空调技术（香港）有限公司 | 电力变换装置、电动机驱动装置以及空调机 |
| WO2013080610A1 (ja) * | 2011-11-30 | 2013-06-06 | 日立アプライアンス株式会社 | 電力変換装置、電動機駆動装置及び空気調和機 |
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| CN103959637A (zh) * | 2011-11-30 | 2014-07-30 | 日立空调·家用电器株式会社 | 电力变换装置、电动机驱动装置及空气调节机 |
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