CN103703669A - 电力变换装置、电动机驱动装置以及空调机 - Google Patents

Abstract

电力变换电路（4）通过基于从脉冲控制部（7）输出的脉冲信号（7A）的转换动作而进行PWM控制，向交流电动机（3）输出交流电力。此时，矢量控制部（8）将根据来自相电流检测部（6）的相电流信息（6A）计算出的电流的相位信息（8A）输出到脉冲停止控制部（9）。脉冲停止控制部（9）将根据电流的相位信息（8A）生成的相脉冲停止控制信号（9A）输出到脉冲控制部（7）。由此，脉冲控制部（7）以电力变换电路（4）的规定的相的电流相位的零交叉为基准而停止规定的区间的脉冲信号（7A）。

Description

电力变换装置、电动机驱动装置以及空调机

技术领域

本发明涉及使用了PWM（Pulse Width Modulation，脉宽调制）控制方式的电力变换装置的控制技术。

背景技术

关于在空调机等中使用的电动机驱动装置，强烈要求通过削减部件件数来实现小型化、高效率/高输出化，并开发了用于实现这些要求的各种技术。作为在这样的电动机驱动装置中使用的电力变换装置、以及高效地驱动成为其负荷的电动机的手法之一，公开了根据电动机的负荷条件、驱动条件来切换180度通电方式和120度通电方式的180度/120度通电切换方式的技术，其中，所述180度通电方式是对从电力变换装置流向电动机的电流进行PWM控制以使该电流成为正弦波状的通电方式，所述120度通电方式是以感应电压的相位为基准而针对每120度进行PWM控制来进行转换动作的通电方式。记载有如下内容：通过使用该方式，能够根据电动机的负荷条件、驱动条件来实现高效的驱动，并且能够在宽范围的旋转速度下使电动机的驱动稳定化（参照专利文献1）。

另外，作为使进行PWM控制的电力变换装置的120度通电时的电动机的损失降低的手法，公开了如下120度/150度通电切换方式的技术：根据转矩指令使120度通电时的通电角度扩展到150度通电，从而使流过电动机的电流接近正弦波而降低转矩的脉动。记载有如下内容：通过使用该方式，在电动机的起动时、以及从重负荷达到轻负荷为止，能够以噪音、振动少的回转力，高性能地进行电动机的驱动（参照专利文献2）。

另外，还公开了如下二相调制方式的技术：在使用进行PWM控制的三相的电力变换装置而使电动机运转时，在对电力变换装置进行矢量控制的情况下，仅对电流值接近零的相不进行转换（switching），而进行二臂调制（二相调制）。根据该技术，在无位置传感器地进行矢量控制的情况下，在每个固定的电角度的定时（timing）进行二相调制，从而能够避免电动机的定子电流成为零钳位的零钳位现象。其结果，能够在全部负荷范围内的矢量控制中提高控制系统的稳定性（参照专利文献3）。

专利文献1：日本特开2008-172948号公报

专利文献2：日本特开2003-169491号公报

专利文献3：日本特开平11-164597号公报

发明内容

所述专利文献1以及专利文献2记载的120度通电方式以及150度通电方式相比于180度通电方式，1个周期中的转换动作区域更窄，所以能够降低电力变换装置的转换损失。但是，为了不使用磁铁位置传感器来检测电动机的磁铁位置（即，位置检测），需要设置感应电压检测电路，在转换动作的停止期间取得感应电压的相位信息，并根据这些相位信息来切换进行转换动作的相。

换言之，在无磁铁位置传感器方式的120度通电方式以及150度通电方式中，必然需要在电动机的感应电压的零交叉附近设置使转换动作停止的期间。因此，难以使转换动作期间变宽到电角度150度以上。另外，关于转换动作的停止期间，需要一定与感应电压相位同步地进行。但是，根据负荷条件、驱动条件而在感应电压相位与电动机的电流相位中发生偏移，所以即使使用150度通电方式，也未必一定能够得到转矩脉动的降低效果。而且，如果想要防止上述感应电压的相位与电动机的电流相位的偏移，则有时还无法进行150度通电的动作本身。

即，在120度通电方式、150度通电方式中，以感应电压的相位为基准来决定通电区间和开相区间（使逆变器的同相的上下臂的开关元件双方都停止的区间），所以为了在无磁铁位置传感器方式中取得位置信号，需要使开相区间包括感应电压的零交叉点。但是，根据负荷条件、驱动条件而在感应电压的相位与电动机的电流相位中发生偏移，所以还有时在开相区间中不包括感应电压的零交叉点。其结果，有时无法正确地进行以无磁铁位置传感器的方式根据感应电压的相位来进行矢量控制时的位置检测。换言之，即使能够通过规定区间的转换动作的停止来降低转换损失，也无法进行基于正确的位置检测的矢量控制。

这样，在专利文献1以及专利文献2的方式中，通过在120度通电方式以及150度通电方式的驱动时设置使转换停止的区间，从而能够降低电力变换电路的转换次数。但是，由于使用感应电压检测电路等来取得感应电压的相位信息，并根据该感应电压的相位信息来切换进行转换的相，所以在电压和电流的相位不同的情况下，无法进行正确的位置检测。其结果，存在电流失真变大而使电动机的转矩脉动增加的危险。另外，在专利文献1的180度通电方式的驱动中，虽然能够不使用感应电压检测电路等而将流过电动机的电流控制为正弦波状，但必须在电压/电流一周期的期间始终进行转换动作，所以转换损失增加而使电力变换电路的效率降低。

另外，在专利文献3公开的技术中，在使用进行PWM控制的三相的电力变换装置来控制矢量的情况下，仅对电流值接近零的相，使转换停歇而进行二相调制。但是，由于不生成电流的停歇期间，所以发生电动机的铜损。即，即使使用专利文献3记载的二相调制方式，也无法降低PWM控制的转换损失来提高电力变换装置的效率。

本发明是鉴于这样的情形而完成的，其课题在于降低PWM控制时的转换损失而提供一种高效的电力变换装置。

为了解决所述课题，本发明的电力变换装置使用矢量控制方式，通过PWM控制来进行电力变换，所述电力变换装置具备：脉冲控制部，输出用于进行所述PWM控制的脉冲信号；电力变换电路，使用从所述脉冲控制部输出的脉冲信号，将直流电力变换为交流电力；电流检测部，检测所述电力变换电路的电流；矢量控制部，根据由所述电流检测部检测到的电流来进行矢量控制，生成向所述脉冲控制部的指令电压；以及脉冲停止控制部，生成用于使以所述电力变换电路的电流相位为基准而决定的区间的所述脉冲信号在所述决定的区间中停止的脉冲停止控制信号，并将该脉冲停止控制信号输出到所述脉冲控制部。

根据本发明，能够降低PWM控制时的转换损失，提供高效电力变换装置。

附图说明

图1是示出第1实施方式的PWM控制方式的电力变换装置的电路结构的框图。

图2是示出比较例中的流过电动机的交流电压、交流电流以及脉冲信号的关系的波形图，（a）示出PWM载波信号和施加电压指令，（b）示出U相交流电流，（c）示出脉冲信号。

图3是示出第1实施方式中的流过电动机的交流电压、交流电流以及脉冲信号、和相脉冲停止控制信号的关系的波形图，（a）示出PWM载波信号和施加电压指令，（b）示出U相交流电流，（c）示出脉冲信号，（d）示出开相控制信号。

图4是示出对具备第1实施方式的电力变换装置的实际设备进行了驱动时的U相电压、U相电流以及脉冲信号的关系的波形图，（a）示出U相端子电压，（b）示出U相电流，（c）示出脉冲信号。

图5是示出基于第1实施方式的电力变换装置的、相对相脉冲停止区间（开相区间）的电力变换电路损失、电动机损失以及将它们加起来的综合损失的关系的特性图。

图6是示出比较例的PWM控制方式的电力变换装置的电路结构的框图。

图7是示出第1实施方式的电力变换装置的变形例中的、流过电动机的交流电压、交流电流以及脉冲信号、和相脉冲停止控制信号的关系的波形图，（a）示出PWM载波信号和施加电压指令，（b）示出U相交流电流，（c）示出脉冲信号，（d）示出开相控制信号。

图8是示出第2实施方式的PWM控制方式的电力变换装置的电路结构的框图。

图9是示出第2实施方式的电力变换装置中的相脉冲停止区间（开相区间）的设定例的特性图，（a）示出理想地设定为旋转速度N1的情况，（b）示出从旋转速度N2至旋转速度N3以一定的变化率变化了的情况，（c）示出从旋转速度N2至旋转速度N3以规定的曲线变化了的情况。

图10是第3实施方式的使用了电力变换装置的空调机的整体结构图。

图11是示出图10所示的空调机中的压缩机驱动电动机相对旋转速度的效率的关系的特性图。

（符号说明）

1a、11：电力变换装置；2：直流电源；3：交流电动机（电动机）；4：电力变换电路；41：电力变换主电路；42：栅极驱动器；5a：控制装置；6：相电流检测部（电流检测部）；7：脉冲控制部；8：矢量控制部；9、91：脉冲停止控制部；10：直流母线电流检测部（电流检测部）；6A：相电流信息（电流）；7A：脉冲信号；8A：相位信息（电流相位）；8B：旋转速度信息；9A、91A：相脉冲停止控制信号（脉冲停止控制信号）；10A：直流母线电流信息（电流）；V^*：施加电压指令（指令电压）；δ：相脉冲停止区间；100：空调机；101：室外机；102：室内机；103：配管；104：压缩机；105：压缩机驱动电动机；106：电动机驱动装置；107、108：热交换器；109：送风机。

具体实施方式

接下来，适当地参照附图，详细说明用于实施发明的方式（以下称为“实施方式”）。

《概要》

本实施方式的电力变换装置具备：电力变换电路（逆变器），使用PWM控制的脉冲信号将直流电力变换为交流电力；以及矢量控制部，检测流过电力变换电路的电流而对该电力变换电路进行矢量控制。而且，设置有使以流过电力变换电路的电流相位的零交叉点为基准而决定的区间的脉冲信号停止、并使同相的上下臂的开关元件停止的开相区间。由此，能够降低PWM控制时的转换次数来降低转换损失，并且通过设置开相区间，能够根据电流相位的零交叉点来取得电动机的磁铁位置的正确的位置信息。其结果，能够进行稳定的矢量控制，提高电力变换电路（逆变器）以及电动机的效率。

以下，参照附图，详细说明本发明的电力变换装置的实施方式。另外，在用于说明各实施方式的所有的图中，原则上对同一构成要素附加同一符号，省略其重复的说明。另外，在以下叙述的实施方式中，为了易于理解，一边与使用了以往方式的比较例进行对比一边说明本实施方式的内容。

《第1实施方式》

图1示出第1实施方式的PWM控制方式的电力变换装置1a的电路结构。在第1实施方式的电力变换装置1a中，如图1所示，说明在通过由利用PWM控制进行驱动的三相逆变器构成的电力变换电路4，利用矢量控制对作为永久磁铁同步电动机的交流电动机3进行驱动的情况下，对电力变换电路4的脉冲信号设置了相脉冲停止区间（即，开相区间）时的控制方法。

<电力变换装置的电路结构>

如图1所示，电力变换装置1a构成为具备：电力变换电路4，由将直流电力变换为交流电力的三相逆变器构成；相电流检测部6，检测与电力变换电路4连接的交流电动机（电动机）3中流过的电动机电流；以及控制装置5a，根据由相电流检测部6检测到的相电流信息（电流）6A，使用进行PWM控制的脉冲信号来进行矢量控制。另外，电力变换电路4构成为具备：电力变换主电路41，由IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管）和二极管反并联而成的三相结构的半导体开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn所构成；以及栅极驱动器42，根据来自脉冲控制部7的脉冲信号7A，生成向电力变换主电路41的IGBT供给的栅极信号。

另外，控制装置5a包括：脉冲控制部7，将基于施加电压指令（指令电压）V^*而被控制的脉冲信号7A供给到栅极驱动器42；矢量控制部8，使用由相电流检测部6检测出的相电流信息6A来进行矢量控制，计算施加电压指令V^*；以及脉冲停止控制部9，根据通过矢量控制而计算出的电流的相位信息（电流相位）8A，将在电流零交叉附近使相脉冲停止区间（开相区间）δ的脉冲信号7A停止的相脉冲停止控制信号（脉冲停止控制信号）9A输出到脉冲控制部7。

此处，例如如非专利文献1（坂本他，「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」電学論D，Vol.124巻11号（2004年）pp.1133-1140（坂本等，“面向家电设备的无位置传感器永久磁铁同步马达的简易矢量控制”电学论D，Vol.124卷11号（2004年）pp.1133-1140））、非专利文献2（戸張他，「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」電学論D，Vol.129巻1号（2009年）pp.36-45（户张等，“高速用永久磁铁同步马达的新矢量控制方式的研究”电学论D，Vol.129卷1号（2009年）pp．36-45））所记载那样，能够通过使用检测逆变器输出电流来进行三相-二相变换（dq变换；direct-quadrature变换）而反馈到控制系统并再次进行二相-三相变换来驱动逆变器的一般的矢量控制，而实现矢量控制部8，关于控制方式没有限定。因此，矢量控制部8的动作是公知的技术，所以省略详细的说明。

<比较例>

此处，为了明确第1实施方式的电力变换装置1a中的PWM控制时的转换动作，使用图2以及图6，说明使用了以往方式的比较例的电力变换装置1b（参照图6）中的PWM控制。图2是示出比较例中的流过交流电动机3的交流电压、交流电流以及脉冲信号的关系的波形图，横轴示出电压相位，纵轴示出电压、电流以及脉冲信号的各电平。另外，图6示出比较例的PWM控制方式的电力变换装置1b的电路结构。另外，在图6中，与图1相同的符号的要素具有相同的功能。另外，矢量控制部8进行的矢量控制是与图1的情况同样的控制方法。

图6所示的控制装置5b在脉冲控制部7中如图2（a）所示，比较PWM载波信号和施加电压指令V^*来生成PWM脉冲信号。另外，该施加电压指令V^*的指令值是根据由相电流检测部6检测出的相电流信息6A而通过矢量控制部8进行运算得到的值。此处，关于通过相电流检测部6进行的相电流信息6A的取得，例如既可以如日本特开2004-48886号公报的图1中公开那样通过CT（CurrentTransformer，变流器）直接检测交流输出电流，也可以是如该公报的图12中公开那样利用分流电阻来取得直流母线的电流信息、并根据该电流信息使相电流再现的方式。

接下来，使用图2，详细说明从电力变换装置1b（参照图6）向交流电动机3供给的交流电压以及交流电流和脉冲信号的关系。图2（a）示出PWM载波信号和施加电压指令V^*，作为代表示出了U相施加电压指令Vu^*。此处，θv表示以U相为基准的电压相位。

在PWM控制方式中，脉冲控制部7如图2（a）所示，根据U相施加电压指令Vu^*和三角波载波信号（PWM载波信号），生成图2（c）所示的脉冲信号“GPU+：U相上侧元件（Sup）的脉冲信号”、“GPU-：U相下侧元件（Sun）的脉冲信号”，并为了驱动电力变换主电路41而将该脉冲信号输出到栅极驱动器42。即，GPU+的脉冲信号和GPU-的脉冲信号成为正负（1，0）相反的信号。

电力变换主电路41根据该脉冲信号（GPU+/GPU-的脉冲信号）进行PWM控制，从而在交流电动机3中流过图2（b）所示那样的U相交流电流Iu。此处，φ表示电压与电流的相位差。

另外，在矢量控制部8中，根据包括U相交流电流Iu的相电流信息6A进行矢量控制，从而控制电压的振幅以及电压和电流的相位差φ。

如图2所示，在比较例的PWM控制中，在电压/电流的一周期的期间始终进行转换动作而进行180度通电，相比于存在转换动作停止的期间的120度通电方式、150度通电方式，转换次数更多。因此，在180度通电中，由此引起的转换损失变多。

<第1实施方式中的脉冲停止控制部的动作>

在以下的说明中，使用图1和图3，说明使进行PWM控制的脉冲信号的转换动作临时停止的脉冲停止控制部9（参照图1）的动作。因此，关于在比较例中叙述的PWM控制的基本的动作，为了避免重复而省略说明。

图3是示出第1实施方式中的流过交流电动机3的交流电压、交流电流以及脉冲信号、与相脉冲停止控制信号的关系的波形图，横轴示出电压相位，纵轴示出电压、电流、脉冲信号以及开相控制信号（相脉冲停止控制信号）的各电平。即，图3是与图2的波形图进行对比而示出的本实施方式的波形图。

脉冲停止控制部9如图3（d）所示，以通过矢量控制而控制的电流相位的零交叉点φ为基准，在相位φ和相位φ+π中，如下述式（1）所示，将在相脉冲停止区间（开相区间）δ的期间使脉冲信号GPU+、GPU-的转换都停止的相脉冲停止控制信号（开相控制信号）9A输出到脉冲控制部7。关于该相脉冲停止控制信号9A，在使脉冲信号GPU+、GPU-的转换都停止的情况下输出“0”，在不使转换停止而进行比较例的PWM控制方式的转换的情况下输出“1”。

[式1]

即，从式（1）可知，在将电压和电流的相位差设为φ、将相脉冲停止区间（开相区间）设为δ时，在以U相为基准的电压相位θv成为φ-δ/2<θv<φ+δ/2时以及成为φ+π-δ/2<θv<φ+π+δ/2时，停止基于脉冲信号GPU+以及GPU-的转换。并且，在其以外时，进行基于脉冲信号GPU+以及GPU-的转换。

因此，关于来自脉冲控制部7的输出状态，在相脉冲停止控制信号9A的相脉冲停止区间δ中，脉冲信号GPU+、GPU-都成为截止（OFF）。因此，如图3（c）所示，从脉冲控制部7输出在相脉冲停止区间δ中停歇了的脉冲信号的信号串。换言之，在电压以及电流的一周期的期间，设定2次相脉冲停止区间（开相区间）δ。另外，在第1实施方式的结构的情况下，关于成为对象的PWM控制的调制方式，不仅是正弦波PWM控制方式，即使是二相调制型PWM控制方式、三次谐波加法型PWM控制方式，也能够设置同样的相脉冲停止区间δ。

这样，由第1实施方式的脉冲停止控制部9设置了使转换动作停止的期间的脉冲信号GPU+、GPU-成为在转换停止区间和转换动作区间中未将施加电压相位以及交流电动机3的感应电压相位作为基准而设置的形状。即，以电流相位的零交叉点为基准而设定脉冲信号GPU+、GPU-的转换停止区间和转换动作区间。

换言之，在比较例中，由于是以感应电压的电压相位为基准的脉冲信号，所以如图2（c）所示，脉冲信号串成为如下形状：在电压的零交叉点的前后，导通/截止（ON/OFF）占空比为对称。但是，在第1实施方式中，以电流相位为基准而设置有相脉冲停止区间δ（即，并非是以电压相位为基准的脉冲信号），所以如图3（c）所示，在电压的零交叉点的前后，脉冲信号串的导通/截止占空比不成为对称。即，在第1实施方式中，在电流的零交叉点的前后，脉冲信号串的导通/截止占空比成为非对称。

这样，在第1实施方式中，在包括电流的零交叉点的区间，设置相脉冲停止区间δ，所以如图3（c）所示，以相脉冲停止区间δ为中心的前后的脉冲信号串A以及B成为非对称的形状。由此，在如第1实施方式那样在包括电流的零交叉点的区间设置了相脉冲停止区间δ的情况下，能够通过观测相脉冲停止区间δ的前后的脉冲信号是否为非对称，容易地判别是否应用了第1实施方式。

<基于实际设备的驱动时的波形>

图4是示出对具备第1实施方式的电力变换装置1a的实际设备进行了驱动时的U相电压、U相电流以及脉冲信号的关系的波形图，横轴示出电压相位，纵轴示出电压、电流以及脉冲信号的各电平。即，图4示出利用第1实施方式的在包括电流的零交叉点的附近设置了相脉冲停止区间的手法而在二相调制型PWM控制方式中设定相脉冲停止区间对实际设备进行了驱动时的电压、电流以及脉冲信号。

图4（a）示出电力变换主电路41的U相端子电压Vun，该图（b）示出流过交流电动机3的U相电流Iu，该图（c）示出脉冲信号GPU+、GPU-。

如图4（c）所示，在由单点划线夹住的区间（用δ表示）中，脉冲信号GPU+、GPU-的转换信号都成为截止（OFF），能够确认设定了相脉冲停止区间δ。另外，由于设定了相脉冲停止区间δ，所以还能够一并确认在由单点划线夹住的区间中U相电流Iu成为零。

<第1实施方式的效果>

图5是示出基于第1实施方式的电力变换装置1a的、相对相脉冲停止区间（开相区间）δ的电力变换电路损失、电动机损失以及将它们加起来的综合损失的关系的特性图，横轴示出相脉冲停止区间（开相区间）δ，纵轴示出损失。即，图5示出由脉冲停止控制部9设定的相脉冲停止区间δ和电力变换电路4的损失、交流电动机3的损失以及将这二个损失加起来的综合损失的特性。

如图5所示，随着增大相脉冲停止区间δ，转换次数降低，所以由此第1实施方式的电力变换电路4的损失（电力变换电路损失）降低。另外，通过设置相脉冲停止区间δ，电流的高次谐波分量增加，所以由此交流电动机3的损失（电动机损失）变大。而且，相脉冲停止区间δ变大，从而电流的高次谐波分量的增加变得显著，所以由此引起的交流电动机3的损失（电动机损失）的增加也变得显著。因此，如图5所示，存在将这二个损失（电力变换电路损失和电动机损失）加起来的综合损失成为最少的相脉冲停止区间δopt，通过将相脉冲停止区间δ设定为该相脉冲停止区间δopt，从而能够降低电力变换装置1a整体的损失。

如以上说明，通过使用脉冲停止控制部9，能够利用与比较例的PWM控制方式同样的电力变换电路4的结构，降低进行PWM控制的脉冲信号的转换次数。换言之，在由软件构成了通过微型计算机的控制进行的脉冲停止控制部9的情况下，比较例的电力变换电路4的结构不变化，不用追加新的硬件就能够达到电力变换装置1a的高效化。另外，在交流电动机3的电流的零交叉附近使转换动作停止，所以针对150度通电方式能够抑制转矩脉动的增加。

<第1实施方式的变形例>

此处，作为第1实施方式的变形例，说明将相脉冲停止区间δ设为仅1个循环区间的单方的情况、和将相脉冲停止区间的相位设为固定的状态的情况。图7是示出第1实施方式的变形例的电力变换装置中的流过电动机的交流电压、交流电流以及脉冲信号、与相脉冲停止控制信号的关系的波形图，横轴示出电压相位θv，纵轴示出电压、电流、脉冲信号以及开相控制信号的各电平。

在该变形例中，叙述针对电流一周期（1个循环）仅设定1次图1所示的脉冲停止控制部9的相脉冲停止区间δ的方式。另外，对于与上述第1实施方式的电力变换装置1a共同的内容，省略说明。

在用微型计算机等集成电路来实现图1所示的控制装置5a的情况下，优选降低该微型计算机的运算负荷。此处，如果如图7（d）所示，脉冲停止控制部9针对每个电流一周期仅设定1次相脉冲停止区间δ，则能够降低微型计算机的运算负荷。

即，在该变形例中，通过微型计算机的控制而进行的脉冲停止控制部9以通过矢量控制来控制的电流相位的零交叉点φ为基准，在相位φ+π中（参照图7（d）），如下述式（2）所示，将在相脉冲停止区间δ的期间使脉冲信号GPU+和GPU-的转换信号都停止的相脉冲停止控制信号9A输出到脉冲控制部7。

[式2]

即，从式（2）可知，在将电压和电流的相位差设为φ、将相脉冲停止区间（开相区间）设为δ时，仅在以U相为基准的电压相位θv成为φ+π-δ/2<θv<φ+π+δ/2时，使基于脉冲信号GPU+以及GPU-的转换停止1次。并且，在其以外时，进行基于脉冲信号GPU+以及GPU-的转换。另外，也可以构成为在电压和电流的相位差φ中，针对每个电流一周期仅设定1次相脉冲停止区间δ。

这样，通过构成为针对每个电流一周期仅设定1次相脉冲停止区间δ，从而能够使利用微型计算机实现的脉冲停止控制部9的运算负荷减半。另外，通过预先测定所驱动的负荷条件下的电压和电流的相位差φ，并将脉冲停止控制部9的相脉冲停止控制信号9A中的电压和电流的相位差φ设为固定值，从而能够进一步降低微型计算机的运算负荷。

如以上说明，第1实施方式的电力变换电路4通过基于从脉冲控制部7输出的脉冲信号7A的转换动作进行PWM控制，向交流电动机3输出交流电力。此时，矢量控制部8将根据来自相电流检测部6的相电流信息6A而计算出的电流的相位信息8A输出到脉冲停止控制部9。由此，脉冲停止控制部9将根据电流的相位信息8A而生成的相脉冲停止控制信号9A输出到脉冲控制部7。因此，脉冲控制部7以电力变换电路4的规定的相（例如U相）的电流相位的零交叉为基准而停止规定的区间的脉冲信号7A。因此，在电力变换电路4中，由于在电流的零交叉附近停止转换，所以转换损失被降低。其结果，能够提高电力变换装置1a的效率，并且能够降低输出电流的失真。

《第2实施方式》

在第2实施方式中，说明如第1实施方式那样设置了相脉冲停止区间δ的PWM控制方式、和未设置相脉冲停止区间δ的通常的PWM控制方式的切换。即，在第2实施方式中，说明能够根据运转条件（例如交流电动机的旋转速度）来切换相脉冲停止区间δ的电力变换装置。

图8示出第2实施方式的PWM控制方式的电力变换装置11的电路结构。如图8所示，电力变换装置11代替图1所示的第1实施方式的电力变换装置1a的相电流检测部6，而具备检测直流母线电流IDC的直流母线电流检测部（电流检测部）10。即，第2实施方式的电力变换装置11构成为直流母线电流检测部10向矢量控制部8输出直流母线电流信息（电流）10A。

在图8中，矢量控制部8构成为将通过矢量控制而计算出的电流的相位信息8A、和作为交流电动机3的旋转速度的旋转速度信息8B输出到脉冲停止控制部91。由此，第2实施方式的脉冲停止控制部91能够根据运转条件（即，交流电动机3的旋转速度）来切换相脉冲停止区间δ。其他的结构内容与图1所示的第1实施方式的电力变换装置1a相同，所以省略说明。

图9是示出第2实施方式的电力变换装置11中的相脉冲停止区间（开相区间）的设定例的特性图，横轴示出旋转速度，纵轴示出开相区间δ。即，在第2实施方式的电力变换装置11中，脉冲停止控制部91如图9（a）所示，判定交流电动机3的当前的旋转速度N和预先设定的旋转速度N1的大小关系，在当前的旋转速度N小于旋转速度N1的情况下，将设定了相脉冲停止区间δ的相脉冲停止控制信号91A输出到脉冲控制部7。另外，在当前的旋转速度N是旋转速度N1以上的情况下，将相脉冲停止区间δ设为0，将未设定相脉冲停止区间δ的相脉冲停止控制信号91A输出到脉冲控制部7。

换言之，在交流电动机3的当前的旋转速度N小于旋转速度N1的情况下，脉冲控制部7输出有相脉冲停止区间δ的脉冲信号，在是旋转速度N1以上的情况下，脉冲控制部7输出无相脉冲停止区间δ的脉冲信号。

另外，也可以设为如下方式：为了抑制根据运转条件来切换相脉冲停止区间δ时的交流电动机3的旋转速度/转矩的过度的变动，如图9（b）所示，使相脉冲停止区间δ从旋转速度N2至旋转速度N3为止以一定的变化率进行变化。另外，也可以设为如下方式：为了使相脉冲停止区间δ的切换进一步平滑，如图9（c）所示，从旋转速度N2至旋转速度N3为止，沿着规定的曲线，以非线性的变化率来改变相脉冲停止区间δ。

另外，也可以构成为如下：并非根据交流电动机3的旋转速度来切换相脉冲停止区间δ，而是根据由图8的直流母线电流检测部10检测出的直流母线电流I_DC的平均值I_DCave，切换相脉冲停止区间δ。在该情况下，图9（a）、（b）、（c）的特性图中的横轴并非是旋转速度N，而替换为直流母线电流平均值I_DCave。

另外，也可以构成为如下：并非根据交流电动机3的旋转速度来切换相脉冲停止区间δ，而根据交流电动机3所输出的转矩τ来切换相脉冲停止区间δ。在该情况下，图9（a）、（b）、（c）的特性图中的横轴并非是旋转速度N，而替换为输出转矩τ。

如以上说明，根据交流电动机3的运转条件（交流电动机3的旋转速度N、输出转矩τ或者直流母线电流平均值I_DCave等）来切换相脉冲停止区间δ，从而在交流电动机3处于低速旋转区域的情况下，通过设定相脉冲停止区间δ，从而相比于比较例的PWM控制方式，能够更高效地驱动电力变换装置。另外，在交流电动机3处于高速旋转区域的情况下，能够将相脉冲停止区间δ设为0，平滑地转移到未设定相脉冲停止区间的180度通电。

另外，在根据交流电动机3的运转条件而使相脉冲停止区间δ向变窄的方向变更的情况下，能够通过立即从规定的停止区间向停止区间零的状态切换、从规定的停止区间向停止区间零的状态以一定的变化率变化、或者从规定的停止区间向停止区间零的状态以非线性的变化率变化的某一个来进行。

另外，在根据交流电动机3的运转条件而使相脉冲停止区间δ向变宽的方向变更的情况下，能够通过立即从停止区间零的状态向规定的停止区间切换、从停止区间零的状态向规定的停止区间以一定的变化率变化、从停止区间零的状态向规定的停止区间以非线性的变化率变化的某一个来进行。

《第3实施方式》

在第3实施方式中，说明将第1实施方式的电力变换装置1a或者第2实施方式的电力变换装置11应用于空调机的压缩机驱动的情况。

图10示出第3实施方式的空调机100的整体结构图。

如图10所示，第3实施方式的空调机100包括：室外机101，与外部气体进行热交换；室内机102，与室内的环境进行热交换；以及配管103，连接室外机101和室内机102。

室外机101包括：压缩机104，对制冷剂进行压缩；压缩机驱动电动机105，驱动压缩机104；电动机驱动装置106，对压缩机驱动电动机105进行驱动控制；以及热交换机107，使用压缩制冷剂而与外部气体进行热交换。此处，在电动机驱动装置106中，使用第1实施方式的电力变换装置1a或者第2实施方式的电力变换装置11。另外，室内机102包括：热交换机108，与室内进行热交换；和送风机109，向室内送风。

此处，使用图11，说明压缩机驱动电动机105的效率。图11是示出图10所示的空调机100中的压缩机驱动电动机105相对旋转速度的效率的关系的特性图，横轴示出压缩机驱动电动机105的旋转速度，纵轴示出压缩机驱动电动机105的效率。

在电动机驱动装置106中应用PWM控制时，在压缩机驱动电动机105的旋转速度是N4以上的情况下，在超过能够以电力变换电路4的正弦波调制方式输出的电压的电压饱和区域中，通过弱励磁控制而使无效电流流动从而减少励磁线圈的电流，由此能够实现压缩机驱动电动机105在高速旋转区域中的稳定驱动。但是，由于进行这样的弱励磁控制，所以如图11的实线所示，在压缩机驱动电动机105的高速旋转区域（旋转速度N4以上）中发生效率的降低。

因此，在第3实施方式中，例如，将第1实施方式的电力变换装置1a应用于空调机100，从脉冲控制部7输出通过脉冲停止控制部9设置了相脉冲停止区间δ的脉冲信号7A，从而控制电力变换电路4。换言之，通过设置相脉冲停止区间δ，能够使电力变换电路4的转换次数降低，所以其结果能够使电动机驱动装置106的损失降低。

这样，通过使电力变换电路4的转换损失降低，如图11的单点划线的特性所示，在比驱动压缩机驱动电动机105的电动机驱动装置106的效率成为峰值的旋转速度N4更低的低速旋转的区域中，能够提高效率。另外，在旋转速度N4以上的电压饱和区域中，能够输出通过图1的脉冲停止控制部9将相脉冲停止区间δ设为0的脉冲信号，切换到180度通电的PWM控制方式，进行弱励磁控制区域的驱动。

如以上说明，通过第3实施方式，能够通过与比较例的PWM控制方式同样的电力变换电路4的结构来减少电力变换电路4的转换次数，所以在由软件构成了通过微型计算机的控制进行的脉冲停止控制部9的情况下，不用追加硬件就能够实现空调机100的高效化。

另外，虽然具体说明了本发明的电力变换装置1a、11以及使用了该电力变换装置1a、11的电动机驱动装置106、以及使用了该电动机驱动装置106的空调机100的实施方式，但本发明不限于所述各实施方式的内容，当然能够在不脱离其要旨的范围内实现各种变更。

即，本发明不限于第1实施方式至第3实施方式的内容，能够实现各种变形。换言之，所述各实施方式是为了易于理解地说明本发明的内容而详细地例示的，未必具备所述说明的所有结构。另外，还能够将某一实施方式的结构的一部分置换为其他实施方式的结构，而且，还能够在某一实施方式的结构中加上其他实施方式的结构。

另外，还能够针对各实施方式的结构的一部分，追加、删除、置换其他实施方式的结构。而且，关于所述各结构、功能、处理部、处理单元等，也可以通过例如用集成电路设计等而用硬件来实现它们的一部分或者全部。另外，上述各结构、功能等也可以通过由处理器解释并执行实现各个功能的程序从而用软件来实现。另外，实现各功能的程序、表格、文件等信息能够储存于存储器、硬盘、SSD（Solid StateDrive，固态驱动器）等记录装置、或者IC（integrated circuit，集成电路）卡、SD卡、DVD（Digital Versatile Disc，数字多功能盘）等记录介质中。另外，关于控制线、信息线，示出了说明上必要的部分，而并非示出产品上的所有控制线、信息线。也可以考虑为实际上几乎所有的结构被相互连接。

（产业上的可利用性）

根据本发明，不限于对在空调机中使用的电动机进行驱动的电力变换装置，还能够有效地利用于对在冰箱、洗衣机、吸尘器等家用电器中使用的电动机进行驱动的电力变换装置等。

Claims (13)

1.一种电力变换装置，使用矢量控制方式，通过PWM控制来进行电力变换，所述电力变换装置的特征在于，具备：

脉冲控制部，输出用于进行所述PWM控制的脉冲信号；

电力变换电路，使用从所述脉冲控制部输出的脉冲信号，将直流电力变换为交流电力；

电流检测部，检测所述电力变换电路的电流；

矢量控制部，根据由所述电流检测部检测到的电流来进行矢量控制，生成向所述脉冲控制部的指令电压；以及

脉冲停止控制部，生成用于使以所述电力变换电路的电流相位为基准而决定的区间的所述脉冲信号在所述决定的区间中停止的脉冲停止控制信号，并将该脉冲停止控制信号输出到所述脉冲控制部。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述脉冲停止控制部针对规定的每个相，生成用于使所述决定的区间的所述脉冲信号在所述决定的区间中停止的脉冲停止控制信号，并将该脉冲停止控制信号输出到所述脉冲控制部。

3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述决定的区间的所述脉冲信号是在包括流过所述电力变换电路的电流的零交叉点的区间中存在的脉冲信号。

4.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述脉冲停止控制部在流过所述电力变换电路的电流的1个循环区间中将所述脉冲停止控制信号生成1次或者2次。

5.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述脉冲停止控制部根据所述电力变换电路中的直流母线电流信息、交流输出电流信息或者交流输出频率信息中的至少一个信息，生成能够使所述脉冲信号的停止区间以规定的变化率变化的所述脉冲停止控制信号。

6.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述脉冲停止控制部根据所述电力变换电路中的直流母线电流信息、交流输出电流信息或者交流输出频率信息中的至少一个信息，生成能够在零与规定的区间之间切换所述脉冲信号的停止区间的所述脉冲停止控制信号。

7.一种电动机驱动装置，利用电力变换装置来进行驱动，其中，所述电力变换装置使用矢量控制方式通过PWM控制进行电力变换，所述电动机驱动装置的特征在于，

所述电力变换装置具备：

脉冲控制部，输出用于进行所述PWM控制的脉冲信号；

电力变换电路，使用从所述脉冲控制部输出的脉冲信号，将直流电力变换为交流电力；

电流检测部，检测所述电力变换电路的电流；

矢量控制部，根据由所述电流检测部检测到的电流来进行矢量控制，生成向所述脉冲控制部的指令电压；以及

脉冲停止控制部，生成用于使以所述电力变换电路的电流相位为基准而决定的区间的所述脉冲信号在所述决定的区间中停止的脉冲停止控制信号，并将该脉冲停止控制信号输出到所述脉冲控制部，

根据从所述电力变换电路输出的交流电力来驱动电动机。

8.根据权利要求7所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述脉冲停止控制部根据所述电动机的运转条件，针对规定的每个相，生成用于对在包括流过所述电力变换电路的电流的零交叉点的区间中存在的所述脉冲信号的停止区间进行变更的所述脉冲停止控制信号。

9.根据权利要求8所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述电动机的运转条件是该电动机的旋转速度、该电动机的输出转矩、所述电力变换电路的直流母线电流、交流输出电流或者交流输出频率中的至少一个动作状态。

10.根据权利要求8所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述脉冲停止控制部通过从规定的停止区间立即切换为停止区间零的状态、从规定的停止区间以固定的变化率变化为停止区间零的状态、从规定的停止区间以非线性的变化率变化为停止区间零的状态中的某一个，来进行所述脉冲信号的停止区间的变更。

11.根据权利要求8所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述脉冲停止控制部通过从停止区间零的状态立即切换为规定的停止区间、从停止区间零的状态以固定的变化率变化为规定的停止区间、从停止区间零的状态以非线性的变化率变化为规定的停止区间中的某一个，来进行所述脉冲信号的停止区间的变更。

12.根据权利要求8所述的电动机驱动装置，其特征在于，

在所述脉冲信号的停止区间的前后，该脉冲信号的脉冲串的导通/截止占空比波形为非对称。

13.一种空调机，其特征在于，

通过权利要求7至权利要求12中的任意一项所述的电动机驱动装置，对驱动压缩机的压缩机驱动电动机进行驱动控制，其中，该压缩机对用于与外部气体进行热交换的制冷剂进行压缩。

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