JP2012249341A - 電力変換装置、および、それを用いた空調機，洗濯機 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＨＭ制御時には、電力変換回路を制御するパルス波形が非周期となるため、直流母線電流より２相分の相電流情報が得られない区間が発生し、電流再現が困難となる。また、ＰＨＭ制御時に一定間隔で直流母線電流検出を行った場合、特定の相電流情報を連続して得られない区間が発生し、電流再現が困難となる。
【解決手段】電動機に流れる交流電流を検出する電力変換装置であって、非周期パルスを出力する第一のパルス制御回路と、前記非周期パルスを用いて、直流電力を交流電力に変換する、または、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路と、該電流変換回路の直流母線電流を検出する直流母線電流検出回路と、該直流母線電流検出回路で検出された直流母線電流を、前記非周期パルスを基にサンプリングしてベクトル制御を行い、前記パルス制御回路への指令電圧を作成する制御回路と、を具備する電力変換装置。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流母線電流に基づいて電動機に流れる交流電流を検出する電力変換装置、および、それを用いた空調機，洗濯機に関するものである。

空調機や洗濯機などに使用されている電動機駆動装置は小型化・部品点数削減，高効率・高出力化への要求が強く、これらの要求を実現する技術が多数開発されている。

電力変換装置の供給可能電圧を増加させ、かつ電流とトルクの脈動を低減する手法の一つとして、例えば、非特許文献１や非特許文献２では、出力交流電力の位相に基づく非周期パルスによるパルス制御を行うＰＨＭ（Pulse Harmonic Modulation）制御が提案されている。ＰＨＭ制御を用いることで、供給可能電圧を増加させることができ、特に高速回転域で高効率運転範囲を広げられる。

また、相電流センサを用いない方式の一つとして、例えば、特許文献１に開示されているように、電動機をパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）で駆動する電力変換回路の直流母線電流と電力変換回路のスイッチング状態とに基づいて、電動機の瞬時相電流を検出し、電動機の相電流を再現する電流検出方式が提案されている。

特許文献１の電流検出方式は、電力変換回路を駆動するＰＷＭ信号を利用し、ＰＷＭ信号の組み合わせによって電力変換回路の直流母線に現れる電動機の交流電流成分を検出する。

別方式として、例えば、特許文献２に開示されているように、電動機を駆動する電力変換回路の直流母線電流の電圧最大相の瞬時相電流をＰＷＭキャリア信号の中間近傍で検出し、電流の検出値と周期関数の積分値に基づいて電動機への有効・無効電流を検出する電流検出方式も提案されている。

特開２００４−４８８８６号公報 特開２００４−２８２９６９号公報

平成２２年電気学会産業応用部門大会１−１３４「高調波変調型省パルス駆動による高効率モータ制御」 「地球環境に貢献する日立グループの電動化ソリューション」、日立評論２０１０年１２月号 Ｐ５２−５７

非特許文献１や非特許文献２のＰＨＭ制御では、交流のモータ相電流を直接検出することを前提としており、直流母線電流の検出方法については一切記載が無い。また、ＰＨＭ制御の場合、特許文献１や特許文献２の直流母線電流検出方式が適用困難となる。

また、ＰＨＭ制御時には、電力変換回路を制御するパルス波形が非周期となるため、直流母線電流より２相分の相電流情報が得られない区間が発生し、特許文献１の電流検出方式では電流再現が困難となる。また、ＰＨＭ制御時に一定間隔で直流母線電流検出を行った場合、特定の相電流情報を連続して得られない区間が発生し、特許文献２の方式では電流再現が困難となる。

このように、ＰＨＭ制御を開示する非特許文献１，２には、直流母線電流の検出方法や直流母線電流に基づいてモータ相電流を推定する方法は一切開示されておらず、また、ＰＷＭ制御を前提とする特許文献１，２の技術では、ＰＨＭ制御時には直流母線電流検出による電流再現が困難である。

上記課題は、電動機に流れる交流電流を検出する電力変換装置であって、非周期パルスを出力する第一のパルス制御回路と、前記非周期パルスを用いて、直流電力を交流電力に変換する、または、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路と、該電流変換回路の直流母線電流を検出する直流母線電流検出回路と、該直流母線電流検出回路で検出された直流母線電流を、前記非周期パルスを基にサンプリングしてベクトル制御を行い、前記パルス制御回路への指令電圧を作成する制御回路と、を具備する電力変換装置によって解決される。

本発明によれば、出力交流電力の位相に基づく非周期パルス波形でパルス制御する電力変換回路に流れる交流電流を、直流母線電流検出により電流再現することが可能となる。

実施例１の電力変換装置の全体構成図を示すブロック図である。 電動機に流れる交流電圧と電流の関係を示した図である。 交流電流・電圧と有効電流・無効電流の関係を示した図である。 特許文献１での直流母線電流のサンプリングを示す波形例である。 特許文献２での直流母線電流のサンプリングを示す波形例である。 実施例１での直流母線電流のサンプリングを示す波形例である。 実施例１の電流再現部の処理の流れを示すフロー図である。 実施例１での直流母線電流のサンプリングを一定間隔とした場合を示す波形例である。 実施例１での直流母線電流のサンプリングを一定間隔として電流再現する場合のフロー図である。 実施例１での有効電流のみを電流再現する場合のフロー図である。 実施例２の電力変換装置の全体構成図を示すブロック図である。 交流電流・電圧とｄ軸電流・ｑ軸電流の関係を示した図である。 実施例２での電流再現の処理の流れを示すフロー図である。 実施例２での直流母線電流のサンプリングを示す波形例である。 実施例３の電力変換装置の全体構成図を示すブロック図である。 実施例４の空調機の全体構成図である。 実施例４の圧縮機用電動機の電動機回転数に対する効率の概略図である。 実施例５の洗濯機の全体構成図である。 実施例５の洗濯機用電動機の動作点の概略図である。

以下、本発明の実施例を説明する。

図１から図７を用いて、非周期パルスで駆動する電力変換回路４の直流母線電流Ｉ_DCから有効電流Ｉａおよび無効電流Ｉｒを電流再現する実施例１の電力変換装置を説明する。

図１では、直流電源２から供給される直流電力は、電力変換装置１で交流電力へ変換され、交流電動機３へ出力される。なお、交流電動機３が発電を行い、電力変換装置１で交流電力を直流電力へ変換する場合でも、本実施例に示す方式で電力変換回路４の直流母線電流Ｉ_DCから有効電流Ｉａおよび無効電流Ｉｒを電流再現することが可能である。

図１に示すように、電力変換装置１は、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路４と、交流電力の位相に基づく、ＰＨＭ制御方式等の非周期パルスで電力変換回路４を制御するパルス制御部５と、電力変換回路４の直流母線電流Ｉ_DCを検出する直流母線電流検出回路６と、直流母線電流検出回路６で検出された直流母線電流Ｉ_DC等を基にベクトル制御を行う制御装置７で構成されている。また、電力変換回路４は、ＩＧＢＴとダイオードなどのスイッチング素子から構成された電力変換主回路４１と、パルス制御部５からの非周期パルス信号５Ａに基づいて主回路のＩＧＢＴへのゲート信号を発生するゲート・ドライバ４２から構成されている。

制御装置７は、直流母線電流検出回路６で検出された直流母線電流Ｉ_DC、パルス信号情報５Ｂ，印加電圧指令情報９Ａに基づいて、交流電動機３に流れる交流電流を推定し、再現電流Ｉｃとして出力する電流再現部８と、再現電流Ｉｃを用いてベクトル制御演算を行い、印加電圧指令値Ｖ^*を算出するベクトル制御部９から構成される。

図２の上図は電力変換回路４が出力する三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを示す図であり、これらの電圧は（数１）で表現される。これらの電圧によって、交流電動機３には図２の下図に示される三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが流れる。これらの電流は（数２）で表現される。

ここで、θ_v：Ｕ相を基準とする電圧位相、φ：電圧／電流位相差。

次に、図３を用いて、各電圧・電流及び各位相の関係について示す。図３のＵ軸は交流電動機３の固定子のＵ相コイル方向を表す。Ｕ相電圧ＶｕとＵ相電流Ｉｕは、それぞれモータ電圧Ｖ₁とモータ電流Ｉ₁のＵ軸方向の成分である。また、無効電流Ｉｒはモータ電圧Ｖ₁に直交する成分であり、有効電流Ｉａはモータ電圧Ｖ₁に平行な成分である。図３では省略するが、Ｖｖ，Ｉｖ，Ｖｗ，Ｉｗも同様である。

ここで、課題を明確にするため、本実施例の電流検出方式を説明する前に、従来の電流検出方式の問題点を説明する。特許文献１および特許文献２の電流検出方式は、パルス制御部５でパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）を行い、直流母線電流検出を行うものである。

例えば、特許文献１の電流検出方式では、図４に示すとおり、ＰＷＭキャリア信号を使用した周期パルス波形（ＧＰｕ，ＧＰｖ，ＧＰｗ）を出力して電力変換回路４を制御するため、直流母線電流Ｉ_DCに周期的な電流が流れることになる。このため、図４の白丸で示すように、直流母線電流検出回路６が、中間相電圧Ｖｖ^*とＰＷＭキャリア信号が交差する前後の直流母線電流Ｉ_DCをサンプリングすることで、電圧最大相と最小相の２相分の瞬時相電流（Ｉｕ，−Ｉｗ）が取得可能となる。これら２相分の瞬時相電流を基に交流電動機３に流れる三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電流再現する。

また、特許文献２の電流検出方式では、図５に示すとおり、ＰＷＭキャリア信号を使用した周期パルス波形（ＧＰｕ，ＧＰｖ，ＧＰｗ）を出力して電力変換回路４を制御するため、直流母線電流Ｉ_DCに周期的な電流が流れることになる。このため、図５の白丸で示すように、直流母線電流検出回路６がＰＷＭキャリア信号の中間点近傍の直流母線電流Ｉ_DCをサンプリングすることで、電圧最大相の相電流Ｉｕを繰り返して取得することができ、この相電流Ｉｕを基に交流電動機３に流れる有効電流Ｉａ，無効電流Ｉｒを電流再現する。

しかし、前述のＰＨＭ制御では、図６に示すように、ＰＷＭキャリア信号を使用しない非周期パルス波形（ＧＰｕ，ＧＰｖ，ＧＰｗ）を出力して電力変換回路４を制御するため、非周期な直流母線電流Ｉ_DCが流れることになる。

このように、ＰＨＭ制御を用いる場合、非周期な直流母線電流Ｉ_DCが流れることになるため、特許文献１の電流検出方式では２相分の瞬時相電流を連続して検出できる区間が減少するため、三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流再現が困難となる。また、特許文献２の電流検出方式では、特定相の相電流を連続して検出できる区間が減少するため、有効電流Ｉａ，無効電流Ｉｒの電流再現が困難となる。

以下では、ＰＨＭ制御時に電流再現が困難になるという上記の問題を解決する本実施例の電流再現部８の動作を、図６，図７を用いて説明する。

図７は電流再現部８の構成を示すブロック図である。ここに示すように、電流再現部８は、パルス信号情報５Ｂのスイッチ信号情報ＳＷを基に直流母線電流Ｉ_DCをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部８１と、スイッチ信号情報ＳＷと印加指令電圧情報９Ａの電圧位相情報θ_vから取得直流母線電流値の相電圧位相θ_vpを判別する相電流判別部８２と、相電圧位相θ_vpの正弦関数の値を出力する正弦関数演算器８３ａと、相電圧位相θ_vpの余弦関数の値を出力する余弦関数演算器８３ｂと、直流母線電流Ｉ_DCを積分する積分器８４ａと、正弦関数演算値を積分する積分器８４ｂと、余弦関数演算値を積分する積分器８４ｃと、各々の積分値から有効電流Ｉａ、および、無効電流Ｉｒを演算する電流推定部８５から構成される。以下、各部について詳細を説明する。

交流電動機３が回転すると、電圧位相情報θ_vも進む。このとき、直流母線電流Ｉ_DCには、図６に示すような非周期な電流が流れる。Ａ／Ｄ変換部８１では、図７に示すように、スイッチ信号情報ＳＷを基に、非周期な直流母線電流Ｉ_DCを取得する。以下では、それぞれのタイミングで検出した値をＩ_DC（１），Ｉ_DC（２），…，Ｉ_DC（ｍ），…，Ｉ_DC（ｋ）と表す。また、Ｉ_DC（ｎ）の検出時の電圧位相情報θ_vをθ_v（ｎ）で表し、スイッチ信号情報ＳＷをＳＷ（ｎ）で表す。なお、図６に示す期間Ｑ１を第一期間、期間Ｑ２を第二期間と称し、第一期間中にＩ_DC（１），…，Ｉ_DC（ｍ）が検出され、第二期間中にＩ_DC（ｍ＋１），…，Ｉ_DC（ｋ）が検出されるものとする。相電流判別部８２では、スイッチ信号情報ＳＷ（ｎ）と電圧位相情報θ_v（ｎ）とに基づいて、相電圧位相θ_vp（ｎ）を出力する。Ｕ相の相電圧位相θ_vp（ｎ）は（数３）で求められる。同様に、Ｖ相の相電圧位相θ_vp（ｎ）は（数４）で求められ、Ｗ相の相電圧位相θ_vp（ｎ）は（数５）で求められる。

図７に示す正弦関数演算器８３ａ，余弦関数演算器８３ｂは、θ_vp(ｎ）を引数とする正弦関数ｓｉｎ（θ_vp(ｎ)），余弦関数ｃｏｓ（θ_vp(ｎ)）の値を出力する。また、積分器８４ａ〜８４ｃは、Ｉ_DC(ｎ），ｓｉｎ（θ_vp(ｎ)），ｃｏｓ（θ_vp(ｎ)）の積分を第一期間Ｑ１および第二期間Ｑ２の２つの期間に分けて行う。すなわち、第一期間Ｑ１では、Ｉ_DC(１），…，Ｉ_DC(ｍ）およびθ_vp（１），…θ_vp(ｍ）の積分を行い、第二期間Ｑ２では、Ｉ_DC(ｍ＋１），…，Ｉ_DC(ｋ）およびθ_vp(ｍ＋１），…，θ_vp(ｋ）の積分を行う。

電流推定部８５は、Ｉ_DC(ｎ）およびθ_vp(ｎ）の第一期間Ｑ１および第二期間Ｑ２での積分値に基づいて、（数６）の無効電流Ｉｒ、および、（数７）の有効電流Ｉａを推定し、再現電流Ｉｃとして出力する。

以下に、電流推定部８５で行われる電流推定手法の基本原理について述べる。

（数６），（数７）を用いると、（数２）のＵ相電流Ｉｕは、（数８）で表される。

同様にＶ相電流Ｉｖ，Ｗ相電流Ｉｗはそれぞれ（数９），（数１０）で表される。

ここで、図７に示すように、Ａ／Ｄ変換部８１からは、Ｕ相電流Ｉｕ（数８），Ｖ相電流Ｉｖ（数９），Ｗ相電流Ｉｗ（数１０）の各相電流が出力される。また、正弦関数演算器８３ａからは正弦関数ｓｉｎ（θ_vp(ｎ））が出力され、余弦関数演算器８３ｂからは余弦関数ｃｏｓ（θ_vp（ｎ））が出力される。前述したように、積分器８４ａ〜８４ｃからは、Ｉ_DC(ｎ），ｓｉｎ（θ_vp(ｎ)），ｃｏｓ（θ_vp(ｎ)）の各積分値が出力される。

Ｉ_DCの第一期間の積分は（数１１）で求められ、第二期間の積分は（数１２）で求められる。

ここで、（数１１），（数１２）を整理すると、（数１３）を得る。

従って、電流推定部８５では、（数１３）を用いることで、無効電流Ｉｒおよび有効電流Ｉａを推定できる。

以上より、電流再現部８を用いることで、パルス制御部５がＰＨＭ制御のような非周期パルス波形を出力する場合においても、直流母線電流検出回路６から有効電流Ｉａ，無効電流Ｉｒが検出可能となる。つまり、本実施例の構成を用いると、相電流センサを省略できるので、電力変換装置の小型化・部品点数削減が可能となる。これと同時に、ＰＨＭ制御を用いた弱め界磁制御の場合でも電流再現が可能なため、電力変換回路の供給可能電圧を向上させ、弱め界磁制御方式時の無効電流Ｉｒを減らすことができ高効率化および高出力化を達成することが可能となる。

次に、図８と図９を用いて、実施例１の変形例１を説明する。本変形例は、Ａ／Ｄ変換部８１でのＡ／Ｄ変換を一定間隔で行う電力変換装置である。本変形例の電力変換装置は、実施例１の電力変換装置における電流再現部８に代え、図９に示す電流再現部８Ａを用いるものである。この電流再現部８Ａは、電流再現部８の積分器８４ａ〜８４ｃの前段に、スイッチ状態判別部８６を追加したものである。なお、実施例１の電力変換装置と共通する点については説明を省略する。

制御装置７をマイコンなどの集積回路で実現する場合、マイコンのＡ／Ｄ変換部のタイマ設定の制約および演算負荷低減のため、Ａ／Ｄ変換部８１でのＡ／Ｄ変換は一定間隔であることが好ましい。

ここで、図８はＡ／Ｄ変換部８１のＡ／Ｄ変換を一定間隔とした場合の波形例を示している。図１において、電力変換主回路４１の上側スイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが全相オンとなる場合や、下側スイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎが全相オンとなる場合、電力変換回路４で環流電流が発生し、図８で「全相下オン」で示す３箇所のサンプリング箇所のように、直流母線電流検出回路６に直流母線電流Ｉ_DCが流れない状態となる。このため、Ａ／Ｄ変換を一定間隔とした場合、直流母線電流Ｉ_DCが流れない区間でＡ／Ｄ変換部８１がＡ／Ｄ変換を行う場合があり、積分器の出力誤差・電流再現精度の低下が発生する問題が生じる。

そこで、図９に示す本変形例のスイッチ状態判別部８６では、スイッチ信号情報ＳＷに基づいて、出力の有無を切り替えることとした。すなわち、スイッチ信号情報ＳＷが、直流母線電流Ｉ_DCが流れない組み合わせである、上側スイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全相がオンである場合や、下側スイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全相がオンである場合には、Ａ／Ｄ変換部８１，正弦関数演算器８３ａ，余弦正弦関数演算器８３ｂの各出力値を積分器８４ａ〜８４ｃへ出力せず、それ以外の組み合わせの場合は各出力値を積分器８４ａ〜８４ｃへ出力する。

これにより、Ａ／Ｄ変換を一定間隔とした場合においても、電流推定部８５は積分器８４ａ〜８４ｃを基に有効電流Ｉａ，無効電流Ｉｒを再現電流Ｉｃとして出力できる。言い換えると、マイコンに制約がある場合やＡ／Ｄ変換部の演算負荷を低減した場合でも有効電流Ｉａ，無効電流Ｉｒを再現電流Ｉｃとして出力可能となる。

次に、図１０を用いて、実施例１の変形例２を説明する。本変形例は、無効電流Ｉｒが小さい場合（電圧／電流位相φが小さい場合）であっても、有効電流Ｉａを再現可能な電力変換装置である。本変形例の電力変換装置は、図７で説明した電流再現部８に代え、図１０に処理の流れを示す電流再現部８Ｂを用いるものである。これにより、有効電流Ｉａのみを検出し、マイコンの演算負荷を低減することが可能となる。なお、実施例１の電力変換装置と共通する点については説明を省略する。

図１０に示すように、電流再現部８Ｂは、スイッチ信号情報ＳＷを基に直流母線電流Ｉ_DCをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部８Ｂ１と、直流母線電流Ｉ_DCを積分する積分器８Ｂ４と、積分値から有効電流Ｉａを演算する電流推定部８Ｂ５から構成される。

Ａ／Ｄ変換部８Ｂ１では、図７のＡ／Ｄ変換部８１と同様に、所定の期間の間、スイッチ信号情報ＳＷを基に非周期な直流母線電流Ｉ_DCを取得し、それぞれのタイミングで検出した値をＩ_DC(１），Ｉ_DC(２），…，Ｉ_DC(ｍ）とする。積分器８Ｂ４は、直流母線電流Ｉ_DC(ｎ）の積分を所定の期間行う。

電流推定部８Ｂ５は、積分器８Ｂ４から出力される直流母線電流Ｉ_DC(ｎ）の積分値を用いて（数１４）より、有効電流Ｉａを推定し、再現電流Ｉｃとして出力する。

以上より、電流再現部８Ｂを用いることで、電圧／電流位相φが小さい場合であっても、演算負荷を低減した構成で有効電流Ｉａが検出可能となる。

図１１から図１４を用いて、直流電力を利用して電流再現する実施例２の電力変換装置を説明する。

図１１は、本実施例の電力変換装置１Ａの構成図である。図１１に示すように、電力変換装置１Ａは、実施例１の電力変換装置１に直流電圧検出器１０を付加するとともに、電流再現部８を電流再現部８ｃに置換したものである。そして、この直流電圧検出器１０は、直流電源の直流電圧Ｅ_dを検出し、電流再現部８Ｃへ検出直流電圧Ｅ_Dとして出力するものである。なお、その他の構成は、実施例１の電力変換装置１と同じであるため、説明を省略する。

本実施例の電流再現部８Ｃの動作を、図１２〜図１４を用いて説明する。

図１３に示すように、電流再現部８Ｃは、直流母線電流Ｉ_DCをフィルタ処理し平均直流母線電流Ｉ_{DC_FL}を出力するフィルタ処理部８Ｃ１と、平均直流母線電流Ｉ_{DC_FL}をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部８Ｃ２と、電力変換回路４に流れるｑ軸電流Ｉｑを演算する電流推定部８Ｃ３から構成される。この電流推定部８Ｃ３は、平均直流母線電流Ｉ_{DC_FL}と印加指令電圧情報９Ａの印加指令電圧Ｖｄ^*，Ｖｑ^*と検出直流電圧Ｅ_Dからｑ軸電流Ｉｑを演算するものである。Ａ／Ｄ変換部８Ｃ２では，図１４の白丸に示すように平均直流母線電流Ｉ_{DC_FL}を一定間隔でサンプリングする。

次に、電流推定部８Ｃ３について詳細を説明する。前記の通り、電力変換回路４には（数１），（数２）で示される交流電圧・電流が流れる。また、各電圧・電流および位相を電動機の回転（ｄｑ）座標軸上での電動機電圧（Ｖｄ，Ｖｑ）・電流（Ｉｄ，Ｉｑ）とした場合の関係を図１２，（数１５），（数１６）に示す。ここで、ｄ軸は交流電動機３の主磁束方向であり、ｑ軸はｄ軸に直交する方向を示しており、ｑ軸電流Ｉｑはトルクに寄与する電流である。

ここで、電力変換回路４へ入力される直流電力と、電力変換回路４が交流電動機３へ出力する電力が等しいとすると、平均直流母線電流Ｉ_{DC_FL}，印加指令電圧Ｖｄ^*，Ｖｑ^*，検出直流電圧Ｅ_Dを用いて（数１７）が表される。

無効な電流であるｄ軸電流Ｉｄが十分小さい場合、（数１７）のｄ軸電流Ｉｄをゼロとすることで、トルクに寄与するｑ軸電流Ｉｑを（数１８）から求めることができる。

このように、電流再現部８Ｃは、平均直流母線電流Ｉ_{DC_FL}と印加指令電圧Ｖｄ^*，Ｖｑ^*と検出直流電圧Ｅ_Dを基に、（数１８）を用いてｑ軸電流Ｉｑを推定し、再現電流Ｉｃとして出力する。

以上で説明したように、本実施例の電流再現部８Ｃを用いることで、無効な電流であるｄ軸電流Ｉｄが十分小さい場合に、積分器・逆行列演算を用いない、演算負荷を低減した構成でトルク電流であるｑ軸電流Ｉｑを検出することができる。

また、電力変換回路４が定常状態のときは、ｄ軸電流Ｉｄが指令値通りに制御されることから、ｄ軸電流Ｉｄの指令値を考慮すればｄ軸電流が大きい場合でも、（数１９）からトルク電流であるｑ軸電流Ｉｑを検出することができる。

図１５を用いて、パルス制御方式および電流再現方式を切り替える実施例３の電力変換装置を説明する。

図１５は、本実施例の電力変換装置１Ｂの構成図である。図１５に示すように、電力変換装置１Ｂは、実施例１の電力変換装置に、パルス制御部１１，パルス信号切り替え部１２，電流再現部８Ｄ，電流再現切り替え部１３を付加したものである。パルス信号切り替え部１２は、ＰＨＭ制御による非周期パルスを出力するパルス制御部５とＰＷＭ制御による周期パルスを出力するパルス制御部１１を運転条件によって切り替えるものである。また、電流再現切り替え部１３は、実施例１で説明した電流再現部８と図４で説明した特許文献１の電流再現方式を用いる電流再現部８Ｄを運転条件によって切り替えるものである。なお、その他の構成は、実施例１の電力変換装置１と同じであるため、説明を省略する。

本実施例の電力変換装置において、パルス信号切り替え部１２は、交流電動機３の回転数と所定値を大小判定し、回転数が所定値未満の場合は、パルス制御部１１からの周期パルス信号１１Ａをパルス信号１２Ａとしてゲート・ドライバ４２へ出力する。一方、回転数が所定値以上の場合は、パルス制御部５からの非周期パルス信号５Ａをパルス信号１２Ａとしてゲート・ドライバ４２へ出力する。

電流再現切り替え部１３は、交流電動機３の回転数と所定値を大小判別し、回転数が所定値未満の場合は、電流再現部８Ｄから出力される三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを再現電流Ｉｃとして出力する。一方、回転数が所定値以上の場合は、電流再現部８から出力される有効電流Ｉａ，無効電流Ｉｒを再現電流Ｉｃとして出力する。

言い換えると、交流電動機３の回転数が所定値未満の場合、ベクトル制御部９は、電流再現部８Ｄからの再現電流Ｉｃに基づいてパルス制御部１１を制御し、所定値以上の場合、電流再現部８からの再現電流Ｉｃに基づいてパルス制御部５を制御する。

なお、交流電動機３の回転数に基づいてベクトル制御部９の制御を切り替えるのではなく、直流母線電流検出回路６で検出された直流母線電流Ｉ_DCの値に基づいてベクトル制御部９の制御を切り替える構成としても良い。つまり、直流母線電流Ｉ_DCの値が所定値未満の場合、ベクトル制御部９は、電流再現部８Ｄからの再現電流Ｉｃに基づいてパルス制御部１１を制御し、所定値以上の場合、電流再現部８からの再現電流Ｉｃに基づいてパルス制御部５を制御することとしても良い。

以上の通り、パルス波形と電流再現方式とを切り替えることにより、直流母線電流検出回路６から電流が検出可能となり、相電流センサを用いないことにより電力変換装置の小型化・部品点数の削減が可能となる。これと同時に、交流電動機３が低速回転域の場合、ＰＷＭ制御による周期パルス波形で駆動することにより、非周期パルス波形で駆動する場合よりマイコンの演算負荷を低減して駆動することが可能となる。また、交流電動機３が高速回転域の場合、ＰＨＭ制御による非周期パルス波形で駆動することにより、電流およびトルクの脈動を低減でき、さらに、電力変換回路の供給可能電圧を向上させ、弱め界磁制御方式時の無効電流Ｉｒを低減し高効率化を達成することが可能となる。

図１６，図１７を用いて、実施例１の電力変換装置１を空調機１００の圧縮機駆動に適用した実施例４を説明する。

図１６に示すように、本実施例の空調機１００は、外気と熱交換を行う室外機１０１，室内と熱交換を行う室内機１０２，両者をつなぐ配管１０３から構成される。室外機１０１は、冷媒を圧縮する圧縮機１０４と、それを駆動する圧縮機駆動電動機１０５と、それを制御する電動機駆動装置１０６と、圧縮冷媒を用いて外気と熱交換する熱交換機１０７から構成される。電動機駆動装置１０６には、実施例１の電力変換装置１は適用される。また、室内機１０２は、室内と熱交換を行う熱交換機１０８と、室内に送風する送風機１０９から構成される。

ここで、図１７を用いて、圧縮機駆動電動機１０５の効率について説明する。図１７において、横軸は圧縮機駆動電動機１０５の回転数を示し、縦軸はその効率を示す。ＰＷＭ制御を用いる場合、電力変換回路の正弦波変調方式で出力可能な電圧を上回る電圧飽和領域では、弱め界磁制御により発生する無効電流Ｉｒが多く流れる。このため、図１７の実線に示すように、圧縮機駆動電動機１０５の高速回転域において大幅な効率低下が発生する。

そこで、本実施例では、実施例１の電力変換装置１を空調機１００に適用し、パルス制御部５からＰＨＭ制御を用いた非周期パルス信号５Ａが出力される場合でも、直流母線電流検出回路６を用いて圧縮機駆動電動機１０５の電流再現が可能となる。言い換えると、電力変換回路４の供給可能電圧を向上させることができ、圧縮機駆動電動機１０５に流れる無効電流Ｉｒを低減することができる。

このように、電力変換回路４の供給可能電圧を増加させることで、直流電圧Ｅ_dが一定の場合でも、弱め界磁制御時に流れる無効電流Ｉｒが低減できる。このため、電流による損失が低減され、図１７の一点破線に示すように、効率がピークとなる回転数Ｎ３より高速回転の領域において、効率の低下を抑制することが可能となる。

上記の通り、実施例４により、圧縮機駆動電動機１０５の電流センサをなくすことができるため、空調機の小型化・部品点数の削減・低コスト化を行うことが可能となる。また、ＰＨＭ制御により、空調機用の圧縮機１０４を高速回転で制御することが可能となり、冷媒流量を多く流すことができ、空調機の高出力化を行うことが可能となる。

図１８，図１９を用いて、実施例１の電力変換装置１を洗濯機２００の攪拌翼駆動に適用した実施例５を説明する。

図１８に示すように、本実施例の洗濯機２００は、洗濯槽を攪拌する攪拌翼２０３と、それを駆動する攪拌翼駆動電動機２０２と、それを制御する電動機駆動装置２０１と、洗濯内槽２０４と洗濯外槽２０５から構成される。電動機駆動装置２０１には、実施例１の電力変換装置１が適用される。

ここで、図１９を用いて、攪拌翼駆動電動機２０２の動作点について説明する。図１９において、横軸は攪拌翼駆動電動機２０２の回転数を示し、縦軸はそのトルク特性を示す。

ＰＷＭ制御を用いる場合、攪拌翼駆動電動機２０２は、洗濯時には低速回転・高トルクの動作点である動作点Ａで動作し、脱水時には高速回転・低トルクの動作点Ｂで、弱め界磁制御を適用して動作を行っている。今後、洗濯機の更なる大容量化や脱水時間の更なる短縮を行うためには、動作点Ｂよりもトルクあるいは回転数を高めた動作点Ｃや動作点Ｄでの攪拌翼駆動電動機２０２の駆動が必要である。

そこで、本実施例では、実施例１の電力変換装置１を洗濯機２００に適用し、パルス制御部５からＰＨＭ制御を用いた非周期パルス信号が出力される場合でも、直流母線電流検出回路６を用いて攪拌翼駆動電動機２０２の電流再現が可能となる。言い換えると、電力変換回路４の供給可能電圧を向上させることができ、攪拌翼駆動電動機２０２に流れる無効電流Ｉｒを低減することができる。

このように、電力変換回路４の供給可能電圧を増加させることで、弱め界磁運転中の出力可能トルクを向上させることができる。このため、攪拌翼駆動電動機２０２は図１９の点線に示す範囲まで駆動可能となり、動作点Ｃ及び動作点Ｄで駆動することが可能となる。

上記の通り、実施例５により、攪拌翼駆動電動機２０２の電流センサをなくすことができるため、洗濯機の小型化・部品点数の削減・低コスト化を行うことが可能となる。また、ＰＨＭ制御により、攪拌翼駆動電動機２０２が動作点Ｂと同一の回転数でより大きなトルクを出力する動作点Ｃで駆動できるようになるため、洗濯機の大容量化が可能となる。また、動作点Ｂと同一のトルクで動作点Ｄまで高速駆動できるようになるため、脱水時間の短縮を図ることが可能となる。

なお、以上では、縦型洗濯機の攪拌翼を回転させる攪拌翼駆動電動機用の電動機駆動装置に実施例１の電力変換装置を適用した例を説明したが、ドラム式洗濯機のドラムを回転させるドラム駆動電動機用の電動機駆動装置に実施例１の電力変換装置を適用しても同様の効果を得ることができる。

なお、本発明は、上記した実施例１〜５の記載に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれている。たとえば、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。

また、上記の各構成，機能，処理部，処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成，機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。各機能を実現するプログラム，テーブル，ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク，ＳＳＤ（Solid State Drive）等の記録装置、または、ＩＣカード，ＳＤカード，ＤＶＤ等の記録媒体に置くことができる。

また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

１ 電力変換装置
２ 直流電源
３ 交流電動機
４ 電力変換回路
５ パルス制御部
６ 直流母線電流検出回路
７ 制御装置
８ 電流再現部
９ ベクトル制御部
４１ 電力変換主回路
４２ ゲート・ドライバ

Claims (11)

1. 電動機に流れる交流電流を検出する電力変換装置であって、
   非周期パルスを出力する第一のパルス制御回路と、
   前記非周期パルスを用いて、直流電力を交流電力に変換する、または、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路と、
   該電流変換回路の直流母線電流を検出する直流母線電流検出回路と、
   該直流母線電流検出回路で検出された直流母線電流を、前記非周期パルスを基にサンプリングしてベクトル制御を行い、前記パルス制御回路への指令電圧を作成する制御回路と、
   を具備することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１の電力変換装置において、
   前記制御回路は、第一の電流再現手段を備え、
   前記直流母線電流検出回路は、第一期間と第二期間のそれぞれにおいて、前記直線母線電流を複数回検出し、
   前記第一の電流再現手段は、前記非周期パルス波形により、検出が行われた瞬間の前記電力変換回路の交流電圧位相をいずれかの相電圧位相と判別し、前記第一期間および前記第二期間における電流検出値のそれぞれの積分値と、前記第一期間および前記第二期間における前記相電圧位相の正弦関数演算値と余弦関数演算値のそれぞれの積分値と、に基づいて、無効電流および有効電流を推定することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２の電力変換装置において、
   前記制御回路は、スイッチ状態判別回路を備え、
   前記直流母線電流検出回路は、所定の第一期間と第二期間において、前記直線母線電流を一定間隔で複数回検出するものであり、
   前記スイッチ状態判別回路は、前記非周期パルス波形により、電流検出値と前記相電圧位相の正弦関数演算値と余弦関数演算値の積分器への入力を判別することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１の電力変換装置において、
   前記直流母線電流検出回路が前記直線母線電流を所定の期間において複数回検出し、
   前記制御回路は、電流検出値の該当期間における積分値に基づいて、前記電力変換装置に流れる有効電流を推定することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１の電力変換装置において、
   前記電力変換回路の直流電圧と、前記直流母線電流検出回路が検出した直流母線電流をフィルタ処理した平均直流母線電流値と、印加指令電圧とに基づいて、前記電力変換装置に流れるトルク電流を推定することを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項２の電力変換装置において、
   更に、ＰＷＭキャリア信号に基づく周期パルスを出力する第二のパルス制御回路と、
   前記第一のパルス制御回路と前記第二のパルス制御回路とを切り替えるパルス信号切り替え回路と、を具備しており、
   前記制御回路は、ＰＷＭ信号に基づいて前記電動機に流れる相電流を再現する第二の電流再現手段と、前記第一の電流再現手段と前記第二の電流再現手段とを切り替える電流検出切り替え回路とを備えることを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項６記載の電力変換装置において、
   前記電力変換装置の交流電力の周波数が所定値以上の場合に、前記第一のパルス制御回路と前記第一の電流再現手段を用いて有効電流を推定し、
   所定値未満の場合に、前記第二のパルス制御回路と前記第二の電流再現手段を用いて有効電力を推定することを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項６記載の電力変換装置において、
   前記直流母線電流の平均値が所定値以上の場合に、前記第一のパルス制御回路と前記第一の電流再現手段を用いて有効電流を推定し、
   所定値未満の場合に、前記第二のパルス制御回路と前記第二の電流再現手段を用いて有効電流を推定することを特徴とする電力変換装置。
9. 冷媒を圧縮する圧縮機と、それを駆動する圧縮機駆動電動機と、それを制御する電動機駆動装置と、圧縮冷媒を用いて外気と熱交換する熱交換機から構成された室外機と、
   室内と熱交換を行う熱交換機と、室内に送風する送風機から構成された室内機と、
   前記室外機と前記室内機をつなぐ配管から構成される空調機であって、
   前記電動機駆動装置には、請求項１から請求項８何れか一項に記載の電力変換装置が適用されることを特徴とする空調機。
10. 洗濯槽を攪拌する攪拌翼と、該攪拌翼を駆動する攪拌翼駆動電動機と、該攪拌翼駆動電動機を制御する電動機駆動装置と、を具備する洗濯機であって、
    前記電動機駆動装置には、請求項１から請求項８何れか一項に記載の電力変換装置が適用されることを特徴とする洗濯機。
11. ドラムと、該ドラムを駆動するドラム駆動電動機と、該ドラム駆動電動機を制御する電動機駆動装置と、を具備する洗濯機であって、
    前記電動機駆動装置には、請求項１から８何れか一項に記載の電力変換装置が適用されることを特徴とする洗濯機。

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