JP3490600B2

JP3490600B2 - 電力変換装置のパルス幅変調方法

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Publication number: JP3490600B2
Application number: JP28426697A
Authority: JP
Inventors: ゲウンホーリー
Original assignee: エルジー・オーティスエレベータカンパニー
Priority date: 1996-10-02
Filing date: 1997-10-02
Publication date: 2004-01-26
Anticipated expiration: 2017-10-02
Also published as: SG55388A1; JPH10150779A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、常用電源を変換し
て電動機等の負荷に印加する電力変換装置に係るもの
で、詳しくは、負荷に供給される３相電源中、最大電流
値を有する相のスイッチングを休止させてスイッチング
損失を低減し得る電力変換装置のパルス幅変調方法に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】近来、電力用電子技術は、高速スイッチ
ングを可能にしながら大容量化され、該高速スイッチン
グの可能な半導体素子の登場は、コンバータ、又はイン
バータから発生するノイズを大幅に軽減させ、更に、負
荷の端に正弦波の電流を印加し得る技術までに発展して
いる。

【０００３】そして、このような電力用半導体素子のス
イッチング時には熱及びノイズが発生し、特に、低速ス
イッチング時には甚だしいノイズが発生して、正弦波の
電圧及び電流が得られないため高速スイッチングを行う
べきであるが、該高速スイッチングのため周波数を高め
ると、スイッチング損失が増加し回路に付着される放熱
板と半導体チップとの温度が上昇して、素子を損傷させ
るようになるので、これを解決するための研究が活発に
行われている。

【０００４】通常、電力変換装置の構成においては、図
４に示したように、６個のスイッチング素子ＱＣ１〜Ｑ
Ｃ６から構成され、リアクタンスＴを通過した常用電源
ＡＣを第１駆動信号ｄｃ１〜ｄｃ６に従って直流に変換
させるコンバータ１と、変換された直流電圧を平滑する
平滑コンデンサーＣ並びに、第２駆動信号ｄｉ１〜ｄｉ
６によりスイッチングされる６個のスイッチング素子Ｑ
Ｉ１〜ＱＩ６を備えて、上記平滑された直流電圧を交流
電圧に変換するインバータ２と、該交流電圧が印加して
動作する電動機Ｍと、該電動機Ｍの先端にて該電動機Ｍ
に印加する電圧と電流を検出し、該検出された電圧を回
転座標系（検出された電流ベクトル上にｑ軸、それに直
交する方向にｄ軸を取った座標系）の各電圧Ｖｑｅ，Ｖ
ｄｅに変換して出力する電流制御器３と、上記各出力電
圧Ｖｑｅ，Ｖｄｅを受け制御を行って第１，第２スイッ
チング信号ｃｃ１〜ｃｃ３，ｃｉ１〜ｃｉ３を出力する
制御部４と、上記第１スイッチング信号ｃｃ１〜ｃｃ３
のレベルを変換して上記コンバータ１の６個のスイッチ
ング素子ＱＣ１〜ＱＣ６の夫々のゲートに第１駆動信号
ｄｃ１〜ｄｃ６を印加する第１駆動部５と、上記第２ス
イッチング信号ｃｉ１〜ｃｉ３のレベルを変換して上記
インバータ２の６個のスイッチング素子ＱＩ１〜ＱＩ６
の夫々のゲートに第２駆動信号ｄｉ１〜ｄｉ６を印加す
る第２駆動部６と、から構成されていた。

【０００５】このように構成された電力変換装置の従来
パルス幅変調方法を説明すると次のようであった。即
ち、コンバータ１及びインバータ２により電動機Ｍを所
望の電圧及び周波数で運転するとき、該電動機Ｍに印加
する電圧、電流及び速度などを電流制御器３が検出して
回転座標系の各電圧Ｖｑｅ，Ｖｄｅに出力し、制御部４
は既設定されたプログラムにより上記各出力電圧Ｖｑ
ｅ，Ｖｄｅとそれら出力電圧（Ｖｑｅ，Ｖｄｅ）の位相
とからパルス変調を遂行し、最終的には、スイッチング
指令である第１、第２スイッチング信号ｃｃ１〜ｃｃ
３，ｃｉ１〜ｃｉ３を電圧形態に出力し、上記第１スイ
ッチング信号ｃｃ１〜ｃｃ３は第１駆動部５からレベル
が変換されてコンバータ１の複数のスイッチング素子Ｑ
Ｃ１〜ＱＣ６に印加し、よって、それらスイッチング素
子ＱＣ１〜ＱＣ６はスイッチングされ、上記第２スイッ
チング信号ｃｉ１〜ｃｉ３は第２駆動部６からレベルが
変換されてインバータ２の複数のスイッチング素子ＱＩ
１〜ＱＩ６に印加し、それらスイッチング素子ＱＩ１〜
ＱＩ６がスイッチングされることによって、可変電圧及
び可変周波数電源が印加した上記電動機Ｍは所望の速度
で運転されるようになる。

【０００６】且つ、上記コンバータ１及びインバータ２
をスイッチングするため、上記電流制御器３の各出力電
圧Ｖｑｅ，Ｖｄｅを受けてスイッチング信号を発生する
従来パルス幅変調方法においては、正弦波と三角波とを
比較してパルス幅変調信号を得る方法と電圧の大きさに
対してパルス幅変調を行う方法とに大別されるが、前述
した方法を３相パルス幅変調方法と２相パルス幅変調方
法との場合に更に区分し、図面を用いて説明すると以下
のようであった。

【０００７】先ず、従来３相パルス幅変調方法による電
圧波形においては、図５に示したように、符号Ｖａｓ
ｒ，Ｖｂｓｒ及びＶｃｓｒは微少区間におけるイン
バータ２から電動機Ｍに印加する線間電圧の波形と同様
な周波数を有するｕ，ｖ及びｗ相の相電圧指令であり、
符号ＰＷＭは制御部４の内部から発生する三角波であ
る。又、符号ＰＷＭＵ，ＰＷＭＶ及びＰＷＭＷ
は、制御部４から出力される第２スイッチング信号ｃｉ
１〜ｃｉ３である。

【０００８】上記電流制御器３は電圧の位相θを考慮
し、上記回転座標系の各出力電圧Ｖｑｅ，Ｖｄｅを受け
て停止座標系の電圧に変換し、上記制御部４は各相に対
する正弦波の相電圧指令Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃ
ｓｒを形成し、それら相電圧指令値とパルス幅変調の
基準になる三角波ＰＷＭとを比較し、その結果、上記各
相電圧指令Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓｒの大き
さが三角波ＰＷＭより大きいとハイ状態になり、又、小
さいとロー状態になる複数の第２スイッチング信号ＰＷ
ＭＵ，ＰＷＭＶ，ＰＷＭＷを出力し、第２駆動部
６はそれら第２スイッチング信号ＰＷＭＵ，ＰＷＭ
Ｖ，ＰＷＭＷのレベルを増幅して複数の駆動信号ｄｉ
１〜ｄｉ６を出力し、よって、インバータ２のスイッチ
ング素子ＱＩ１〜ＱＩ６がスイッチングされる。

【０００９】併し、このような従来３相パルス幅変調方
法においては、上記三角波ＰＷＭが高周波数であるた
め、該周波数によりスイッチングされる上記複数のスイ
ッチング素子ＱＩ１〜ＱＩ６のスイッチング周波数も高
周波数になり、このようにスイッチング周波数が高くな
るほどスイッチング損失は増加するので、半導体素子を
冷やす放熱板及び半導体チップの温度が上昇して半導体
素子が損傷されるという問題点があった。

【００１０】又、このような問題点を解決するため使用
する従来２相パルス幅変調方法は、スイッチングされる
３相中、電圧の相対値が最大な相がスイッチングを休止
するようにさせる場合と、該方法を補完して電圧の絶対
値が最大な相がスイッチングを休止するようにさせる場
合とに大別され、先ず、前述した場合を説明すると次の
ようであった。

【００１１】図６は、従来２相パルス幅変調方法におけ
る電圧の最大相対値を有する相がスイッチングを休止す
る場合を示したフローチャートで、これを図７を参照し
て説明すると以下のようであった。即ち、電圧の位相θ
を考慮して電流制御器３の回転座標系の各出力電圧Ｖｑ
ｅ，Ｖｄｅを停止座標系の相電圧指令Ｖａｓｒ，Ｖｂ
ｓｒ，Ｖｃｓｒに逆変換した後、それら相電圧指令
Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓｒ中最少電圧である
電圧Ｖｃｓｒに三角波ＰＷＭのピーク値ＰＷＭｍａ
ｘを加算して補償電圧Ｖｃｏｍｐを算出し、該補償電
圧Ｖｃｏｍｐを上記各相電圧指令Ｖａｓｒ，Ｖｂｓ
ｒ，Ｖｃｓｒから減算すると複数の新しい相電圧指令
Ｖａｓｃ，Ｖｂｓｃ，Ｖｃｓｃが算出され、それ
ら新しい相電圧指令Ｖａｓｃ，Ｖｂｓｃ，Ｖｃｓ
ｃと三角波ＰＷＭとを比較して、各スイッチング信号Ｐ
ＷＭＵ，ＰＷＭＶ，ＰＷＭＷを算出する。上記複数
の新しい相電圧指令Ｖａｓｃ，Ｖｂｓｃ，Ｖｃｓｃ
の波形は、図８に表示され、図中（ａ）は相電圧指令の
ＶａｓｃとＶｂｓｃとから得られる線間電圧の波形
を示し、ＰＷＭＵは上記相電圧指令Ｖａｓｃと三角波
ＰＷＭとの比較結果であるスイッチング信号を示す。図
示したように、上記スイッチング信号ＰＷＭＵは、上
記相電圧指令Ｖａｓｃの大きさが−１である１８０°〜
３６０°間において１２０°の間スイッチングを休止す
る。

【００１２】更に、従来２相パルス幅変調方法における
電圧の最大絶対値を有する相がスイッチングを休止する
場合に対し、図９を用いて説明すると以下のようであっ
た。即ち、電圧の位相θを考慮して電流制御器３の回転
座標系の各出力電圧Ｖｑｅ，Ｖｄｅを停止座標系の相電
圧指令Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓｒに逆変換
し、それら相電圧指令Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓ
ｒ中最大電圧Ｖｍａｘの絶対値である電圧Ｖａｂｓを
三角波ＰＷＭのピーク値ＰＷＭｍａｘから減算して補
償電圧Ｖｃｏｍｐを算出する。

【００１３】次いで、上記電圧Ｖｍａｘの符号を判断
し、正であると上記各相電圧指令Ｖａｓｒ，Ｖｂｓ
ｒ，Ｖｃｓｒに補償電圧Ｖｃｏｍｐを加算し、反対
に負であると上記各相電圧指令Ｖａｓｒ，Ｖｂｓ
ｒ，Ｖｃｓｒから補償電圧Ｖｃｏｍｐを減算して、複
数の新しい相電圧指令Ｖａｓｃ，Ｖｂｓｃ，Ｖｃｓ
ｃを算出する。

【００１４】このとき、算出されたそれら新しい相電圧
指令Ｖａｓｃ，Ｖｂｓｃ，Ｖｃｓｃの波形は、図
１０に示したようであり、図中ＰＷＭＵは上記相電圧
指令Ｖａｓｃと三角波ＰＷＭとの比較結果のスイッチ
ング信号である。図１０に示したように、上記スイッチ
ング信号ＰＷＭＵは、上記相電圧指令Ｖａｓｃの大
きさが＋１以上である９０°付近で６０°の間スイッチ
ングを休止し、−１以下である２７０°付近で６０°の
間スイッチングを休止する。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】然るに、このように電
圧の周波数に従って微少区間別に電圧の最大相対値、又
は最大絶対値を有する相がスイッチングを休止する従来
２相パルス幅変調方法においては、３相パルス幅変調方
法に比較してスイッチング損失は減少されるが、該スイ
ッチング損失は電流の大きさによって左右されるため、
インダクタンス成分のある電動機などを負荷として使用
する場合、上記従来２相パルス幅変調方法によるスイッ
チング損失の低減効果は保障することができない。即
ち、力率が１でないと電圧と電流との位相差が発生し、
力率が低くなるほど相電流の大きさの瞬間電流値が低い
部分でスイッチングを休止するようになるため、力率の
低い負荷においてはスイッチング損失の低減効果が得ら
れないという不都合な点があった。

【００１６】且つ、電動機に印加する電圧の大きさ、又
は周波数が低いと電流の高調波成分が発生するため、２
相パルス幅変調方法が３相パルス幅変調方法に比べて電
動機のトルクリプル（Ｔｏｒｑｕｅｒｉｐｐｌｅ）及
びノイズが甚だしく発生するという不都合な点があっ
た。本発明は、このような従来の課題に鑑みてなされた
もので、微少区間における相電流の最大値を有した相の
スイッチングを休止させ、実質的なスイッチング損失を
低減し得る電力変換装置のパルス幅変調方法を提供する
ことを目的とする。

【００１７】且つ、本発明は電動機に印加する電圧と周
波数との大きさを判断し、トルクリプル発生防止に適合
な３相、又は２相パルス幅変調方法を選択的に使用し得
る電力変換装置のパルス幅変調方法を提供することを目
的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明に係る電力変換装置のパルス幅変調方
法においては、負荷の入力側に接続された電流制御器か
ら出力される回転座標系の出力電圧（Ｖｑｅ，Ｖｄｅ）
から、上記負荷に供給される電圧の位相により停止座標
系の相電圧指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓ
ｒ）を算出する第１段階と、上記負荷に供給される電圧
及び周波数が所定値以下であると上記相電圧指令（Ｖａ
ｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓｒ）から３相パルス幅変
調を行う第２段階と、上記負荷に供給される電圧及び周
波数が所定値以上であると電流の位相と同相の新しい相
電圧指令（Ｖａｓｐ，Ｖｂｓｐ，Ｖｃｓｐ）を算
出する第３段階であって、上記回転座標系の出力電圧
（Ｖｑｅ，Ｖｄｅ）から、力率（θ ｐｆ）をａｔａｎ
（Ｖｄｅ／Ｖｑｅ）として求める第１過程と、該力率と
上記電圧の位相とから電流の位相（θ ｐ）を求める第
２過程と、該電流の位相と同相の新しい相電圧指令（Ｖ
ａｓｐ，Ｖｂｓｐ，Ｖｃｓ＿ｐ）を算出する第３過
程と、を包含してなる第３段階と、該第３段階から求め
られた上記新しい相電圧指令（Ｖａｓｐ，Ｖｂｓ
ｐ，Ｖｃｓｐ）中、電流の最大絶対値を有する相がス
イッチングを休止する２相パルス幅変調を行う第４段階
であって、上記新しい相電圧指令（Ｖａｓｐ，Ｖｂｓ
ｐ，Ｖｃｓｐ）の絶対値を相互比較する第１過程
と、上記最大絶対値を有する相の相電圧指令の絶対値を
三角波の最大値（ＰＷＭ＿ｍａｘ）から減算して補償電
圧（Ｖｃｏｍｐ）を算出する第２過程と、上記最大絶
対値を有する相電圧指令の符号が正であるとき上記相電
圧指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓｒ）に上記
補償電圧（Ｖ＿ｃｏｍｐ）を加算し、負であるとき上記
相電圧指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓｒ）か
ら上記補償電圧（Ｖｃｏｍｐ）を減算する第３過程
と、を包含してなる第4段階と、を順次行うようになっ
ている。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係る電力変換装置
のパルス幅変調方法の実施の形態に対し、図１、図２及
び図３（Ａ）、（Ｂ）を用いて説明する。先ず、電圧の
位相θを考慮し回転座標系の各出力電圧Ｖｑｅ，Ｖｄｅ
を停止座標系の複数の相電圧指令Ｖａｓｒ，Ｖｂｓ
ｒ，Ｖｃｓｒに逆変換する過程（ＳＴ１）を前記従来
技術と同様に行う。

【００２０】次いで、上記各出力電圧Ｖｑｅ，Ｖｄｅか
ら電圧及び周波数の大きさを判断し、既設定された夫々
の所定値と比較する（ＳＴ２）。それら所定値は、３相
パルス幅変調を行うか、又は２相パルス幅変調を行うか
を決定する基準値であって、電圧及び周波数の大きさが
既設定された所定値以下であるときは、電流の高調波成
分により３相パルス幅変調方法を行う。

【００２１】即ち、上記電圧及び周波数の大きさが所定
値以下になると、図５を用いて従来３相パルス幅変調方
法を既説明した場合と同様に、図３に示した上記各相電
圧指令Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓｒを最終相電
圧指令Ｖａｓｃ，Ｖｂｓｃ，Ｖｃｓｃに置換え、そ
れら相電圧指令Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓｒを三
角波ＰＷＭと比較して（ＳＴ３）、複数のスイッチング
信号ＰＷＭＵ，ＰＷＭＶ，ＰＷＭＷを出力させ、
パルス幅変調を終了する。ここで、上記各相電圧指令Ｖ
ａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓｒを最終相電圧指令Ｖ
ａｓｃ，Ｖｂｓｃ，Ｖｃｓｃに置換させること
は、前述した従来３相パルス幅変調方法により算出され
る相電圧指令の符号と以下説明する本発明の２相パルス
幅変調方法により算出される最終相電圧指令の符号とを
一致させるためである。

【００２２】反対に、上記電圧及び周波数の大きさが所
定値以上になると、電流の最大絶対値を有する相がスイ
ッチングを休止する２相パルス幅変調方法を行うが、以
下その方法について説明する。先ず、上記各出力電圧Ｖ
ｑｅ，Ｖｄｅから次式のように電圧及び電流の位相差で
ある力率θ ｐｆを計算する（ＳＴ４）。

【００２３】θ ｐｆ＝ａｔａｎ（Ｖｄｅ／Ｖｑｅ）（なお、ａｔａｎはｔａｎ^-1である。）該力率θ ｐｆを電圧位相θから減算すると電流位相θ
ｐになり（ＳＴ５）、該電流位相θ ｐを考慮して回
転座標系の各出力電圧Ｖｑｅ，Ｖｄｅを停止座標系の複
数の新しい相電圧指令Ｖａｓｐ，Ｖｂｓｐ，Ｖｃｓ
ｐに逆変換する（ＳＴ６）。このとき、それら相電圧
指令Ｖａｓｐ，Ｖｂｓｐ，Ｖｃｓｐは電流の位相と
同相になる。

【００２４】次いで、それら相電圧指令Ｖａｓｐ，Ｖ
ｂｓｐ，Ｖｃｓｐ中最大絶対値Ｖｍａｘを求め、該
最大絶対値Ｖｍａｘが上記相電圧指令Ｖａｓｐである
と三角波のピーク値ＰＷＭｍａｘから元の相電圧指令
Ｖａｓｒを減算し、該最大絶対値Ｖｍａｘが上記相電
圧指令Ｖｂｓｐであると三角波のピーク値ＰＷＭｍａ
ｘから元の相電圧指令Ｖｂｓｒを減算し、該最大絶対
値Ｖｍａｘが上記相電圧指令Ｖｃｓｐであると三角波
のピーク値ＰＷＭｍａｘから元の相電圧指令Ｖｃｓ
ｒを減算して、補償電圧Ｖｃｏｍｐを算出した後（Ｓ
Ｔ７）、上記最大絶対値Ｖｍａｘの符号が正であると元
の各相電圧指令Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓｒに上
記補償電圧Ｖｃｏｍｐを加算し（ＳＴ８）（ＳＴ
９）、反対に上記最大絶対値Ｖｍａｘの符号が負である
と元の各相電圧指令Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓ
ｒから上記補償電圧Ｖｃｏｍｐを減算して（ＳＴ８）
（ＳＴ１０）、複数の新しい相電圧指令Ｖａｓｃ，Ｖ
ｂｓｃ，Ｖｃｓｃを算出する。

【００２５】次いで、それら新しい相電圧指令Ｖａｓ
ｃ，Ｖｂｓｃ，Ｖｃｓｃと三角波ＰＷＭとを比較し
て算出された各スイッチング信号ＰＷＭＵ，ＰＷＭ
Ｖ，ＰＷＭＷは、図４に示した第１、第２駆動部５，
６に夫々出力される。図３（Ａ）（Ｂ）は、本発明に係
る各電圧の波形を示した波形図で、図３（Ａ）中、
（ａ）は元の各相電圧指令Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖ
ｃｓｒ中、任意の１つの相電圧指令を示し、（ｂ）は
補償電圧Ｖｃｏｍｐを示し、（ｃ）は電圧（ａ）と電
圧（ｂ）との演算により得られた新しい相電圧指令Ｖａ
ｓｃ，Ｖｂｓｃ，Ｖｃｓｃを示すため、（ａ）が
Ｖａｓｒであると仮定すると、（ｃ）はＶａｓｃに
なる。

【００２６】そして、図３（Ｂ）中、（ｄ）は供給され
る電流の波形を示したもので、該供給電流の絶対値が最
大である９０°及び２７０°の付近で、新しい相電圧指
令Ｖａｓｃである（ｃ）はスイッチングを休止するた
め、スイッチングを休止する区間における新しい相電圧
指令Ｖａｓｃの波形は直線状になる。一方、上述した
電流制御器の各出力電圧Ｖｑｅ，Ｖｄｅから求められる
力率θ ｐｆは、負荷である電動機Ｍの抵抗とインダクタ
ンスとにより決定される固有値であるため、電力変換装
置を運転する前に上記電動機Ｍの特性及び放熱板の大き
さなどを予め把握して力率を決定し、該力率値を上記制
御部に予めセッティングして置くと、本発明に係るパル
ス幅変調方法を行うとき微少区間毎に反復して力率を計
算する手間が省かれ、極めて簡便になる。

【００２７】

【発明の効果】以上説明したように本発明に係る電力変
換装置のパルス幅変調方法においては、電流の最大絶対
値を有する区間における所定時間の間スイッチングが休
止されるため、半導体素子の熱発生量を低減し得るとい
う効果がある。且つ、電動機の電圧及び周波数により３
相、又は２相パルス幅変調を選択的に行うことが可能で
あるため、従来のスイッチング損失を大いに低減し、電
力変換装置の放熱板の大きさを大いに縮小し、小容量の
半導体素子に利用可能で、しかも、スイッチング周波数
を高くし得るという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る電力変換装置のパルス幅変調方法
を示したフローチャート（その１）である。

【図２】本発明に係る電力変換装置のパルス幅変調方法
を示したフローチャート（その２）である。

【図３】本発明に係る各部の電圧波形を示した図で、
（Ａ）は相電圧指令（Ｖａｓｒ）、補償電圧（Ｖｃ
ｏｍｐ）及び新しい相電圧指令（Ｖａｓｃ）の波形図
で、（Ｂ）は新しい相電圧指令（Ｖａｓｃ）及び電流
の波形図である。

【図４】通常の電力変換装置を示した構成図である。

【図５】従来３相パルス幅変調方法による電圧の波形を
示した図である。

【図６】従来２相パルス幅変調方法における、電圧の最
大相対値を有した相がスイッチングを休止する場合を示
したフローチャートである。

【図７】図６の場合の微少区間における電圧波形を示し
た図である。

【図８】図６の場合の、各相電圧指令（Ｖａｓｃ，Ｖ
ｂｓｃ，Ｖｃｓｃ）とスイッチング信号（ＰＷＭ
Ｕ）とを示した波形図である。

【図９】従来２相パルス幅変調方法における、電圧の最
大絶対値を有した相がスイッチングを休止する場合を示
したフローチャートである。

【図１０】図９の場合の算出された各相電圧指令（Ｖａ
ｓｃ，Ｖｂｓｃ，Ｖｃｓｃ）とスイッチング信号
（ＰＷＭＵ）とを示した波形図である。

【符号の説明】

１…コンバータ２…インバータ３…電流制御器４…制御部５，６…第１、第２駆動部Ｔ…リアクタンス

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源の電圧、電流及び周波数を変換
して負荷に印加し、該負荷に供給される電圧及び周波数を検出してパルス幅
変調を行う電力変換装置において、上記負荷の入力側に接続された電流制御器から出力され
る回転座標系の出力電圧（Ｖｑｅ，Ｖｄｅ）から、上記
負荷に供給される電圧の位相により停止座標系の相電圧
指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓｒ）を算出す
る第１段階と、上記負荷に供給される電圧及び周波数が所定値以下であ
ると上記相電圧指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓ
ｒ）から３相パルス幅変調を行う第２段階と、上記負荷に供給される電圧及び周波数が所定値以上であ
ると電流の位相と同相の新しい相電圧指令（Ｖａｓ
ｐ，Ｖｂｓｐ，Ｖｃｓｐ）を算出する第３段階であ
って、上記回転座標系の出力電圧（Ｖｑｅ，Ｖｄｅ）から、力
率（θ ｐｆ）をａｔａｎ（Ｖｄｅ／Ｖｑｅ）として求
める第１過程と、該力率と上記電圧の位相とから電流の位相（θ ｐ）を
求める第２過程と、該電流の位相と同相の新しい相電圧指令（Ｖａｓｐ，
Ｖｂｓｐ，Ｖｃｓ＿ｐ）を算出する第３過程と、を包
含してなる第３段階と、該第３段階から求められた上記新しい相電圧指令（Ｖａ
ｓｐ，Ｖｂｓｐ，Ｖｃｓｐ）中、電流の最大絶対
値を有する相がスイッチングを休止する２相パルス幅変
調を行う第４段階であって、上記新しい相電圧指令（Ｖａｓｐ，Ｖｂｓｐ，Ｖｃ
ｓｐ）の絶対値を相互比較する第１過程と、上記最大絶対値を有する相の相電圧指令の絶対値を三角
波の最大値（ＰＷＭ＿ｍａｘ）から減算して補償電圧
（Ｖｃｏｍｐ）を算出する第２過程と、上記最大絶対値を有する相電圧指令の符号が正であると
き上記相電圧指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓ
ｒ）に上記補償電圧（Ｖ＿ｃｏｍｐ）を加算し、負であ
るとき上記相電圧指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃ
ｓｒ）から上記補償電圧（Ｖｃｏｍｐ）を減算する
第３過程と、を包含してなる第４段階と、を順次行うこ
とを特徴とする電力変換装置のパルス幅変調方法。
【請求項２】交流電源の電圧、電流及び周波数を変換
して負荷に印加し、該負荷に供給される電圧及び周波数を検出してパルス幅
変調を行う電力変換装置において、上記負荷の入力側に接続された電流制御器から出力され
る回転座標系の出力電圧（Ｖｑｅ，Ｖｄｅ）から、上記
負荷に供給される電圧の位相により停止座標系の相電圧
指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓｒ）を算出す
る第１段階と、上記負荷に供給される電圧及び周波数が所定値以下であ
ると上記相電圧指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓ
ｒ）から３相パルス幅変調を行う第２段階と、上記負荷に供給される電圧及び周波数が所定値以上であ
ると電流の位相と同相の新しい相電圧指令（Ｖａｓ
ｐ，Ｖｂｓｐ，Ｖｃｓｐ）を算出する第３段階であ
って、上記電圧の位相と既設定された力率とから電流の位相
（θ ｐ）を求める第１過程と、該電流の位相と同相の新しい相電圧指令（Ｖａｓｐ，
Ｖｂｓｐ，Ｖｃｓ＿ｐ）を算出する第２過程と、を包
含してなる第３段階と、該第３段階から求められた上記新しい相電圧指令（Ｖａ
ｓｐ，Ｖｂｓｐ，Ｖｃｓｐ）中、電流の最大絶対
値を有する相がスイッチングを休止する２相パルス幅変
調を行う第４段階であって、上記新しい相電圧指令（Ｖａｓｐ，Ｖｂｓｐ，Ｖｃ
ｓｐ）の絶対値を相互比較する第１過程と、上記最大絶対値を有する相の相電圧指令の絶対値を三角
波の最大値（ＰＷＭ＿ｍａｘ）から減算して補償電圧
（Ｖｃｏｍｐ）を算出する第２過程と、上記最大絶対値を有する相電圧指令の符号が正であると
き上記相電圧指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓ
ｒ）に上記補償電圧（Ｖ＿ｃｏｍｐ）を加算し、負であ
るとき上記相電圧指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃ
ｓｒ）から上記補償電圧（Ｖｃｏｍｐ）を減算する
第３過程と、を包含してなる第４段階と、を順次行うこ
とを特徴とする電力変換装置のパルス幅変調方法。
【請求項３】交流電源の電圧、電流及び周波数を変換
して負荷に印加し、該負荷に供給される電圧及び周波数を検出してパルス幅
変調を行う電力変換装置において、上記負荷の入力側に接続された電流制御器から出力され
る回転座標系の出力電圧（Ｖｑｅ，Ｖｄｅ）から、上記
負荷に供給される電圧の位相により停止座標系の相電圧
指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓｒ）を算出す
る第１段階と、上記回転座標系の出力電圧（Ｖｑｅ，Ｖｄｅ）から、力
率（θ ｐｆ）をａｔａｎ（Ｖｄｅ／Ｖｑｅ）として求
める第１過程と、該力率と上記電圧の位相とから電流の位相（θ ｐ）を
求める第２過程と、該電流の位相と同相の新しい相電圧指令（Ｖａｓｐ，
Ｖｂｓｐ，Ｖｃｓ＿ｐ）を算出する第３過程と、を包
含してなる第２段階と、該第２段階から求められた上記新しい相電圧指令（Ｖａ
ｓｐ，Ｖｂｓｐ，Ｖｃｓｐ）中、電流の最大絶対
値を有する相がスイッチングを休止する２相パルス幅変
調を行う第３段階であって、上記新しい相電圧指令（Ｖａｓｐ，Ｖｂｓｐ，Ｖｃ
ｓｐ）の絶対値を相互比較する第１過程と、上記最大絶対値を有する相の相電圧指令の絶対値を三角
波の最大値（ＰＷＭ＿ｍａｘ）から減算して補償電圧
（Ｖｃｏｍｐ）を算出する第２過程と、上記最大絶対値を有する相電圧指令の符号が正であると
き上記相電圧指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓ
ｒ）に上記補償電圧（Ｖ＿ｃｏｍｐ）を加算し、負であ
るとき上記相電圧指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃ
ｓｒ）から上記補償電圧（Ｖｃｏｍｐ）を減算する
第３過程と、を包含してなる第３段階と、を順次行うことを特徴とする電力変換装置のパルス幅変
調方法。
【請求項４】交流電源の電圧、電流及び周波数を変換
して負荷に印加し、該負荷に供給される電圧及び周波数を検出してパルス幅
変調を行う電力変換装置において、上記負荷の入力側に接続された電流制御器から出力され
る回転座標系の出力電圧（Ｖｑｅ，Ｖｄｅ）から、上記
負荷に供給される電圧の位相により停止座標系の相電圧
指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓｒ）を算出す
る第１段階と、上記電圧の位相と既設定された力率とから電流の位相
（θ ｐ）を求める第１過程と、該電流の位相と同相の新しい相電圧指令（Ｖａｓｐ，
Ｖｂｓｐ，Ｖｃｓ＿ｐ）を算出する第２過程と、を包
含してなる第２段階と、該第２段階から求められた上記新しい相電圧指令（Ｖａ
ｓｐ，Ｖｂｓｐ，Ｖｃｓｐ）中、電流の最大絶対
値を有する相がスイッチングを休止する２相パルス幅変
調を行う第３段階であって、上記新しい相電圧指令（Ｖａｓｐ，Ｖｂｓｐ，Ｖｃ
ｓｐ）の絶対値を相互比較する第１過程と、上記最大絶対値を有する相の相電圧指令の絶対値を三角
波の最大値（ＰＷＭ＿ｍａｘ）から減算して補償電圧
（Ｖｃｏｍｐ）を算出する第２過程と、上記最大絶対値を有する相電圧指令の符号が正であると
き上記相電圧指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃｓ
ｒ）に上記補償電圧（Ｖ＿ｃｏｍｐ）を加算し、負であ
るとき上記相電圧指令（Ｖａｓｒ，Ｖｂｓｒ，Ｖｃ
ｓｒ）から上記補償電圧（Ｖｃｏｍｐ）を減算する
第３過程と、を包含してなる第３段階と、を順次行うことを特徴とする電力変換装置のパルス幅変
調方法。