JP4378952B2 - 3相pam負荷駆動システム - Google Patents
3相pam負荷駆動システム Download PDFInfo
- Publication number
- JP4378952B2 JP4378952B2 JP2002383735A JP2002383735A JP4378952B2 JP 4378952 B2 JP4378952 B2 JP 4378952B2 JP 2002383735 A JP2002383735 A JP 2002383735A JP 2002383735 A JP2002383735 A JP 2002383735A JP 4378952 B2 JP4378952 B2 JP 4378952B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- output
- voltage
- cscm
- unit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
この発明は3相PAM負荷駆動システムに関し、さらに詳細にいえば、高入力力率で高効率に負荷を駆動する3相PAM負荷駆動システムに関する。
【0002】
【従来の技術】
今日、種々の消費物が電力供給ネットワークに接続されている。一方、これらの消費物は、電力の質の異なる要求を有している。他方、これらは、送電設備網上で種々の影響を有している。これらの影響は、電力の質に対するインパクトを有している。
【0003】
ユーザーの高い環境の意識に送電設備網上で種々の影響を加えることは、エネルギー節約装置の要求を増加することになる。従って、インバーター技術と高効率モータの採択は、空気調和装置のような家庭電気器具製品だけでなく、種々の分野において成功する。
【0004】
インバータ・テクノロジーの魅力的な点は、ドライブの全体的な効率を増加させて、エネルギー効率のために求められている速度でモーターを駆動する磁束最適化のための可変の出力周波数および電圧を生成する能力である。
【0005】
他の分野の場合のように、インバーター技術は、低コスト/低パフォーマンスおよび高コスト/高パフォーマンスのブランドを有する。低コスト/低パフォーマンスのブランドはダイオードブリッジ、電解コンデンサおよびインバータからなる。ダイオードブリッジの入力は送電設備網に接続され、出力は、ユーザーデマンドにしたがう負荷エネルギー制御(例えば、モータ)のために用いられるインバータに給電する電解コンデンサに接続されている。高コスト/高パフォーマンスの技術は、送電設備網とインバータとの間に挟まれた力率修正回路からなる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
慣習的に、中間および低い電圧分配ネットワークの中の電力素子は、ユーザー側の消費された電力品質を制御し、送電設備網側の影響を除去することによって効率を改善するのに用いられる。
【0007】
最もよく知られたものは、図1に示すように、バックトゥーバックの電圧源インバータータイプである。この技術は、コストと効率においてまだ競争的でない。それも、直流電圧を、ゼロから入力電圧の最大値までは制御することができない。したがって、PAMとして知られているパルス振幅変調制御ストラテジーは、実現することができない。したがって、図2に示すように、送電設備網側電流源コンバータを使用することは、ある解決策として考慮されている。しかしながら、電流源トポロジーは、その貧しい効率パフォーマンスと高いコストにより知られている。現在、状況は、速い効率増加が起こっている電力装置技術の速い進展のために変わっている。しかし、コストは、限られた数のテクノロジー大量生産のために、さらに非競争的である。上記の変化を考慮して我々のテクノロジーを更新するために、我々は力率1の新しい高効率3相PAM負荷ドライブ・システムを提案する。
【0008】
【発明の目的】
この発明の目的は、IEC規格に応じる高力率な負荷駆動システムを提供することである。
【0009】
【課題を解決するための手段】
請求項1の3相PAM負荷駆動システムは、各相毎にスイッチ手段(S(com))を有する3相2レベル電力コンバータ回路(CSCM)と、3相2レベル電力コンバータ回路(CSCM)の出力端子間に接続された単一の直流リアクトル(Ld)と、3相2レベル電力コンバータ回路(CSCM)の出力端子の一方に逆極性で直列接続された第1ダイオード(Dd)と、第1ダイオード(Dd)と3相2レベル電力コンバータ回路(CSCM)の出力端子の他方との間に接続された単一の平滑用コンデンサ(Cd)と、平滑用コンデンサ(Cd)の端子間電圧を入力とする3相インバータ回路(VSIM)と、3相2レベル電力コンバータ回路(CSCM)および3相インバータ回路(VSIM)を制御する制御手段とを含み、前記制御手段は、3相2レベル電力コンバータ(CSCM)の出力電流を検出する電流検出部(ID)と、平滑用コンデンサ(Cd)の端子間電圧(VDC)を検出する電圧検出部(VD)と、3相2レベル電力コンバータ(CSCM)の3相交流電圧をΔ−Y変換するΔ−Y変換部(ΔY)と、直流指令電圧としての直流参照電圧を出力する直流参照電圧出力部(DCr)と、直流参照電圧出力部(DCr)から出力された直流参照電圧から電圧検出部(VD)により検出された電圧(VL)を減算する減算部(ST)と、減算部(ST)からの出力を入力として比例・積分演算を行うPI演算部(PI)と、Δ−Y変換部(ΔY)から出力された各相電圧(Va,Vb,Vc)とPI演算部(PI)によるPI演算結果とを乗算して各相乗算結果(Va*,Vb*,Vc*)を出力する乗算部(Ma,Mb,Mc)と、鋸歯状波発生器(SG)または三角波発生器と、電流検出部(ID)により検出された電流(IL)と鋸歯状波発生器SGにより発生された鋸歯状波または三角波発生器により発生された三角波とを乗算して乗算結果(Vcar)を出力する乗算部(Mr)と、各乗算部(Ma,Mb,Mc)から出力された各相乗算結果(Va*,Vb*,Vc*)と乗算部Mrから出力された乗算結果(Vcar)とを比較し、比較結果信号(Vab,Vbc,Vca)を出力するコンパレータ(CPa,CPb,CPc)と、各比較結果信号(Vab,Vbc,Vca)のうちの2つを入力として所定の論理演算を行って対応する相のスイッチング手段(S(com))に対する制御信号(S(com)a,S(com)b,S(com)c)を出力する論理ゲート(LGa,LGb,LGc)とを有するものである。
【0010】
請求項2の3相PAM負荷駆動システムは、PWMスイッチングに起因する電流リプルをフィルタ処理する3相インダクターおよび3つのコンデンサが系統電源に接続されているものである。
【0011】
請求項3の3相PAM負荷駆動システムは、前記3相2レベル電力モジュールとして、各相毎に、1つのスイッチング手段と、このスイッチング手段を挟んで順直列接続された2つの第2ダイオードと、スイッチング手段と並列に、逆直列接続された2つの第3ダイオードとを含むものを採用するものである。
【0012】
【作用】
請求項1の3相PAM負荷駆動システムであれば、3相2レベル電力モジュールと、3相2レベル電力モジュールの出力端子間に接続された単一の直流リアクトルと、3相2レベル電力モジュールの出力端子の一方に逆極性で直列接続された第1ダイオードと、第1ダイオードと3相2レベル電力モジュールの出力端子の他方との間に接続された単一の平滑用コンデンサとでコンバータ装置を構成するので、直流電圧を広範囲にわたって変化させることができ、平滑用コンデンサの端子間電圧を入力とする3相インバータ回路によって、負荷を駆動するための交流電圧を得ることができる。
【0013】
また制御手段が請求項1の様に構成されるので、電圧検出部により検出された電圧が直流参照電圧出力部から出力された直流参照電圧と等しくなるように制御信号を出力して各相のスイッチング手段を制御することができる。この結果、負荷としてモータを採用した場合に、高入力力率で高効率にモータを駆動することができる。また、系統側でアクティブに電力変換を行うので、出力負荷の広い範囲で入力力率を高く維持することができる。さらに、系統側の電力変換を3個のスイッチング手段のみで構成しているので、コスト低減を達成することができ、しかも交流リアクトルを小さくできるので、小型化およびさらなるコスト低減を達成することができる。
【0014】
請求項2の3相PAM負荷駆動システムであれば、PWMスイッチングに起因する電流リプルをフィルタ処理する3相インダクターおよび3つのコンデンサが系統電源に接続されているのであるから、全範囲にわたってIEC規格を満足することができるほか、請求項1と同様の作用を達成することができる。
【0015】
請求項3の3相PAM負荷駆動システムであれば、前記3相2レベル電力モジュールとして、各相毎に、1つのスイッチング手段と、このスイッチング手段を挟んで順直列接続された2つの第2ダイオードと、スイッチング手段と並列に、逆直列接続された2つの第3ダイオードとを含むものを採用するのであるから、請求項1と同様の作用を達成することができる。
【0016】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明の3相PAM負荷駆動システムの実施の形態を詳細に説明する。
【0017】
この発明は、一般に電力回路に関し、さらに詳細には、電力の負荷への効率的な配送のための力率修正および3相AC/AC電力変換の回路に関する。
【0018】
図3に示すこの発明の回路は、ACからDCへの電力変換のために使用され、3つのインダクタLfおよびY接続の3つの小コンデンサCfからなる3相ローパスフィルタが接続された3相電流源電力モジュール(3相2レベル電力コンバータ回路)CSCMを含む。CSCMの出力側は、自身が直列接続されたダイオードDdおよび負荷LLが接続される小サイズのコンデンサCdに接続される並列な小サイズリアクトルLdに接続されている。負荷LLは可変交流電圧を発生するのに用いられる3相の電力モジュール3PPMであり得る。
【0019】
3相電流源電力モジュールCSCMは、出力端子間に順接続ダイオードD1、スイッチングトランジスタS(con)、および順接続ダイオードD2がこの順に直列接続されているとともに、1対の逆接続ダイオードD3、D4がスイッチングトランジスタS(con)に対して逆極性となるよう直列接続されている各相分の回路を互いに並列接続し、1対の逆接続ダイオードD3、D4の接続点が対応するインダクタLfを介して3相交流電源の対応する相に接続されている。小サイズリアクトルLdは、好ましくは、ブースト/バック・モードのために使用される。ダイオードDdは、好ましくは、ブースト/バック・モードを助ける。
【0020】
この発明によれば、3相の電流源コンバータモジュールが提案される。その出力電圧は、ゼロから入力電圧の最大値より高い電圧まで制御される。したがって、PAM制御ストラテジーが使われ得る。
【0021】
基本的モータ駆動およびその制御構成を図4に示す。
【0022】
図4には、図3に示す回路(ただし、ダイオードDdと小サイズリアクトルLdとが入れ替えられている)におけるスイッチングトランジスタS(con)を制御するための制御部が示されている。したがって、ここでは、制御部のみを説明する。
【0023】
この制御部は、3相電流源電力モジュールCSCM の出力電流を検出する電流検出部IDと、コンデンサCdの端子間電圧を検出する電圧検出部VDと、3相交流電圧をΔ−Y変換するΔ−Y変換部ΔYと、直流参照電圧出力部DCrと、直流参照電圧(直流指令電圧)から電圧検出部VDにより検出された電圧VLを減算する減算部STと、減算部STからの出力を入力として比例・積分演算を行うPI演算部PIと、Δ−Y変換部ΔYから出力される各相電圧Va、Vb、VcとPI演算部PIによるPI演算結果とを乗算して各相乗算結果Va*、Vb*、Vc*(図5中Va*、Vb*、Vc*参照)を出力する乗算部Ma、Mb、Mcと、鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生器SGと、電流検出部IDにより検出された電流ILと鋸歯状波発生器SGにより発生された鋸歯状波とを乗算して乗算結果Vcar(図5中Vcar参照)を出力する乗算部Mrと、乗算部Ma、Mb、Mcから出力される各相乗算結果Va*、Vb*、Vc*と乗算部Mrから出力される乗算結果Vcarとを比較し、比較結果信号Vab、Vbc、Vca(図5中Vab、Vbc、Vca参照)を出力するコンパレータCPa、CPb、CPcと、2つの比較結果信号を入力として所定の論理演算を行って対応する相のスイッチングトランジスタS(con)に対する制御信号S(con) a、S(con)b、S(con)c{図5中S(con) a、S(con)b、S(con)c参照}を出力する論理ゲートLGa、LGb、LGcとを有している。
【0024】
したがって、電圧検出部VDにより検出される電圧VDCが直流参照電圧出力部DCrから出力される直流参照電圧(直流指令電圧)と等しくなるように制御信号S(con) a、S(con)b、S(con)cを出力して各相のスイッチングトランジスタS(con)を制御することができる。
【0025】
この結果、負荷としてモータを採用した場合に、高入力力率で高効率にモータを駆動することができる。また、系統側でアクティブに電力変換を行うので、出力負荷の広い範囲で入力力率を高く維持することができる。さらに、系統側の電力変換を3個のスイッチングトランジスタのみで構成しているので、コスト低減を達成することができ、しかも交流リアクトルを小さくできるので、小型化およびさらなるコスト低減を達成することができる。また、全範囲にわたってIEC規格を満足することができる。
【0026】
図6はコンバータ装置CSCMとインバータ装置VSIMとを組み合わせた回路構成の一例を示す図である。
【0027】
この場合には、コンバータ装置CSCMにより出力される直流電圧を大きく変化させることができるので(ステップアップのみならずステップダウンを行うことができるので)、定格電圧が大幅に異なるモータを駆動することができる。
【0028】
図7はコンバータ装置CSCMとインバータ装置VSIMとを組み合わせた回路構成の他の例を示す図である。
【0029】
この場合には、コンバータ装置CSCMにより出力される直流電圧の可変範囲が図6の場合と比較して小さくなるので、駆動できるモータの定格範囲が図6の場合よりも狭くなる。
【0030】
基本的モータ駆動およびその制御構成を図8に示す。
【0031】
図8には、図6に示す回路のインバータ装置VSIMにおけるスイッチングトランジスタS(inv)を制御するための制御部が示されている。なお、コンバータ装置CSCMを制御する制御部の構成は図4の制御部と同様であるから説明を省略する。したがって、ここでは、インバータ装置VSIMを制御する制御部のみを説明する。
【0032】
この制御部は、2相分のインバータ出力電流Iv、Iwを検出する電流検出部IDv、IDwと、2相分のインバータ出力電流Iv、Iwを用いて他の1相のインバータ出力電流Iuを算出する電流算出部IDuと、3相分のインバータ出力電流Iu、Iv、Iwおよび位置センサ(図示せず)または位置検出装置(図示せず)により検出された回転子の磁極位置を示す位置信号θを用いて3相/2相変換を行い、d軸電流id0およびq軸電流iq0を出力する3相/2相変換部TR1と、d軸電流id0、q軸電流iq0およびモータの回転速度ωを入力としてVq0=ωLdid+ωφ、およびVd0=−ωLqiq+ωφの演算を行ってd軸電圧Vd0およびq軸電圧Vq0を算出する電圧算出部VCと、効率指令η*、オルタネーター回転速度ω、およびオルタネータートルクTMを入力として効率指令β*を出力する効率指令テーブルERと、効率指令β*およびトルク指令TM*を入力とし、かつTM*={φ+(Ld−Lq)id*}iq*、およびβ*=tan−1(−id*/iq*)を有して、d軸電流指令id0*、q軸電流指令iq0*を出力するオルタネーターモデルAMと、d軸電流指令id0*とd軸電流id0との差を算出するd軸差算出部STdと、q軸電流指令iq0*とq軸電流iq0との差を算出するq軸差算出部STqと、d軸差算出部STdから出力される差信号を入力として比例・積分演算を行うPI演算部PIdと、q軸差算出部STqから出力される差信号を入力として比例・積分演算を行うPI演算部PIqと、PI演算部PIdからの出力とd軸電圧Vd0とを加算してd軸電圧指令Vd*を出力するd軸加算部ADdと、PI演算部PIqからの出力とq軸電圧Vq0とを加算してq軸電圧指令Vq*を出力するq軸加算部ADqと、d軸電圧指令Vd*、q軸電圧指令Vq*および位置信号θを用いて2相/3相変換を行い、3相分の電圧Va、Vb、Vcを出力する2相/3相変換部TR2と、3相分の電圧Va、Vb、Vc、電圧検出部VDにより検出される電圧VDC、および2相分のインバータ出力電流Iv、Iwを入力として従来公知の過電圧、過電流制御を行うとともに、指令制御を行って、3相分の制御信号を出力する制御部CTRと、三角波発生器TWGと、3相分の制御信号と三角波信号との差を算出してインバータ装置VSIMの3相の上アームのスイッチングトランジスタに対するスイッチング指令S(inv) a+、S(inv) b+、S(inv) c+を出力する差算出部STa、STb、STcと、スイッチング指令S(inv) a+、S(inv) b+、S(inv)c+を反転させてインバータ装置VSIMの3相の下アームのスイッチングトランジスタに対するスイッチング指令S(inv) a−、S(inv) b−、S(inv) c−を出力するインバータ部IVa、IVb、IVcとを有している。
【0033】
なお、この実施形態においては三角波発生器TWGを採用しているが、鋸歯状波発生器を採用することが可能である。
【0034】
したがって、効率指令およびトルク指令に基づいてモータを制御することができる。また、PAM制御とPWM制御との使用によって、適当な負荷電圧と電流とを生じさせることができる。さらに、正確な波形創造、速いダイナミックな応答を実現することができる。コンバータ制御により一定の直流電圧を保っている間、コンデンサCdが適当な制限の下で直流電圧リプルを保つために必要なエネルギー保管のために使われる。また、付加的な電力制御技術は、送電設備網側コンバータが良い精度と小さい遅れ時間を確実にして、特にコストおよび長寿命の面をもってコンデンサが小さくされた場合に直流電圧の大きな変化をもたらす入出力電力アンバランスを防止する。
【0035】
いずれにせよ、直流電圧の変化は避けることができないだけでなく、出力パフォーマンスに影響を及ぼさない。そのリファレンスは、電力装置の最大の電圧によって受け入れられることができる最も許された値に落ち着いている。それゆえに、負荷側のパワー装置の実効電流は現象されることができ、さらに効率は増加される。
【0036】
何れの実施形態においても、3相リアクトルは、高いスイッチング周波数に起因して、最小限のレベルまでサイズを低減できる。スイッチ数を減少させるとともに、送電設備網と負荷側で非常に効率的なダイオードを使用することによって、効率を高めることができる。
【0037】
高いスイッチング周波数に起因するACリアクトルサイズの大幅な低減、総スイッチ数の減少、定格低減、送電設備網と負荷との間での電力の流れの瞬時制御の採用によるDCリンクコンデンサの小型化によって、コストを低減することができる。
【0038】
【発明の効果】
請求項1の発明は、負荷としてモータを採用した場合に、高入力力率で高効率にモータを駆動することができ、また、系統側でアクティブに電力変換を行うので、出力負荷の広い範囲で入力力率を高く維持することができ、さらに、系統側の電力変換を3個のスイッチングトランジスタのみで構成しているので、コスト低減を達成することができ、しかも交流リアクトルを小さくできるので、小型化およびさらなるコスト低減を達成することができるという特有の効果を奏する。
【0039】
請求項2の発明は、全範囲にわたってIEC規格を満足することができるほか、請求項1と同様の効果を奏する。
【0040】
請求項3の発明は、請求項1と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来のバックトゥーバックの電圧源インバータータイプの装置を示す図である。
【図2】従来の送電設備網側電流源コンバータを示す図である。
【図3】この発明の3相PAM負荷駆動システムの系統側の回路構成を示す図である。
【図4】この発明の3相PAM負荷駆動システムの系統側をより詳細に示す図である。
【図5】図4のシステムの要部の信号波形を示す図である。
【図6】この発明の3相PAM負荷駆動システムの系統側および負荷側の回路構成の一例を示す図である。
【図7】この発明の3相PAM負荷駆動システムの系統側および負荷側の回路構成の他の例を示す図である。
【図8】この発明の3相PAM負荷駆動システムの負荷側をより詳細に示す図である。
【符号の説明】
CSCM 3相電流源電力モジュール
Cd、Cf コンデンサ
D1、D2、D3、D4、Dd ダイオード
Ld リアクトル
Lf インダクタ
S(con) スイッチングトランジスタ
Claims (3)
- 各相毎にスイッチ手段(S(com))を有する3相2レベル電力コンバータ回路(CSCM)と、
3相2レベル電力コンバータ回路(CSCM)の出力端子間に接続された単一の直流リアクトル(Ld)と、
3相2レベル電力コンバータ回路(CSCM)の出力端子の一方に逆極性で直列接続された第1ダイオード(Dd)と、
第1ダイオード(Dd)と3相2レベル電力コンバータ回路(CSCM)の出力端子の他方との間に接続された単一の平滑用コンデンサ(Cd)と、
平滑用コンデンサ(Cd)の端子間電圧を入力とする3相インバータ回路(VSIM)と、
3相2レベル電力コンバータ回路(CSCM)および3相インバータ回路(VSIM)を制御する制御手段と
を含み、
前記制御手段は、
3相2レベル電力コンバータ(CSCM)の出力電流を検出する電流検出部(ID)と、
平滑用コンデンサ(Cd)の端子間電圧(VDC)を検出する電圧検出部(VD)と、
3相2レベル電力コンバータ(CSCM)の3相交流電圧をΔ−Y変換するΔ−Y変換部(ΔY)と、
直流指令電圧としての直流参照電圧を出力する直流参照電圧出力部(DCr)と、
直流参照電圧出力部(DCr)から出力された直流参照電圧から電圧検出部(VD)により検出された電圧(VL)を減算する減算部(ST)と、
減算部(ST)からの出力を入力として比例・積分演算を行うPI演算部(PI)と、
Δ−Y変換部(ΔY)から出力された各相電圧(Va,Vb,Vc)とPI演算部(PI)によるPI演算結果とを乗算して各相乗算結果(Va*,Vb*,Vc*)を出力する乗算部(Ma,Mb,Mc)と、
鋸歯状波発生器(SG)または三角波発生器と、
電流検出部(ID)により検出された電流(IL)と鋸歯状波発生器SGにより発生された鋸歯状波または三角波発生器により発生された三角波とを乗算して乗算結果(Vcar)を出力する乗算部(Mr)と、
各乗算部(Ma,Mb,Mc)から出力された各相乗算結果(Va*,Vb*,Vc*)と乗算部Mrから出力された乗算結果(Vcar)とを比較し、比較結果信号(Vab,Vbc,Vca)を出力するコンパレータ(CPa,CPb,CPc)と、
各比較結果信号(Vab,Vbc,Vca)のうちの2つを入力として所定の論理演算を行って対応する相のスイッチング手段(S(com))に対する制御信号(S(com)a,S(com)b,S(com)c)を出力する論理ゲート(LGa,LGb,LGc)と
を有することを特徴とする3相PAM負荷駆動システム。 - PWMスイッチングに起因する電流リプルをフィルタ処理する3相インダクター(Lf)および3つのコンデンサ(Cf)が系統電源に接続されている請求項1に記載の3相PAM負荷駆動システム。
- 前記3相2レベル電力コンバータ回路(CSCM)は、各相毎に、1つのスイッチング手段(S(con))と、このスイッチング手段(S(con))を挟んで順直列接続された2つの第2ダイオード(D1)(D2)と、スイッチング手段(S(con))と並列に、逆直列接続された2つの第3ダイオード(D3)(D4)とを含んでいる請求項1に記載の3相PAM負荷駆動システム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002383735A JP4378952B2 (ja) | 2002-12-28 | 2002-12-28 | 3相pam負荷駆動システム |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002383735A JP4378952B2 (ja) | 2002-12-28 | 2002-12-28 | 3相pam負荷駆動システム |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004215407A JP2004215407A (ja) | 2004-07-29 |
JP4378952B2 true JP4378952B2 (ja) | 2009-12-09 |
Family
ID=32818370
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002383735A Expired - Fee Related JP4378952B2 (ja) | 2002-12-28 | 2002-12-28 | 3相pam負荷駆動システム |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4378952B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4618121B2 (ja) | 2005-12-26 | 2011-01-26 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置及び電力変換システム |
JP6028366B2 (ja) * | 2012-03-29 | 2016-11-16 | 株式会社富士通ゼネラル | スイッチング整流回路 |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2628094B2 (ja) * | 1990-03-14 | 1997-07-09 | 三菱電機株式会社 | インバータ装置の制御回路 |
JPH07226660A (ja) * | 1994-02-10 | 1995-08-22 | Hitachi Ltd | 集積回路 |
JPH0819266A (ja) * | 1994-06-30 | 1996-01-19 | Shimadzu Corp | インバータ装置 |
AU2139601A (en) * | 2000-01-05 | 2001-07-16 | Ascom Energy Systems Ag | Three phase-electrical intermediate circuit having reduced network feedback-identical pulse-director system with a wide positioning range pertaining to the output voltage |
JP3716152B2 (ja) * | 2000-02-28 | 2005-11-16 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
JP4406909B2 (ja) * | 2000-04-28 | 2010-02-03 | サンケン電気株式会社 | Ac−dcコンバータ |
JP4501144B2 (ja) * | 2000-04-28 | 2010-07-14 | サンケン電気株式会社 | Ac−dcコンバータ |
-
2002
- 2002-12-28 JP JP2002383735A patent/JP4378952B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2004215407A (ja) | 2004-07-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Bist et al. | PFC Cuk converter-fed BLDC motor drive | |
Bist et al. | An adjustable-speed PFC bridgeless buck–boost converter-fed BLDC motor drive | |
WO2004062078A1 (ja) | 空気調和装置用モータ駆動装置 | |
Liserre et al. | An overview of three-phase voltage source active rectifiers interfacing the utility | |
JP5471079B2 (ja) | 電力制御装置 | |
Taib et al. | Performance and efficiency control enhancement of wind power generation system based on DFIG using three-level sparse matrix converter | |
Taïb et al. | A fixed switching frequency direct torque control strategy for induction motor drives using indirect matrix converter | |
Jabbarnejad et al. | Combined control of grid connected converters based on a flexible switching table for fast dynamic and reduced harmonics | |
Song et al. | One-Cycle Control of induction machine traction drive for high speed railway part I: Multi-pulse width modulation region | |
Jussila et al. | Comparison of direct and indirect matrix converters in induction motor drive | |
Kumar et al. | A fuzzy logic controller based brushless DC motor using PFC cuk converter | |
Benachour et al. | A new direct torque control of induction machine fed by indirect matrix converter | |
JP4378952B2 (ja) | 3相pam負荷駆動システム | |
Li et al. | Optimizing control strategy of quasi-Z source indirect matrix converter for induction motor drives | |
Ellabban et al. | Field oriented control of an induction motor fed by a quasi-Z-source direct matrix converter | |
Jang et al. | Indirect matrix converter for permanent-magnet-synchronous-motor drives by improved torque predictive control | |
Lee et al. | Design and implementation of a reverse matrix converter for permanent magnet synchronous motor drives | |
Kadir et al. | Direct torque control permanent magnet synchronous motor drive with asymmetrical multilevel inverter supply | |
Kumar et al. | DSP based IFO control of HEV fed through impedance source inverter | |
JP4168253B2 (ja) | モータ駆動装置 | |
Hwang et al. | Application of three-level converters to wind power systems with permanent-magnet synchronous generators | |
Venkatasubramanian et al. | An efficient control method for PMSM drive using an optimized indirect matrix converter | |
Li et al. | Research on controlling strategy of dual bridge matrix converter-direct torque control of induction motor | |
He et al. | Control strategy for open winding PMSM system supplied by the Z-source and voltage source integrated converters | |
Joshi et al. | Power factor improvement in switched reluctance motor drive |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050922 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080903 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20081218 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090213 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20090424 |
|
RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20090522 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090717 |
|
A911 | Transfer of reconsideration by examiner before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20090730 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090825 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090907 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121002 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121002 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131002 Year of fee payment: 4 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |