JPH10164845A - Ｐｗｍ式順変換装置 - Google Patents
Ｐｗｍ式順変換装置Info
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- JPH10164845A JPH10164845A JP8317878A JP31787896A JPH10164845A JP H10164845 A JPH10164845 A JP H10164845A JP 8317878 A JP8317878 A JP 8317878A JP 31787896 A JP31787896 A JP 31787896A JP H10164845 A JPH10164845 A JP H10164845A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】汎用性の高い用途にも安価にして適用できるよ
うにする。 【解決手段】スイッチング素子sw-A,SW-B 及びダイオー
ドDA,DB を上辺と下辺とにそれぞれ逆並列に接続して設
けられた３相各相に対応する各辺の中点を３相交流電源
の各相にリアクトルを介して接続した３相制御整流装置
50と、この３相制御整流装置の出力端に突入電流防止装
置60を直列に介して並列接続された平滑コンデンサ70
と、ＰＷＭ信号発生装置40より発生する三角波電圧及び
正弦波電圧に基づいてスイッチング素子を導通制御する
制御信号を出力するスイッチング素子駆動装置30と、交
流電源の各相電圧に基づく位相信号をスイッチング素子
駆動装置に与える位相検出装置10とを具備し、位相検出
装置10は電源の各相と中性点を結ぶ各辺をそれぞれ抵抗
とフォトカプラの直列回路とコンデンサの並列回路で構
成され、フォトカプラの出力に基づきスイッチング素子
駆動装置に出力する。
うにする。 【解決手段】スイッチング素子sw-A,SW-B 及びダイオー
ドDA,DB を上辺と下辺とにそれぞれ逆並列に接続して設
けられた３相各相に対応する各辺の中点を３相交流電源
の各相にリアクトルを介して接続した３相制御整流装置
50と、この３相制御整流装置の出力端に突入電流防止装
置60を直列に介して並列接続された平滑コンデンサ70
と、ＰＷＭ信号発生装置40より発生する三角波電圧及び
正弦波電圧に基づいてスイッチング素子を導通制御する
制御信号を出力するスイッチング素子駆動装置30と、交
流電源の各相電圧に基づく位相信号をスイッチング素子
駆動装置に与える位相検出装置10とを具備し、位相検出
装置10は電源の各相と中性点を結ぶ各辺をそれぞれ抵抗
とフォトカプラの直列回路とコンデンサの並列回路で構
成され、フォトカプラの出力に基づきスイッチング素子
駆動装置に出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は３相交流電源を用い
て３相誘導電動機を可変速駆動するインバータ装置の順
変換装置（制御整流装置又はコンバータ）に関し、高力
率電源の高周波電流が抑制可能なＰＷＭ式順変換装置に
関する。
て３相誘導電動機を可変速駆動するインバータ装置の順
変換装置（制御整流装置又はコンバータ）に関し、高力
率電源の高周波電流が抑制可能なＰＷＭ式順変換装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】３相誘導電動機を駆動するインバータ装
置（逆変換装置）においては、一般に直流電圧をパルス
幅変調して電圧と周波数を変える所謂ＰＷＭ方式が採用
されている。
置（逆変換装置）においては、一般に直流電圧をパルス
幅変調して電圧と周波数を変える所謂ＰＷＭ方式が採用
されている。
【０００３】このようなインバータ装置において、直流
電源を得る順変換装置としては３相の交流電源を用いる
場合には、ダイオードで３相の交流ブリッジを組むよう
にした構成簡単な無制御整流器が知られている。
電源を得る順変換装置としては３相の交流電源を用いる
場合には、ダイオードで３相の交流ブリッジを組むよう
にした構成簡単な無制御整流器が知られている。
【０００４】図７はかかる無制御式整流装置を用いたイ
ンバータ装置の構成例を示すものである。図７におい
て、３００は３相交流電源、５００はダイオードブリッ
ジ式整流装置で、このダイオードブリッジ式整流装置５
００はＲ相、Ｓ相、Ｔ相に対応するアーム（各辺）５１
０，５２０，５３０にダイオードＤＡ，ＤＢを設けて並
列接続したブリッジ回路を構成し、各アームの中点を３
相交流電源３００のＲ，Ｓ，Ｔ相の各相に接続したもの
である。
ンバータ装置の構成例を示すものである。図７におい
て、３００は３相交流電源、５００はダイオードブリッ
ジ式整流装置で、このダイオードブリッジ式整流装置５
００はＲ相、Ｓ相、Ｔ相に対応するアーム（各辺）５１
０，５２０，５３０にダイオードＤＡ，ＤＢを設けて並
列接続したブリッジ回路を構成し、各アームの中点を３
相交流電源３００のＲ，Ｓ，Ｔ相の各相に接続したもの
である。
【０００５】このブリッジ回路の出力端には、１辺にリ
アクトル８０と突入電流抑止装置６０を直列接続した
後、平滑コンデンサ７０が並列接続される。また、２１
０は平滑コンデンサ７０により平滑された直流出力が入
力され、スイッチング素子駆動制御装置２２０によりス
イッチング素子回路２１０を駆動制御して電圧及び周波
数変換するＰＷＭ制御式逆変換装置（インバータ）で、
このインバータ２００で得られた３相交流出力Ｕ，Ｖ，
Ｗは３相誘導電動機４００に与えられる。
アクトル８０と突入電流抑止装置６０を直列接続した
後、平滑コンデンサ７０が並列接続される。また、２１
０は平滑コンデンサ７０により平滑された直流出力が入
力され、スイッチング素子駆動制御装置２２０によりス
イッチング素子回路２１０を駆動制御して電圧及び周波
数変換するＰＷＭ制御式逆変換装置（インバータ）で、
このインバータ２００で得られた３相交流出力Ｕ，Ｖ，
Ｗは３相誘導電動機４００に与えられる。
【０００６】ここで、ダイオードブリッジ式整流装置５
００は３相交流を全波整流し、出力端には脈動のある直
流電圧が得られる。また、リアクトル８０及び平滑コン
デンサ７０は、全波整流されても残留する脈動成分を平
滑するものである。
００は３相交流を全波整流し、出力端には脈動のある直
流電圧が得られる。また、リアクトル８０及び平滑コン
デンサ７０は、全波整流されても残留する脈動成分を平
滑するものである。
【０００７】さらに、突入電流抑止装置６０はサイリス
タまたはダイオードからなる短絡回路６１と抵抗６２と
が並列接続されたもので、起動時にコンデンサ７０の端
子電圧が低く、電源電圧が高いとき過電流が流れないよ
うにするもので、起動時には短絡回路６１を非動作に制
御して動作抵抗６２を介してコンデンサ７０の充電電圧
を下げて電流を流す。また、起動後はコンデンサ７０の
端子電圧が上昇した時点で短絡回路６１を動作させて動
作抵抗６２を介さずに充電電流を流す。
タまたはダイオードからなる短絡回路６１と抵抗６２と
が並列接続されたもので、起動時にコンデンサ７０の端
子電圧が低く、電源電圧が高いとき過電流が流れないよ
うにするもので、起動時には短絡回路６１を非動作に制
御して動作抵抗６２を介してコンデンサ７０の充電電圧
を下げて電流を流す。また、起動後はコンデンサ７０の
端子電圧が上昇した時点で短絡回路６１を動作させて動
作抵抗６２を介さずに充電電流を流す。
【０００８】このときのダイオードブリッジ式整流装置
５００の入力電流は、図８に示すように電源周波数に対
して高周波成分の大きな歪波形となる。この歪波形は３
相交流電源の電圧がコンデンサ７０の端子電圧より大の
ときのみコンデンサ７０を充電する電流が流れることに
よって生じる。
５００の入力電流は、図８に示すように電源周波数に対
して高周波成分の大きな歪波形となる。この歪波形は３
相交流電源の電圧がコンデンサ７０の端子電圧より大の
ときのみコンデンサ７０を充電する電流が流れることに
よって生じる。
【０００９】このような入力電流は高調波成分が大き
く、この高調波成分は電波障害や同一電源系統に接続さ
れた他の機器への回り込みや漏電の原因になり、好まし
くなく、かつ入力力率も低いことから改善の余地があ
る。
く、この高調波成分は電波障害や同一電源系統に接続さ
れた他の機器への回り込みや漏電の原因になり、好まし
くなく、かつ入力力率も低いことから改善の余地があ
る。
【００１０】そこで、最近ではこれらの不具合を解消す
るものとして整流装置の各辺をパワートランジスタやサ
イリスタ素子等のスイッチング素子とダイオードで構成
し、これらのスイッチング素子をＰＷＭ変調で駆動する
制御式整流装置も例えば（１）特開平７−２３６２７９
号公報、（２）特開平５−１４６１５７号公報、（３）
特開平３−１５２７１号公報、（４）特開平２−５１３
６０号公報、（５）特開昭６１−１７３６９４号公報で
見られるように知られている。
るものとして整流装置の各辺をパワートランジスタやサ
イリスタ素子等のスイッチング素子とダイオードで構成
し、これらのスイッチング素子をＰＷＭ変調で駆動する
制御式整流装置も例えば（１）特開平７−２３６２７９
号公報、（２）特開平５−１４６１５７号公報、（３）
特開平３−１５２７１号公報、（４）特開平２−５１３
６０号公報、（５）特開昭６１−１７３６９４号公報で
見られるように知られている。
【００１１】上記（１）の公報はスイッチング素子にＩ
ＧＢＴ素子を用い、これにダイオードを直列接続して各
アームを構成し、各アームの中点を３相交流電源に接続
して各アームのスイッチング素子をＰＷＭ駆動するＰＷ
Ｍ式整流装置である。
ＧＢＴ素子を用い、これにダイオードを直列接続して各
アームを構成し、各アームの中点を３相交流電源に接続
して各アームのスイッチング素子をＰＷＭ駆動するＰＷ
Ｍ式整流装置である。
【００１２】また、上記（２），（３），（４），
（５）の公報は、スイッチング素子にパワートランジス
タを用い、これにダイオードを逆並列に接続して各アー
ムのスイッチング素子をＰＷＭ駆動するＰＷＭ式整流装
置である。
（５）の公報は、スイッチング素子にパワートランジス
タを用い、これにダイオードを逆並列に接続して各アー
ムのスイッチング素子をＰＷＭ駆動するＰＷＭ式整流装
置である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記（１）〜
（５）に示されているＰＷＭ式整流装置は、インバータ
負荷特性と連動した本格的な制御整流装置ではあるが、
制御系の形態が余りにも完璧なことから過剰性能とな
り、コスト高を招くと共に、空調装置等汎用の高い用途
にはそのままでは適用できないという問題点がある。
（５）に示されているＰＷＭ式整流装置は、インバータ
負荷特性と連動した本格的な制御整流装置ではあるが、
制御系の形態が余りにも完璧なことから過剰性能とな
り、コスト高を招くと共に、空調装置等汎用の高い用途
にはそのままでは適用できないという問題点がある。
【００１４】本発明は上記ような問題点を解消して、空
調装置等汎用性の高い用途にも安価にして適用できるイ
ンバータ駆動装置用のＰＷＭ式順変換装置を提供するこ
とを目的とする。
調装置等汎用性の高い用途にも安価にして適用できるイ
ンバータ駆動装置用のＰＷＭ式順変換装置を提供するこ
とを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は上記ような目的
を達成するため、次のような手段によりＰＷＭ式順変換
装置を構成するものである。請求項１に対応する発明
は、スイッチング素子及びダイオードを上辺と下辺とに
それぞれ逆並列に接続して設けられた３相各相に対応す
る各辺により構成されるブリッジ回路の各辺の中点を３
相交流電源の各相に接続した３相制御整流装置と、この
３相制御整流装置の出力端に突入電流防止装置を直列に
介して並列接続された平滑コンデンサと、前記３相制御
整流装置の入力側に設けられたリアクトルと、三角波電
圧と正弦波電圧を発生するＰＷＭ信号発生装置と、この
ＰＷＭ信号発生装置より発生する三角波電圧及び正弦波
電圧に基づいて前記３相制御整流装置のスイッチング素
子を導通制御する制御信号を出力するスイッチング素子
駆動装置と、前記３相交流電源の各相電圧を検出し、且
つこの各相電圧に基づき各相間の位相を決めて前記スイ
ッチング素子駆動装置を駆動する位相検出装置とを具備
し、前記３相制御整流装置は前記スイッチング素子駆動
装置により各辺のスイッチング素子の導通制御により、
前記３相交流電源側に設けたリアクトルと当該スイッチ
ング素子とこれに逆並列に接続されたダイオードで形成
される回り込み回路に流れる充電電流に基づくエネルギ
ーを前記リアクトルに蓄積し、スッチング素子の非導通
制御により、前記リアクトルより該エネルギーの解放に
基づく誘導起電力の発生を繰返し、スイッチング動作時
点の充電電圧として作用させるものである。
を達成するため、次のような手段によりＰＷＭ式順変換
装置を構成するものである。請求項１に対応する発明
は、スイッチング素子及びダイオードを上辺と下辺とに
それぞれ逆並列に接続して設けられた３相各相に対応す
る各辺により構成されるブリッジ回路の各辺の中点を３
相交流電源の各相に接続した３相制御整流装置と、この
３相制御整流装置の出力端に突入電流防止装置を直列に
介して並列接続された平滑コンデンサと、前記３相制御
整流装置の入力側に設けられたリアクトルと、三角波電
圧と正弦波電圧を発生するＰＷＭ信号発生装置と、この
ＰＷＭ信号発生装置より発生する三角波電圧及び正弦波
電圧に基づいて前記３相制御整流装置のスイッチング素
子を導通制御する制御信号を出力するスイッチング素子
駆動装置と、前記３相交流電源の各相電圧を検出し、且
つこの各相電圧に基づき各相間の位相を決めて前記スイ
ッチング素子駆動装置を駆動する位相検出装置とを具備
し、前記３相制御整流装置は前記スイッチング素子駆動
装置により各辺のスイッチング素子の導通制御により、
前記３相交流電源側に設けたリアクトルと当該スイッチ
ング素子とこれに逆並列に接続されたダイオードで形成
される回り込み回路に流れる充電電流に基づくエネルギ
ーを前記リアクトルに蓄積し、スッチング素子の非導通
制御により、前記リアクトルより該エネルギーの解放に
基づく誘導起電力の発生を繰返し、スイッチング動作時
点の充電電圧として作用させるものである。
【００１６】請求項２に対応する発明は、請求項１に対
応する発明において、位相検出装置は３相交流電源の各
相と中性点を結ぶ各辺をそれぞれ抵抗とフォトカプラの
直列回路とコンデンサの並列回路とで構成され、前記フ
ォトカプラの出力に基づく位相信号を前記スイッチング
素子駆動装置に出力するようにしたものである。
応する発明において、位相検出装置は３相交流電源の各
相と中性点を結ぶ各辺をそれぞれ抵抗とフォトカプラの
直列回路とコンデンサの並列回路とで構成され、前記フ
ォトカプラの出力に基づく位相信号を前記スイッチング
素子駆動装置に出力するようにしたものである。
【００１７】請求項１及び請求項２に対応する発明のＰ
ＷＭ式順変換装置にあっては、スイッチング素子駆動装
置に位相検出装置により検出される３相交流電源の位相
から決まる各相間の位相信号が駆動信号として与えら
れ、且つＰＷＭ信号発生装置より三角波電圧及び正弦波
電圧が与えられると、このスイッチング素子駆動装置は
三角波電圧及び正弦波電圧の大小関係に基づき極性の反
転したスイッチング素子駆動信号を３相制御整流装置に
与えてスイッチング素子をオン、オフ駆動する。従っ
て、３相制御整流装置には、各アームのスイッチング素
子の導通状態により、３相交流電源側に設けたリアクト
ルとスイッチング素子とこれに逆並列に接続されたダイ
オードとで形成される回り込み回路内のリアクトルには
充電電流に基づくエネルギーの蓄積［（１／２）・Ｌ・
ｉ2 ］と解放に基づく誘導起電力（−Ｌ・ｄｉ／ｄｔ）
の発生を繰返し、スイッチング動作時点の充電電圧とし
て作用するので、３相制御整流装置の入力電流は３相交
流電源電圧の周波数の正弦波に近い充電電流となり、電
流波形の１周期内にゼロ電流期間ができたことに起因す
る電流の高調波成分を抑制できる。
ＷＭ式順変換装置にあっては、スイッチング素子駆動装
置に位相検出装置により検出される３相交流電源の位相
から決まる各相間の位相信号が駆動信号として与えら
れ、且つＰＷＭ信号発生装置より三角波電圧及び正弦波
電圧が与えられると、このスイッチング素子駆動装置は
三角波電圧及び正弦波電圧の大小関係に基づき極性の反
転したスイッチング素子駆動信号を３相制御整流装置に
与えてスイッチング素子をオン、オフ駆動する。従っ
て、３相制御整流装置には、各アームのスイッチング素
子の導通状態により、３相交流電源側に設けたリアクト
ルとスイッチング素子とこれに逆並列に接続されたダイ
オードとで形成される回り込み回路内のリアクトルには
充電電流に基づくエネルギーの蓄積［（１／２）・Ｌ・
ｉ2 ］と解放に基づく誘導起電力（−Ｌ・ｄｉ／ｄｔ）
の発生を繰返し、スイッチング動作時点の充電電圧とし
て作用するので、３相制御整流装置の入力電流は３相交
流電源電圧の周波数の正弦波に近い充電電流となり、電
流波形の１周期内にゼロ電流期間ができたことに起因す
る電流の高調波成分を抑制できる。
【００１８】請求項３に対応する発明は、請求項１に対
応する発明において、位相検出装置はフォトカプラの出
力の１相の出力を検出信号とし、他の２相はこれと１２
０°及び２４０°遅れた位相を演算によって求めてスイ
ッチング素子駆動装置に出力するようにしたものであ
る。
応する発明において、位相検出装置はフォトカプラの出
力の１相の出力を検出信号とし、他の２相はこれと１２
０°及び２４０°遅れた位相を演算によって求めてスイ
ッチング素子駆動装置に出力するようにしたものであ
る。
【００１９】請求項３に対応する発明のＰＷＭ式順変換
装置にあっては、電源電圧の単相位相検出装置により３
相電源の１相の電圧のみを検出し、この電圧を基準にし
て残りの２相の位相を演算により求めることにより、指
定の位相差を持つ信号を出力できるので、請求項１に対
応する発明と同様の作用効果を得ることができる。
装置にあっては、電源電圧の単相位相検出装置により３
相電源の１相の電圧のみを検出し、この電圧を基準にし
て残りの２相の位相を演算により求めることにより、指
定の位相差を持つ信号を出力できるので、請求項１に対
応する発明と同様の作用効果を得ることができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態を図面を
参照して説明する。図１は本発明によるＰＷＭ式順変換
装置の第１の実施の形態をインバータ装置に適用した回
路構成を示すものである。
参照して説明する。図１は本発明によるＰＷＭ式順変換
装置の第１の実施の形態をインバータ装置に適用した回
路構成を示すものである。
【００２１】図１において、３００は３相交流電源、５
０は３相制御整流装置で、この３相制御整流装置５０は
Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相に対応するアーム（各辺）５１，５
２，５３の上アーム５１Ａ、５２Ａ，５３Ａ及び下アー
ム５１Ｂ、５２Ｂ，５３Ｂにそれぞれスイッチング素子
ＳＷ−Ａ，ＳＷ−ＢとダイオードＤ−Ａ，Ｄ−Ｂとを並
列に設けてブリッジ回路を構成し、各アーム５１〜５３
の中点を３相交流電源３００のＲ，Ｓ，Ｔの各相にリア
クトル８０を介して接続したものである。
０は３相制御整流装置で、この３相制御整流装置５０は
Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相に対応するアーム（各辺）５１，５
２，５３の上アーム５１Ａ、５２Ａ，５３Ａ及び下アー
ム５１Ｂ、５２Ｂ，５３Ｂにそれぞれスイッチング素子
ＳＷ−Ａ，ＳＷ−ＢとダイオードＤ−Ａ，Ｄ−Ｂとを並
列に設けてブリッジ回路を構成し、各アーム５１〜５３
の中点を３相交流電源３００のＲ，Ｓ，Ｔの各相にリア
クトル８０を介して接続したものである。
【００２２】このブリッジ回路の出力端には、従来の構
成で述べたのと同様にサイリスタまたはダイオードから
なる短絡回路６１と抵抗６２の並列回路からなる突入電
流抑止装置６０を直列に介して平滑コンデンサ７０を並
列接続した後、ＰＷＭ制御式逆変換装置（インバータ）
２００が接続される。このインバータ２００は、スイッ
チング素子回路２１０とスイッチング素子駆動制御装置
２２０からなり、このインバータ２００で電圧及び周波
数変換された３相交流出力Ｕ，Ｖ，Ｗは３相誘導電動機
４００に与えられる。
成で述べたのと同様にサイリスタまたはダイオードから
なる短絡回路６１と抵抗６２の並列回路からなる突入電
流抑止装置６０を直列に介して平滑コンデンサ７０を並
列接続した後、ＰＷＭ制御式逆変換装置（インバータ）
２００が接続される。このインバータ２００は、スイッ
チング素子回路２１０とスイッチング素子駆動制御装置
２２０からなり、このインバータ２００で電圧及び周波
数変換された３相交流出力Ｕ，Ｖ，Ｗは３相誘導電動機
４００に与えられる。
【００２３】一方、１０は３相交流電源３００の各相に
接続された電源電圧の位相検出装置、３０はこの位相検
出装置１０で検出された各相の電源電圧の位相とＰＷＭ
信号発生装置４０より発生する出力電圧が入力されるス
イッチング素子駆動装置３０で、このスイッチング素子
駆動装置３０は３相制御整流装置５０をＰＷＭ制御する
もので、ＰＷＭ制御式順変換装置１００を構成してい
る。
接続された電源電圧の位相検出装置、３０はこの位相検
出装置１０で検出された各相の電源電圧の位相とＰＷＭ
信号発生装置４０より発生する出力電圧が入力されるス
イッチング素子駆動装置３０で、このスイッチング素子
駆動装置３０は３相制御整流装置５０をＰＷＭ制御する
もので、ＰＷＭ制御式順変換装置１００を構成してい
る。
【００２４】ここで、上記位相検出装置１０は、図２に
示すように抵抗１１にフォトトランジスタ１２及びダイ
オード１３の並列回路を直列接続した辺に、更にフィル
タコンデンサ１４を並列接続して３相各相に対応させた
１辺をそれぞれ形成し、各辺の一端を３相交流電源３０
０と線路に挿入したリアクトル８０との間に接続すると
共に、他端を共通に接続して中性点１８を形成したもの
で、この位相検出装置１０は各相間の位相信号Φ（Φ
ｒ：Ｒ相、Φｓ：Ｓ相、Φｔ：Ｔ相）を出力するもので
ある。そして、フォトトランジスタ１２の出力側は、一
端が電源Ｖｃｃ、他端がフィルタコンデンサ１５及び抵
抗１６を並列接続したろ波回路を介してバッファ１７に
接続され、このバッファ１７より得られる出力電圧１９
（Ｒ相１９ｒ、Ｓ相１９ｓ、Ｔ相１９ｔ）に基づき、各
相の電圧のゼロ点が決まり、各相間の位相が決められ
る。
示すように抵抗１１にフォトトランジスタ１２及びダイ
オード１３の並列回路を直列接続した辺に、更にフィル
タコンデンサ１４を並列接続して３相各相に対応させた
１辺をそれぞれ形成し、各辺の一端を３相交流電源３０
０と線路に挿入したリアクトル８０との間に接続すると
共に、他端を共通に接続して中性点１８を形成したもの
で、この位相検出装置１０は各相間の位相信号Φ（Φ
ｒ：Ｒ相、Φｓ：Ｓ相、Φｔ：Ｔ相）を出力するもので
ある。そして、フォトトランジスタ１２の出力側は、一
端が電源Ｖｃｃ、他端がフィルタコンデンサ１５及び抵
抗１６を並列接続したろ波回路を介してバッファ１７に
接続され、このバッファ１７より得られる出力電圧１９
（Ｒ相１９ｒ、Ｓ相１９ｓ、Ｔ相１９ｔ）に基づき、各
相の電圧のゼロ点が決まり、各相間の位相が決められ
る。
【００２５】また、ＰＷＭ信号発生装置４０は、三角波
（キャリア）発生装置４１、正弦波発生装置４２からな
り、ｋHzオーダのキャリア周波数の三角波電圧４１１
と、３相交流電源の周波数（50Hzまたは60HZ）に一致す
る正弦波電圧４２１とを出力する。
（キャリア）発生装置４１、正弦波発生装置４２からな
り、ｋHzオーダのキャリア周波数の三角波電圧４１１
と、３相交流電源の周波数（50Hzまたは60HZ）に一致す
る正弦波電圧４２１とを出力する。
【００２６】さらに、スイッチング素子駆動装置３０
は、Ｒ相アーム駆動信号出力装置３１、Ｓ相アーム駆動
信号出力装置３２、Ｔ相アーム駆動信号出力装置３３か
ら成り、各相のアーム駆動信号出力装置は、三角波発生
装置４１及び正弦波発生装置４２の出力を入力とするコ
ンパレータ等で構成される。
は、Ｒ相アーム駆動信号出力装置３１、Ｓ相アーム駆動
信号出力装置３２、Ｔ相アーム駆動信号出力装置３３か
ら成り、各相のアーム駆動信号出力装置は、三角波発生
装置４１及び正弦波発生装置４２の出力を入力とするコ
ンパレータ等で構成される。
【００２７】Ｒ相アーム駆動信号出力装置３１は、上ア
ーム素子駆動信号３１１Ａ及び下アーム素子駆動信号３
１１Ｂから成るＲ相素子駆動信号３１１を出力し、Ｓ相
アーム駆動信号出力装置３２及びＴ相アーム駆動信号出
力装置３３も同様にＳ相素子駆動信号３２１及びＴ相素
子駆動信号３３１をそれぞれ出力するものである。
ーム素子駆動信号３１１Ａ及び下アーム素子駆動信号３
１１Ｂから成るＲ相素子駆動信号３１１を出力し、Ｓ相
アーム駆動信号出力装置３２及びＴ相アーム駆動信号出
力装置３３も同様にＳ相素子駆動信号３２１及びＴ相素
子駆動信号３３１をそれぞれ出力するものである。
【００２８】次にこのように構成されたＰＷＭ式順変換
装置の作用を述べる。いま、位相検出装置１０により３
相交流電源３００の各相間の位相を決めて、各相間の位
相信号Φ（Φｒ：Ｒ相、Φｓ：Ｓ相、Φｔ：Ｔ相）がス
イッチング素子駆動装置３０の各相のアーム駆動出力装
置３１，３２，３３に与えられ、またＰＷＭ信号発生装
置４０の三角波（キャリア）発生装置４１及び正弦波発
生装置４２より各相のアーム駆動信号出力装置３１，３
２，３３に三角波４１１と正弦波４１２がそれぞれ入力
されているものとする。
装置の作用を述べる。いま、位相検出装置１０により３
相交流電源３００の各相間の位相を決めて、各相間の位
相信号Φ（Φｒ：Ｒ相、Φｓ：Ｓ相、Φｔ：Ｔ相）がス
イッチング素子駆動装置３０の各相のアーム駆動出力装
置３１，３２，３３に与えられ、またＰＷＭ信号発生装
置４０の三角波（キャリア）発生装置４１及び正弦波発
生装置４２より各相のアーム駆動信号出力装置３１，３
２，３３に三角波４１１と正弦波４１２がそれぞれ入力
されているものとする。
【００２９】すると、これら各相のアーム駆動信号出力
装置３１，３２，３３は位相検出装置１０より位相信号
が駆動信号として与えられると、入出力動作により３相
制御整流装置５０の各相アームのスイッチング素子ＳＷ
−Ａ，ＳＷ−Ｂに上アーム駆動信号３１１Ａ，３２１
Ａ，３３１Ａ及び下アーム駆動信号３１１Ｂ，３２１
Ｂ，３３１Ｂがそれぞれ与えられる。
装置３１，３２，３３は位相検出装置１０より位相信号
が駆動信号として与えられると、入出力動作により３相
制御整流装置５０の各相アームのスイッチング素子ＳＷ
−Ａ，ＳＷ−Ｂに上アーム駆動信号３１１Ａ，３２１
Ａ，３３１Ａ及び下アーム駆動信号３１１Ｂ，３２１
Ｂ，３３１Ｂがそれぞれ与えられる。
【００３０】ここでは、図３によりスイッチング素子駆
動装置３０のＲ相の入出力動作を代表して説明する。即
ち、Ｒ相アーム駆動信号出力装置３１のコンパレータの
（−端子）に基準電圧として正弦波４２１を入力し、
（＋端子）に信号電圧として三角波４１１を入力する
と、 三角波電圧４１１＞正弦波４２１の時は出力電圧＋Ｅ
（Ｈレベル） 三角波電圧４１１＜正弦波４２１の時は出力電圧０（Ｌ
レベル） の電圧のパルス列出力を得る。これを下アーム信号３１
１Ｂとする。
動装置３０のＲ相の入出力動作を代表して説明する。即
ち、Ｒ相アーム駆動信号出力装置３１のコンパレータの
（−端子）に基準電圧として正弦波４２１を入力し、
（＋端子）に信号電圧として三角波４１１を入力する
と、 三角波電圧４１１＞正弦波４２１の時は出力電圧＋Ｅ
（Ｈレベル） 三角波電圧４１１＜正弦波４２１の時は出力電圧０（Ｌ
レベル） の電圧のパルス列出力を得る。これを下アーム信号３１
１Ｂとする。
【００３１】この下アーム信号３１１Ｂを反転すると、
次の信号を得る。 三角波電圧４１１＜正弦波４２１の時は出力電圧０（Ｌ
レベル） 三角波電圧４１１＞正弦波４２１の時は出力電圧＋Ｅ
（Ｈレベル） の電圧のパルス列出力を得る。これを上アーム信号３１
１Ａとする。
次の信号を得る。 三角波電圧４１１＜正弦波４２１の時は出力電圧０（Ｌ
レベル） 三角波電圧４１１＞正弦波４２１の時は出力電圧＋Ｅ
（Ｈレベル） の電圧のパルス列出力を得る。これを上アーム信号３１
１Ａとする。
【００３２】これにより、極性が相反した上アーム信号
３１１Ａと下アーム信号３１１Ｂを得る。上アーム信号
３１１ＡはＲ相の上アーム５１Ａのスイッチング素子Ｓ
Ｗ−Ａのベース電圧として印加される。同様に下アーム
信号３１１ＢはＲ相の下アーム５１Ｂのスイッチング素
子ＳＷ−Ｂのベース電圧として印加される。
３１１Ａと下アーム信号３１１Ｂを得る。上アーム信号
３１１ＡはＲ相の上アーム５１Ａのスイッチング素子Ｓ
Ｗ−Ａのベース電圧として印加される。同様に下アーム
信号３１１ＢはＲ相の下アーム５１Ｂのスイッチング素
子ＳＷ−Ｂのベース電圧として印加される。
【００３３】以上はＲ相アーム駆動信号出力装置３１の
入出力動作であるが、Ｓ相アーム駆動信号出力装置３
２、Ｔ相アーム駆動信号出力装置３３も前述同様の入出
力動作によりＳ相駆動信号３２１、Ｔ相駆動信号３３１
をそれぞれ対応する上、下アームのスイッチング素子の
ベース電圧として印加される。
入出力動作であるが、Ｓ相アーム駆動信号出力装置３
２、Ｔ相アーム駆動信号出力装置３３も前述同様の入出
力動作によりＳ相駆動信号３２１、Ｔ相駆動信号３３１
をそれぞれ対応する上、下アームのスイッチング素子の
ベース電圧として印加される。
【００３４】スイッチング素子のベースにＨレベルの電
圧が印加されると、スイッチング素子は導通状態にな
り、ベース電圧がＬレベルになるとスイッチング素子は
非導通状態になるから、各相の上アームと下アーム、例
えばＲ相の上アーム５１Ａと下アーム５１Ｂは互いに相
反した導通状態に制御される。
圧が印加されると、スイッチング素子は導通状態にな
り、ベース電圧がＬレベルになるとスイッチング素子は
非導通状態になるから、各相の上アームと下アーム、例
えばＲ相の上アーム５１Ａと下アーム５１Ｂは互いに相
反した導通状態に制御される。
【００３５】また、３相交流電源３００の各相の相電圧
は互いに１２０°位相差であるから、位相検出装置１０
はこの位相差を起点にして駆動信号を出力するので、各
相の上アームと下アームは互いに１２０°の位相差で、
導通状態と非導通状態を繰り返す。
は互いに１２０°位相差であるから、位相検出装置１０
はこの位相差を起点にして駆動信号を出力するので、各
相の上アームと下アームは互いに１２０°の位相差で、
導通状態と非導通状態を繰り返す。
【００３６】ここで、スイッチング素子の導通状態の切
替わりにより、３相交流電源３００とリアクトル８０と
制御整流装置５０の各アームとの間で図１に点線矢印で
示すように充電電流の回り込み閉回路が形成され、リア
クトル８０に逆起電力（−Ｌ・ｄｉ／ｄｔ）として蓄積
される。 ａ）Ｒ相の下アーム５１Ｂのスイッチング素子ＳＷ−Ｂ
が導通（０Ｎ）した場合、３相交流電源３００→Ｒ相リ
アクトル８０→スイッチング素子ＳＷ−Ｂ→Ｓ相の下ア
ーム５２ＢのダイオードＤ−Ｂ→Ｓ相リアクトル８０→
３相交流電源３００の回り込み回路が形成され、リアク
トル８０には（１／２）・Ｌ・ｉ2 相当の充電電流がエ
ネルギーとして蓄積される。この場合、Ｓ相の下アーム
５２ＢのダイオードＤ−Ｂ→Ｔ相の下アーム５３Ｂのダ
イオードＤ−Ｂ、Ｓ相リアクトル８０→Ｔ相リアクトル
８０であっても良い。 ｂ）次にＲ相の下アーム５１Ｂのスイッチング素子ＳＷ
−ＢがＯＦＦした場合、３相交流電源３００→Ｒ相リア
クトル８０→スイッチング素子ＳＷ−Ｂ→平滑コンデン
サ７０へと充電電流が流れ、上記の蓄積エネルギーが誘
導起電力として放出される。 ｃ）このようにして、３相制御整流装置５０には、各ア
ームのスイッチング素子の導通状態により、３相交流電
源側に設けたリアクトル８０とスイッチング素子に逆並
列に接続したダイオードで形成される回り込み回路内の
リアクトルには充電電流に基づくエネルギーの蓄積
［（１／２）・Ｌ・ｉ2 ］と解放に基づく誘電起電力
（−Ｌ・ｄｉ／ｄｔ）の発生を繰り返し、スイッチング
動作時点の充電電圧として作用する。
替わりにより、３相交流電源３００とリアクトル８０と
制御整流装置５０の各アームとの間で図１に点線矢印で
示すように充電電流の回り込み閉回路が形成され、リア
クトル８０に逆起電力（−Ｌ・ｄｉ／ｄｔ）として蓄積
される。 ａ）Ｒ相の下アーム５１Ｂのスイッチング素子ＳＷ−Ｂ
が導通（０Ｎ）した場合、３相交流電源３００→Ｒ相リ
アクトル８０→スイッチング素子ＳＷ−Ｂ→Ｓ相の下ア
ーム５２ＢのダイオードＤ−Ｂ→Ｓ相リアクトル８０→
３相交流電源３００の回り込み回路が形成され、リアク
トル８０には（１／２）・Ｌ・ｉ2 相当の充電電流がエ
ネルギーとして蓄積される。この場合、Ｓ相の下アーム
５２ＢのダイオードＤ−Ｂ→Ｔ相の下アーム５３Ｂのダ
イオードＤ−Ｂ、Ｓ相リアクトル８０→Ｔ相リアクトル
８０であっても良い。 ｂ）次にＲ相の下アーム５１Ｂのスイッチング素子ＳＷ
−ＢがＯＦＦした場合、３相交流電源３００→Ｒ相リア
クトル８０→スイッチング素子ＳＷ−Ｂ→平滑コンデン
サ７０へと充電電流が流れ、上記の蓄積エネルギーが誘
導起電力として放出される。 ｃ）このようにして、３相制御整流装置５０には、各ア
ームのスイッチング素子の導通状態により、３相交流電
源側に設けたリアクトル８０とスイッチング素子に逆並
列に接続したダイオードで形成される回り込み回路内の
リアクトルには充電電流に基づくエネルギーの蓄積
［（１／２）・Ｌ・ｉ2 ］と解放に基づく誘電起電力
（−Ｌ・ｄｉ／ｄｔ）の発生を繰り返し、スイッチング
動作時点の充電電圧として作用する。
【００３７】これにより、３相制御整流装置５０の入力
電流は、電源電圧の周波数の正弦波に近い充電電流とな
り、電流波形の１周期内にゼロ電流期間ができたことに
起因する電流の高調波成分を抑制できる。
電流は、電源電圧の周波数の正弦波に近い充電電流とな
り、電流波形の１周期内にゼロ電流期間ができたことに
起因する電流の高調波成分を抑制できる。
【００３８】図４はこのときの電流波形の一例を示すも
のである。この電流波形は、従来の電流波形に対して著
しく高調波成分が低減していることが分かる。また、図
５は位相差に対する入力力率の変化を示す。
のである。この電流波形は、従来の電流波形に対して著
しく高調波成分が低減していることが分かる。また、図
５は位相差に対する入力力率の変化を示す。
【００３９】図５からも明らかなように位相差が２°〜
−５°の範囲では、入力力率の低下はほとんどなく、高
力率が維持できることが分かる。一方、ＰＷＭ信号発生
装置４０より３角波と正弦波とをスイッチング素子駆動
装置３０に与えて３相制御整流装置５０をスイッチング
制御する場合、３角波の振幅を２Ａ、正弦波の振幅を２
Ｂとし、このときの変調率ＡｆをＡｆ＝Ｂ／Ａ（０≦Ａ
ｆ≦１）とすると、平滑コンデンサ７０の端子電圧はリ
アクトル８０の昇圧作用により変調率Ａｆが小さい程高
くなる作用がある。また、順変換装置にかかる負荷の変
動に対する平滑コンデンサ７０の電圧変動も、変調率が
小さい程小さい。
−５°の範囲では、入力力率の低下はほとんどなく、高
力率が維持できることが分かる。一方、ＰＷＭ信号発生
装置４０より３角波と正弦波とをスイッチング素子駆動
装置３０に与えて３相制御整流装置５０をスイッチング
制御する場合、３角波の振幅を２Ａ、正弦波の振幅を２
Ｂとし、このときの変調率ＡｆをＡｆ＝Ｂ／Ａ（０≦Ａ
ｆ≦１）とすると、平滑コンデンサ７０の端子電圧はリ
アクトル８０の昇圧作用により変調率Ａｆが小さい程高
くなる作用がある。また、順変換装置にかかる負荷の変
動に対する平滑コンデンサ７０の電圧変動も、変調率が
小さい程小さい。
【００４０】しかし、本実施の形態の如く、平滑コンデ
ンサ７０の端子電圧や充電電流をＰＷＭ制御にフィード
バックしない開ループ式の制御においては、外的負荷変
動に対して直流電圧が平坦な特性が好ましく、デッドタ
イムによるＰＷＭ波形の歪みの影響がでない範囲でＡｆ
を１に近付けるのが好ましい。
ンサ７０の端子電圧や充電電流をＰＷＭ制御にフィード
バックしない開ループ式の制御においては、外的負荷変
動に対して直流電圧が平坦な特性が好ましく、デッドタ
イムによるＰＷＭ波形の歪みの影響がでない範囲でＡｆ
を１に近付けるのが好ましい。
【００４１】このように本実施の形態では、３相制御整
流装置５０の入力側に設けられたリアクトル８０の誘導
電圧により電流を連続的に流すことができ、位相検出装
置１０で検出した電源電圧のゼロクロス信号と同期をと
って正弦波及び三角波の比較法をとって生成したＰＷＭ
制御信号により３相制御整流装置５０のスイッチング素
子をオープンループで制御することにより、入力電流を
ほぼ正弦波にすることが可能となり、高調波を大幅に低
減することができる。
流装置５０の入力側に設けられたリアクトル８０の誘導
電圧により電流を連続的に流すことができ、位相検出装
置１０で検出した電源電圧のゼロクロス信号と同期をと
って正弦波及び三角波の比較法をとって生成したＰＷＭ
制御信号により３相制御整流装置５０のスイッチング素
子をオープンループで制御することにより、入力電流を
ほぼ正弦波にすることが可能となり、高調波を大幅に低
減することができる。
【００４２】図６は本発明の第２の実施の形態における
位相検出装置の回路構成を示すもので、ここでは図２と
異なる点についてのみ述べる。図６において、３相交流
電源３００の１相の電圧のみの電圧を出力可能にした以
外は図２と同様である。即ち、Ｒ相に対応する位相検出
回路のフォトトランジスタ１２の出力側は、一端が電源
Ｖｃｃ、他端がフィルタコンデンサ１５及び抵抗１６を
並列接続した濾波回路を介してバッファ１７に接続さ
れ、このバッファ１７より得られる出力電圧ＶR を位相
演算装置２０に入力して他の２相の位相を演算により求
めて出力するようにしたものである。
位相検出装置の回路構成を示すもので、ここでは図２と
異なる点についてのみ述べる。図６において、３相交流
電源３００の１相の電圧のみの電圧を出力可能にした以
外は図２と同様である。即ち、Ｒ相に対応する位相検出
回路のフォトトランジスタ１２の出力側は、一端が電源
Ｖｃｃ、他端がフィルタコンデンサ１５及び抵抗１６を
並列接続した濾波回路を介してバッファ１７に接続さ
れ、このバッファ１７より得られる出力電圧ＶR を位相
演算装置２０に入力して他の２相の位相を演算により求
めて出力するようにしたものである。
【００４３】この位相演算装置２０は、基準位相検出器
２１と位相演算器２２とを備え、位相検出装置１０Ａに
より１相の位相信号を基準にして残りの２相の位相を演
算して出力する。
２１と位相演算器２２とを備え、位相検出装置１０Ａに
より１相の位相信号を基準にして残りの２相の位相を演
算して出力する。
【００４４】ここで、位相信号（Φ）はＲ相を基準にす
れば、 Φｓ＝Φｒ＋１２０° Φｔ＝Φｒ＋２４０° を演算することにより、指定の位相差を持つ信号を出力
できる。
れば、 Φｓ＝Φｒ＋１２０° Φｔ＝Φｒ＋２４０° を演算することにより、指定の位相差を持つ信号を出力
できる。
【００４５】これらの位相信号Φｒ，Φｓ，Φｔにより
第１の実施の形態と同様にスイッチング素子駆動装置３
０に３相交流電源の各相の位相信号を駆動信号として出
力することにより、第１の実施の形態と同様の作用効果
を得ることができる。
第１の実施の形態と同様にスイッチング素子駆動装置３
０に３相交流電源の各相の位相信号を駆動信号として出
力することにより、第１の実施の形態と同様の作用効果
を得ることができる。
【００４６】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、直流
電圧や充電電流をＰＷＭ波形制御にフィードバックしな
い、開ループ式の制御としているので、低コストで汎用
性が高く、特に空調用のインバータ装置に好適であり、
また開ループ式順変換装置でありながら、入力電流の高
調波成分が低減され、電波障害の防止や高力率化によ
り、同一の電源負荷される他機器への電気的障害の小さ
いＰＷＭ制御式順変換装置を提供することができる。
電圧や充電電流をＰＷＭ波形制御にフィードバックしな
い、開ループ式の制御としているので、低コストで汎用
性が高く、特に空調用のインバータ装置に好適であり、
また開ループ式順変換装置でありながら、入力電流の高
調波成分が低減され、電波障害の防止や高力率化によ
り、同一の電源負荷される他機器への電気的障害の小さ
いＰＷＭ制御式順変換装置を提供することができる。
【図１】本発明によるＰＷＭ式順変換装置の第１の実施
の形態をインバータ装置に適用した構成を示す回路図。
の形態をインバータ装置に適用した構成を示す回路図。
【図２】本発明の第１の実施の形態における位相検出装
置を詳細に示す回路構成図。
置を詳細に示す回路構成図。
【図３】本発明の第１の実施の形態において、ＰＷＭ式
スイッチング素子駆動信号とその発生方法の説明図。
スイッチング素子駆動信号とその発生方法の説明図。
【図４】本発明によるＰＷＭ式順変換装置の入力電流波
形図。
形図。
【図５】本発明によるＰＷＭ式順変換装置の入力力率特
性図。
性図。
【図６】本発明の第２の実施の形態における位相検出装
置を詳細に示す回路構成図。
置を詳細に示す回路構成図。
【図７】従来のダイオードブリッジ式整流装置を適用し
たインバータ装置の構成例を示す回路図。
たインバータ装置の構成例を示す回路図。
【図８】従来のダイオードブリッジ式整流装置の入力電
流波形図。
流波形図。
１００…ＰＷＭ制御式順変換装置 １０…位相検出装置 １０Ａ…単相位相検出装置 １１…抵抗 １２…フォトトランジスタ １３…ダイオード １４…フィルタコンデンサ １５…抵抗 １６…コンデンサ １７…バッファ １８…中性点 １９（１９ｒ，１９ｓ，１９ｔ）…Ｒ，Ｓ，Ｔ相の出力 ２０…位相演算装置 ２１…基準位相検出器 ２２…位相演算器 ３０…スイッチング素子駆動装置 ３１…Ｒ相アーム駆動信号出力装置 ３２…Ｓ相アーム駆動信号出力装置 ３３…Ｔ相アーム駆動信号出力装置 ４０…ＰＷＭ信号発生装置 ４１…三角波発生装置 ４２…正弦波発生装置 ５０…３相制御整流装置 ５１，５２，５３……Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相アーム ５１Ａ，５２Ａ，５３Ａ…上アーム ５１Ｂ，５２Ｂ，５３Ｂ…下アーム ６０…突入電流防止装置 ６１…短絡回路 ６２…負荷抵抗 ７０…平滑コンデンサ ８０…リアクトル ２００…ＰＷＭ制御式逆変換装置 ２１０…スイッチング素子回路 ２２０…スイッチング素子駆動制御装置 ３００…３相交流電源 ４００…３相誘導電動機
Claims (3)
- 【請求項１】 スイッチング素子及びダイオードを上辺
と下辺とにそれぞれ逆並列に接続して設けられた３相各
相に対応する各辺により構成されるブリッジ回路の各辺
の中点を３相交流電源の各相に接続した３相制御整流装
置と、この３相制御整流装置の出力端に突入電流防止装
置を直列に介して並列接続された平滑コンデンサと、前
記３相制御整流装置の入力側に設けられたリアクトル
と、三角波電圧と正弦波電圧を発生するＰＷＭ信号発生
装置と、このＰＷＭ信号発生装置より発生する三角波電
圧及び正弦波電圧に基づいて前記３相制御整流装置のス
イッチング素子を導通制御する制御信号を出力するスイ
ッチング素子駆動装置と、前記３相交流電源の各相電圧
を検出し、且つこの各相電圧に基づき各相間の位相を決
めて前記スイッチング素子駆動装置を駆動する位相検出
装置とを具備し、 前記３相制御整流装置は前記スイッチング素子駆動装置
によりスイッチング素子の導通制御により、前記３相交
流電源側に設けたリアクトルと当該スイッチング素子と
これに逆並列に接続されたダイオードで形成される回り
込み回路に流れる充電電流に基づくエネルギーを前記リ
アクトルに蓄積し、スッチング素子の非導通制御によ
り、前記リアクトルより該エネルギーの解放に基づく誘
導起電力の発生を繰返し、スイッチング動作時点の充電
電圧として作用させることを特徴とするＰＷＭ式順変換
装置。 - 【請求項２】 前記位相検出装置は前記３相交流電源の
各相と中性点を結ぶ各辺をそれぞれ抵抗とフォトカプラ
の直列回路とコンデンサの並列回路とで構成され、前記
フォトカプラの出力に基づく位相信号を前記スイッチン
グ素子駆動装置に出力するようにしたことを特徴とする
請求項１記載のＰＷＭ式順変換装置。 - 【請求項３】 前記位相検出装置はフォトカプラの出力
の１相の出力を検出信号とし、他の２相はこれと１２０
°及び２４０°遅れた位相を演算によって求めてスイッ
チング素子駆動装置に出力するようにしたことを特徴と
する請求項１記載のＰＷＭ式順変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8317878A JPH10164845A (ja) | 1996-11-28 | 1996-11-28 | Ｐｗｍ式順変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8317878A JPH10164845A (ja) | 1996-11-28 | 1996-11-28 | Ｐｗｍ式順変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10164845A true JPH10164845A (ja) | 1998-06-19 |
Family
ID=18093074
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8317878A Withdrawn JPH10164845A (ja) | 1996-11-28 | 1996-11-28 | Ｐｗｍ式順変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10164845A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006006046A (ja) * | 2004-06-18 | 2006-01-05 | Daikin Ind Ltd | コンバータ制御方法及びコンバータ制御装置並びに空調機及びその制御方法及び制御装置 |
| WO2014034207A1 (ja) | 2012-08-30 | 2014-03-06 | 三菱重工業株式会社 | コンバータ制御装置、方法、プログラム及び空気調和機 |
| WO2015184113A1 (en) * | 2014-05-29 | 2015-12-03 | Eaton Corporation | System and method for safe switching in an ac-to-ac converter |
| JP2017229224A (ja) * | 2016-06-23 | 2017-12-28 | 台達電子工業股▲ふん▼有限公司Ｄｅｌｔａ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｉｎｃ． | 無停電システム並びにその制御方法及び制御部 |
-
1996
- 1996-11-28 JP JP8317878A patent/JPH10164845A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006006046A (ja) * | 2004-06-18 | 2006-01-05 | Daikin Ind Ltd | コンバータ制御方法及びコンバータ制御装置並びに空調機及びその制御方法及び制御装置 |
| JP4572595B2 (ja) * | 2004-06-18 | 2010-11-04 | ダイキン工業株式会社 | コンバータ制御方法及びコンバータ制御装置並びに空調機及びその制御方法及び制御装置 |
| WO2014034207A1 (ja) | 2012-08-30 | 2014-03-06 | 三菱重工業株式会社 | コンバータ制御装置、方法、プログラム及び空気調和機 |
| WO2015184113A1 (en) * | 2014-05-29 | 2015-12-03 | Eaton Corporation | System and method for safe switching in an ac-to-ac converter |
| US9425702B2 (en) | 2014-05-29 | 2016-08-23 | Eaton Corporation | System and method for safe switching in an AC-to-AC converter |
| JP2017229224A (ja) * | 2016-06-23 | 2017-12-28 | 台達電子工業股▲ふん▼有限公司Ｄｅｌｔａ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｉｎｃ． | 無停電システム並びにその制御方法及び制御部 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20040203 |